JP2009060476A - 周波数シンセサイザ、周波数シンセサイザの制御方法、マルチバンド通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザを提供する。
【解決手段】複数の発振器１１および発振器１２の出力を移相器２１および移相器２２で異なる位相の信号にして複数のミキサ３１およびミキサ３２にて乗算し、さらにミキサ３１およびミキサ３２の出力を加算器４０で周波数加算して複数の局部発振信号４１を出力する周波数シンセサイザ１０Ａにおいて、サンプリングスイッチ６１を経由して取り出された局部発振信号４１を、逓倍器６４から得られる信号と乗算してダウンコンバートし、バンドパスフィルタ６２を経由して目的周波数のスプリアスを抽出し、スプリアス検出部６３にてスプリアス強度信号６３−１を検出し、振幅誤差制御部６０は、このスプリアス強度に基づいてミキサ３１のゲインＧを制御して局部発振信号４１に含まれるスプリアスを最小に抑圧する。
【選択図】図２

Description

本発明は、周波数シンセサイザ、周波数シンセサイザの制御方法、マルチバンド通信装置に関する。

例えば、ＭＢ−ＯＦＤＭ等の広帯域無線通信方式による通信を行う送受信機にて用いられる局所発振器は、周波数ホッピング等への対応として複数の所望周波数を局部発振信号（ＬＯ信号）として送受信回路に供給する必要がある。これを可能とするため、多数の発振器、及びＰＬＬ等により所望の各周波数を個別に生成することは可能であるが、回路規模が大きく消費電力も大きくなる。

そこで、例えば、特許文献１には、１つの基準信号とＩＦ信号を用いて、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）変調を行うことで２つの異なる周波数を生成し、設置する発振器の数を低減することが可能な技術が開示されている。この特許文献１の方法は、互いに位相がπ／２ずれた周波数を乗算し、その後足し合わせる、いわゆる直交変調の要領で所望周波数を生成する手法である。

この特許文献１の方法を用いた場合、２系統の異なる伝送路を通過する際に、素子のばらつきや経年変化に起因する位相、及び振幅成分の誤差により不整合が生じ、所望の周波数以外の周波数成分（スプリアス）を含むＬＯ信号が供給される。これにより、受信機でのダウンコンバージョンや送信機でのアップコンバーションの際に不要成分の発生し、通信性能の低下の原因となる。
特開２００５−３９８２４号公報

本発明の目的は、スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザおよびその制御技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することにある。

本発明の第１の観点は、複数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、を含む周波数シンセサイザを提供する。

本発明の第２の観点は、第１の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含む周波数シンセサイザを提供する。

本発明の第３の観点は、第１の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記局部発振信号生成手段は、互いに異なる周波数の基準周波数信号を出力する第１および第２発信器と、前記第１および第２発信器の各々の前記基準周波数信号から位相の異なる二つの第
１および第２基準周波数信号および第３および第４基準周波数信号を生成する第１および第２移相器と、前記第１基準周波数信号と前記第３基準周波数信号を混合する第１周波数ミキサと、前記第２基準周波数信号と前記第４基準周波数信号を混合する第２周波数ミキサと、前記第１および第２周波数ミキサの出力を加算して前記局部発振信号として出力する加算器と、を含み、前記制御手段は、前記第１および第２周波数ミキサの少なくとも一方のゲインを制御することで、前記スプリアスを抑圧する周波数シンセサイザを提供する。

本発明の第４の観点は、第１の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えた周波数シンセサイザを提供する。

本発明の第５の観点は、複数の局部発振信号を生成する周波数シンセサイザの制御方法であって、前記局部発振信号のスプリアスを検出する第１ステップと、前記第１ステップにおける前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する第２ステップと、を含む周波数シンセサイザの制御方法を提供する。

本発明の第６の観点は、第５の観点に記載の周波数シンセサイザの制御方法において、前記第１ステップでは、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合して得られるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出して当該スプリアスの強度を検出する周波数シンセサイザの制御方法を提供する。

本発明の第７の観点は、第５の観点に記載の周波数シンセサイザの制御方法において、前記第２ステップでは、前記局部発振信号を生成するミキサのゲインを制御することで前記局部発振信号に含まれる前記スプリアスを抑圧する周波数シンセサイザの制御方法を提供する。

本発明の第８の観点は、異なる複数の無線周波数の変調および復調をそれぞれ行う変調器および復調器と、前記変換器および前記復調器に局部発振信号を供給する周波数シンセサイザと、を含むマルチバンド通信装置であって、前記周波数シンセサイザは、複数の前記局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、を含むマルチバンド通信装置を提供する。

本発明の第９の観点は、第８の観点に記載のマルチバンド通信装置において、前記周波数シンセサイザの前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むマルチバンド通信装置を提供する。

本発明の第１０の観点は、第８の観点に記載のマルチバンド通信装置において、前記周波数シンセサイザの前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたマルチバンド通信装置を提供する。

本発明によれば、スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザおよびその制御技術を提供することができる。
また、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することができる。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
最初に、本発明の一態様を概括して例示すれば以下のとおりである。すなわち、直交変調の手法を用いて、複数の所望周波数を生成する周波数シンセサイザにおいて、出力成分に対し、基準信号を逓倍した信号を乗算（ダウンコンバート）する。このときの周波数は、振幅誤差による不整合によって生成される周波数に近い周波数とする。乗算器からの出力からＢＰＦを用いてダウンコンバートにより得られる信号を抽出し、スプリアス検出部にてこれを検出する。この際に、ダウンコンバートにより得られる信号が存在するということは、不整合によるスプリアスが発生していることを示している。従って、ここで得られた周波数の信号が最も小さくなるよう制御を行うことで、スプリアスの低減が可能となる。上記の制御とは、抽出した信号の振幅をスプリアス検出部にて検出し、振幅誤差制御部にてその振幅の大きさに従い直交変調部のミキサのゲインを調整することを指す。

なお、上記のスプリアス低減操作は、校正モードとして初期化時、電源投入時、もしくは一定間隔の時刻等、のタイミングで行い、通常の使用時は同操作に関する回路ブロックは消費電力を抑えるために停止状態とする。

図１は、本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザの動作原理を例示する概念図、図２は、本実施の形態の周波数シンセサイザの構成例を示す概念図、図３は、本実施の形態の周波数シンセサイザの変形例を示す概念図である。

周波数ホッピングを用いた無線通信方式の送受信機の周波数シンセサイザでは、該当する周波数帯域の中心周波数の生成を行う。そこで、複数の所望周波数の生成について図１を用いて説明する。

なお、本実施の形態では、一例として、ＷｉＭｅｄｉａ規格のＢａｎｄ Ｇｒｏｕｐ １の中心周波数Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３（３４３２ＭＨｚ．３９６０ＭＨｚ，４４８８ＭＨｚ）の生成を例として用いる。

本実施の形態の前提構成の周波数シンセサイザ１０は、発振器１１（第１発信器）、発振器１２（第２発信器）、移相器２１（第１移相器）、移相器２２（第２移相器）、ミキサ３１（第１周波数ミキサ）、ミキサ３２（第２周波数ミキサ）、加算器４０、制御部５０を備え、局部発振信号４１を出力する。

発振器１１および発振器１２は、それぞれ、３９６０ＭＨｚおよび５２８ＭＨｚの基準周波数信号を発生し、移相器２１および移相器２２にそれぞれ入力する。
移相器２１は、発振器１１から入力される３９６０ＭＨｚの基準周波数信号から、互いに位相の異なる基準周波数信号（この場合、ＰＮ１＿ｏｕｔ１（第１基準周波数信号）およびＰＮ１＿ｏｕｔ２（第２基準周波数信号））を発生する。

同様に、移相器２２は、発振器１２から入力される５２８ＭＨｚの基準周波数信号から、互いに位相の異なる基準周波数信号（この場合、ＰＮ２＿ｏｕｔ１（第３基準周波数信号）、ＰＮ２＿ｏｕｔ２（第４基準周波数信号））を発生する。

ミキサ３１は、移相器２１から出力されるＰＮ１＿ｏｕｔ１と移相器２２から出力され
るＰＮ２＿ｏｕｔ１を乗算し、Ｍ１＿ｏｕｔとして加算器４０に出力する。
同様に、ミキサ３２は、移相器２１から出力されるＰＮ１＿ｏｕｔ２と移相器２２から出力されるＰＮ２＿ｏｕｔ２を乗算し、Ｍ２＿ｏｕｔとして加算器４０に出力する。

加算器４０は、Ｍ１＿ｏｕｔおよびＭ２＿ｏｕｔを加算し、局部発振信号４１として出力する。
制御部５０は、例えばマイクロコンピュータで構成され、移相器２１、移相器２２、ミキサ３１、ミキサ３２等の制御を行う。

すなわち、局部発振信号４１としての中心周波数Ｆ１（３４３２ＭＨｚ）の生成においては、まず、制御部５０からの制御信号（Ｃｏｎｔ＿ＰＮ）により、発振器１１の信号を入力した移相器２１からの出力をＰＮ１＿ｏｕｔ１（位相＝０°）、ＰＮ１＿ｏｕｔ２（位相＝９０°）となるよう移相器２１を設定する。

その後、発振器１２の出力から移相器２２を通して得られるＰＮ２＿ｏｕｔ１（位相＝０°）と、発振器１１の出力から移相器２１を通して得られるＰＮ１＿ｏｕｔ１（位相＝０°）をミキサ３１にて乗算してＭ１＿ｏｕｔを得る。

同様に、発振器１２の出力から移相器２２を通して得られるＰＮ２＿ｏｕｔ２（位相＝９０°）と、発振器１２の出力から移相器２２を通して得られるＰＮ２＿ｏｕｔ１（位相＝９０°）をミキサ３２にて乗算してＭ２＿ｏｕｔを得る。

そして、最終段の加算器４０にてＭ１＿ｏｕｔとＭ２＿ｏｕｔを加算することで中心周波数Ｆ１（３４３２ＭＨｚ）の信号を得る。
これをＰＮ１＿ｏｕｔ１＝ｓｉｎω１ｔ、ＰＮ１＿ｏｕｔ２＝ｃｏｓω１ｔ、ＰＮ２＿ｏｕｔ１＝ｃｏｓω２ｔ、ＰＮ２＿ｏｕｔ２＝−ｓｉｎω２ｔとして式で表すと以下となる。ただし、ω１：３９６０ＭＨｚの信号、ω２：５２８ＭＨｚの信号、である
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= sinω1t×cosω2t
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= cosω1t×(-sinω2t)
=-1/2sin(ω1t+ω2t)+1/2sin(ω1t-ω2t)
F1= M1_out+M2_out=sin(ω1t-ω2t) ⇒3960MHz-528MHz=3432MHz
なお、この際、ｃｏｎｔ＿Ｍ１、及びｃｏｎｔ＿Ｍ２の制御信号はミキサ３１、及びミキサ３２の乗算を有効にするよう設定することとする。

次に、局部発振信号４１としての中心周波数Ｆ２（３９６０ＭＨｚ）の生成においては、発振器１１の出力成分を直接用いることで取得可能であるため、例えばミキサ３１、及びミキサ３２の回路ブロック内に図示しないバイパスを設けて、５２８ＭＨｚの信号との乗算を行うことなく出力するよう、制御部５０からの制御信号にて（ｃｏｎｔ＿Ｍ１、ｃｏｎｔ＿Ｍ２）設定を行う。

その後、発振器１１の出力から移相器２１を通して得られるＰＮ１＿ｏｕｔ１はミキサ３１内のバイパス部を経由して加算器４０に至り、発振器１１の出力から移相器２１を通して得られるＰＮ１＿ｏｕｔ２も同様に、ミキサ３２のバイパス部を経由し加算器４０へと至る。そして、最終段の加算器４０にてＭ１＿ｏｕｔとＭ２＿ｏｕｔを加算することで中心周波数Ｆ２（３９６０ＭＨｚ）の信号を得る。

次に、局部発振信号４１としての中心周波数Ｆ３（４４８８ＭＨｚ）の生成においては、まず、制御部５０からの制御信号（ｃｏｎｔ＿ＰＮ）により、発振器１１の信号を入力した移相器２１からの出力をＰＮ１＿ｏｕｔ１（位相＝０°）、ＰＮ１＿ｏｕｔ２（位相
＝−９０°）となるよう移相器２１を設定する。その後、上述の中心周波数Ｆ１（３４３２ＭＨｚ）を得るときと同様のプロセスにより中心周波数Ｆ３（４４８８ＭＨｚ）の信号を得る。これを式で表すと以下となる。

M1_out= PN1_out1×PN2_out1= sinω1t×cosω2t
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out=sin(ω1t+ω2t) ⇒3960MHz+528MHz=4488MHz
次に振幅誤差を原因とする不整合により発生する局部発振信号４１（中心周波数Ｆ１、中心周波数Ｆ２、中心周波数Ｆ３）のスプリアスの低減方法について説明する。なお、ここでは、位相誤差はないものとする。

まず、上記のスプリアスは、中心周波数Ｆ３（４４８８ＭＨｚ）の生成時を例に、振幅誤差をΔＡとして示すと以下のようになる。
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= ΔA×sinω1t×cosω2t
=ΔA /2sin(ω1t+ω2t)+ ΔA /2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out =(ΔA+1)/2・sin(ω1t+ω2t)+(ΔA-1)/2・sin(ω1t-ω2t)
すなわち、３４３２ＭＨｚの信号が局部発振信号４１としての中心周波数Ｆ３のスプリアスとして現われる。

これは、中心周波数Ｆ１（３４３２ＭＨｚ）を生成する際（スプリアス＝４４８８ＭＨｚ）も全く同様であるため、以下で示した制御方法にて得られる制御結果を３４３２ＭＨｚの生成時にも用いることができる。

本実施の形態において、上記のスプリアスの強度を検出する方法、及びスプリアスを最小化するための制御方法について説明する。
図２は、スプリアスを最小化する機能を備えた本実施の形態の周波数シンセサイザ１０Ａの構成例を示している。

なお、以下では、周波数シンセサイザ１０Ａにおいて、スプリアスの強度を検出して抑圧（最小化）する操作を校正モードと呼ぶ。
この周波数シンセサイザ１０Ａは、上述の周波数シンセサイザ１０の構成に対して、局部発振信号４１のスプリアスの検出手段として、振幅誤差制御部６０（制御手段）、サンプリングスイッチ６１、バンドパスフィルタ６２（スプリアス検出手段）、スプリアス検出部６３（スプリアス強度検出手段）、逓倍器６４、ミキサ３３（周波数混合手段）を備えた構成となっている。

振幅誤差制御部６０は、例えば、制御部５０の一部にソフトウェアまたはハードウェアの制御論理として実装されている。
振幅誤差制御部６０は、サンプリングスイッチ６１がＯＦＦのとき、すなわち、局部発振信号４１をミキサ３３に取り込まない状態のとき（校正モードではないとき）には、ミキサ３３、バンドパスフィルタ６２、スプリアス検出部６３を構成する回路の動作を停止させる機能を備えている。

サンプリングスイッチ６１は、加算器４０から出力される局部発振信号４１を、所望の契機でミキサ３３に取り出すための切り換えスイッチであり、振幅誤差制御部６０から出力される校正モード制御信号６０ｂによって切り換えタイミングが制御される。

逓倍器６４は、発振器１２から出力される５２８ＭＨｚの基準周波数信号を整数倍（この場合、６倍）して、ミキサ３３に入力する動作を行う。
ミキサ３３は、サンプリングスイッチ６１を経由して加算器４０から入力される局部発振信号４１に逓倍器６４から入力される基準周波数信号の逓倍信号を乗算して、局部発振信号４１に含まれるスプリアスをダウンコンバートして抽出する。

バンドパスフィルタ６２は、ダウンコンバートされたスプリアスを選択的にスプリアス検出部６３に入力する。
スプリアス検出部６３は、ダウンコンバートされたスプリアスの強度を検出し、スプリアス強度信号６３−１として振幅誤差制御部６０に入力する。

振幅誤差制御部６０は、スプリアス強度信号６３−１に基づいて、制御信号６０ａによってミキサ３２の動作を制御し、局部発振信号４１に含まれるスプリアスを最小化するように抑圧する。

図４は、本実施の形態の周波数シンセサイザ１０Ａを構成するミキサ３１およびミキサ３２の回路構成例を示す図である。
この図４に例示されるミキサ３１（ミキサ３２）としてのミキサ回路１５０は、能動型のミキサとして用いられることが多いギルバートセルミキサである。

すなわち、このミキサ回路１５０は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２から成り、可変電流源１５２に接続された増幅段と、２対のトランジスタＱ３，Ｑ４およびトランジスタＱ５，Ｑ６が交差接続されて構成され、出力負荷１５３を介して電源端子１５１に接続されたスイッチ段とを直列に接続した回路である。

この図４のミキサ回路１５０では、高周波信号ＲＦおよびローカル信号ＬＯの両方が、バランス入力（入力端子が２個あり、その入力端子間に信号を加えるもの）であり、ダブルバランス形ミキサと呼ばれている。

そして、本実施の形態で示したミキサ３２（ミキサ回路１５０）のゲインの制御は、図４に例示されたミキサ回路１５０の可変電流源１５２を、振幅誤差制御部６０から制御信号６０ａで制御することにより行う。

ミキサ３２（ミキサ３１）を構成するミキサ回路１５０のスイッチ段に入力されるローカル信号ＬＯは、この場合、移相器２１（移相器２２）から出力されるＰＮ２＿ｏｕｔ２（ＰＮ２＿ｏｕｔ１）であり、増幅段に入力される高周波信号ＲＦは、移相器２１から出力されるＰＮ１＿ｏｕｔ２（ＰＮ１＿ｏｕｔ１）であり、スイッチ段から出力される中間周波数ＩＦとして、Ｍ２＿ｏｕｔ（Ｍ１＿ｏｕｔ）が加算器４０に出力される。

このような構成の周波数シンセサイザ１０Ａにおける局部発振信号４１としての中心周波数Ｆ３のスプリアス強度の検出方法は次の通りである。
図２に示すように、スプリアス強度の検出時には、サンプリングスイッチ６１をミキサ３３の側に接続し、局部発振信号４１をミキサ３１に出力し、スプリアス（３４３２ＭＨｚ）を含む周波数シンセサイザ１０Ａの出力（局部発振信号４１）と、発振器１２の出力である５２８ＭＨｚの信号を逓倍器６４にて６倍した信号（３１６８ＭＨｚ）を用いてミキサ３３にて２６４ＭＨｚにダウンコンバートする。

その後、バンドパスフィルタ６２（ＢＰＦ）を用いて２６４ＭＨｚ付近の周波数を抽出し、スプリアス検出部６３にてスプリアスの強度情報を取得する。
この際に、２６４ＭＨｚの高周波成分の強度を検出するスプリアス検出部６３は、例えば図５に示すようなＲＳＳＩ回路等により構成することができる。

すなわち、図５に例示されるスプリアス検出部６３としてのＲＳＳＩ回路１２１は、多段（ここでは７段）に構成されたリミッタアンプ１３１（ここでは例として各段を１０ｄＢとしている）及びダイオード等の検出器１３２（検出電力範囲 −１０ｄＢｍ〜０ｄＢｍとする）と、加算器１３３とから成る。各リミッタアンプ１３１の出力が、対応する検出器１３２を介して、加算器１３３に入力される。つまり、ＲＳＳＩ回路１２１の出力（この場合、スプリアス強度信号６３−１）は、全ての検出器１３２の出力の総和となる。

例えば、一例として、−８０〜−７０ｄＢｍの範囲の信号（スプリアス）がＲＳＳＩ回路１２１に入力された場合は、最終段の（ここでは７段目の）リミッタアンプ１３１の出力のみ、対応する検出器１３２で検出されることになり、これがＲＳＳＩ回路１２１の出力となる。また、−５５ｄＢｍの信号が入力された場合は、最終段及びその一つ前の段（ここでは６段目）のリミッタアンプ１３１が飽和し、更にその１つ前（ここでは５段目）のリミッタアンプ１３１からは−５ｄＢｍ分の出力があるので、ＲＳＳＩ回路１２１の出力は、二つのリミッタアンプの飽和した電圧と、−５ｄＢｍ分の検出器１３２からの出力電圧とが加算された値となる。

また、上述の逓倍器６４を使用する代わりに、例えば図３に変形例として示す周波数シンセサイザ１０Ｂのように、発振器１３（第３発信器）にてスプリアス（３４３２ＭＨｚ）と同じ周波数の信号を生成し、ミキサ３３にて出力成分に乗算してスプリアスを、例えばベースバンド付近の直流（ＤＣ）へとダウンコンバートし、ローパスフィルタ６５（ＬＰＦ）にてこれを抽出した後、スプリアス検出部６３にてスプリアスの強度情報を取得することも可能である。

なお、この場合、周波数シンセサイザ１０Ｂの３４３２ＭＨｚの発振器１３は、局部発振信号４１に含まれるスプリアスをＤＣ付近にダウンコンバートすることが目的であるため、発振器１１、及び発振器１２と比べて発振周波数の精度が低い、例えばリングオシレータのような比較的簡易な発振器の使用が可能である。

次に、このスプリアスの強度情報をもとに振幅誤差制御部６０にて、制御対象であるミキサ３２のゲインＧを調整するための制御信号６０ａを生成する。ここでは、振幅誤差ΔＡとスプリアス強度の関係が、図６の線図に例示されるように、振幅誤差ΔＡの絶対値が小さいほど、スプリアス強度が低下する性質を利用して制御を行う。

次に、本実施の形態の周波数シンセサイザ１０Ａの振幅誤差制御部６０による具体的な制御方法の一例について図７のフローチャートを用いて説明する。
なお、以下の一連のスプリアス抑圧制御を可能とするため、振幅誤差制御部６０は、校正カウンタｎの値、及びスプリアス検出部６３にて検出したスプリアス強度Ｓｎ、等の必要な情報を記憶する記憶手段を有する。

振幅誤差制御部６０は、校正モードの契機が到来すると（ステップ１０１）、まず、スプリアス強度Ｓｎおよび校正カウンタｎを０に初期化する（ステップ１０２）。
その後、振幅誤差制御部６０は、スプリアス検出部６３にてスプリアスの検出を行うと（ステップ１０３）、校正カウンタｎをインクリメントする（ステップ１０４）。

その後、振幅誤差制御部６０は、検出したスプリアス強度Ｓｎが所定の閾値より大きいことを確認すると（ステップ１０５）、スプリアスを抑圧すべく、ミキサ３２のゲインＧを調整するための制御を行う。この際、閾値は製造時に予め定められる値とする。なお、
ステップ１０５でスプリアス強度Ｓｎが閾値未満の場合は、制御を終了する。

振幅誤差制御部６０は、ミキサ３２のゲインＧを調整する制御として、校正カウンタｎ＝１（校正モードの初回の処理）において（ステップ１０６）、ミキサ３２のゲインＧが最大値（Ｇｍａｘ）となるよう制御信号を送信し（ステップ１１２）、現在のスプリアス強度Ｓｎおよび校正カウンタｎの値をスプリアス強度Ｓｎ−１に記憶し（ステップ１１０）、制御信号６０ａ（Ｃｏｎｔ＿Ｇ）としてゲインＧをミキサ３２に送信し（ステップ１１１）、ステップ１０３に戻る。

そして、振幅誤差制御部６０は、ステップ１０６の判定で、ｎ＝２以降の場合は、スプリアス検出部６３にて検出したスプリアス強度Ｓｎと前回のスプリアス強度Ｓｎ−１とを比較し、ＳｎがＳｎ−１より小さくなっていることを確認した後（ステップ１０７）、ゲインＧが制御可能範囲の最小値Ｇｍｉｎにならない間（ステップ１０８）、ミキサ３２のゲインＧを段階的に下げてゆき（ステップ１０９）、閾値を満たすよう制御する。

なお、ステップ１０９でゲインＧが最小値Ｇｍｉｎに到達した場合は、振幅誤差制御部６０は、スプリアスの抑圧制御を終了する。
なお、振幅誤差制御部６０は、スプリアス強度Ｓｎの減少傾向を判別するステップ１０７でＮｏと判定された場合、ｎ＝２では、前回値（ｎ＝１）のスプリアス強度（Ｓ１）の方が必ずしも大きいとは限らないので（ステップ１１３）、そのときはＳ１の方が大きくない場合でも、ミキサ３２のゲインＧを下げるよう制御する（ステップ１０９）。

また、振幅誤差制御部６０は、振幅誤差ΔＡが０以下となり、再びスプリアス強度Ｓｎが増大したことを確認した場合は（ステップ１１４）、ミキサ３２のゲインＧを上げるよう制御して（ステップ１１５）、スプリアス強度Ｓｎの増大を抑止しスプリアスの抑圧制御を終了する。

以上の処理により、振幅誤差制御部６０からの制御信号６０ａ（Ｃｏｎｔ＿Ｇ）にて、振幅誤差に起因するスプリアスが最小となるよう、ミキサ３２のゲインＧを調整する。
これにより、本実施の形態の周波数シンセサイザ１０Ａ（周波数シンセサイザ１０Ｂ）では、外部に出力される局部発振信号４１に含まれるスプリアスを最小限に抑圧することができる。

以上説明したように、本実施の形態の周波数シンセサイザ１０Ａ（周波数シンセサイザ１０Ｂ）によれば、複数の周波数の局部発振信号を必要とする送受信機での周波数生成時に、不要な周波数成分（スプリアス）を含まない適正な所望の周波数の局部発振信号の提供が可能となる。

図８は、本発明の実施の形態であるマルチバンド通信装置の構成例を示す概念図である。
本実施の形態のマルチバンド通信装置２００は、アンテナ２０１、バンドパスフィルタ２０２、送受信切り替え器２０３、低雑音可変増幅器２０４、復調器２０５、高出力増幅器２０６、変調器２０７、局部発信器２０８、ベースバンド処理部２０９を備えている。

本実施の形態のマルチバンド通信装置２００は、ダイレクトコンバージョン方式で、上述の周波数シンセサイザ１０Ａ（周波数シンセサイザ１０Ｂ）を局部発信器２０８として備えている。

すなわち、本実施の形態のマルチバンド通信装置２００の場合、復調器２０５と変調器２０７の双方に同じ直交ミキサを使用しており、局部発信器２０８の共用を可能にしてい
る。

受信の場合、送受信切り替え器２０３を低雑音可変増幅器２０４の側に切り換えると、送受信切り替え器２０３をアンテナ２０１で受信されたマルチバンド無線波は、バンドパスフィルタ２０２を通過して帯域制限された後、低雑音可変増幅器２０４で増幅され、復調器２０５で局部発信器２０８から入力される局部発振信号４１を用いた直交検波でベースバンドＩ／Ｑ出力２１０に復調され、ベースバンド処理部２０９に入力される。

ベースバンド処理部２０９では、ベースバンドＩ／Ｑ出力２１０から受信データ２１１を生成する。
送信の場合、送受信切り替え器２０３を高出力増幅器２０６の側に切り換える。送信データ２１２は、ベースバンド処理部２０９で符号化等の処理がなされ、ベースバンドＩ／Ｑ入力２１３として変調器２０７に入力され、局部発振信号４１を用いて高周波信号に変調され、高出力増幅器２０６で増幅された後、バンドパスフィルタ２０２を経由してアンテナ２０１から無線波として送信される。

この場合、局部発信器２０８に、上述のように、復調器２０５、変調器２０７の直交ミキサに供給される局部発振信号４１に含まれるスプリアスを抑圧することが可能な周波数シンセサイザ１０Ａまたは周波数シンセサイザ１０Ｂを組み込むことにより、スプリアスの分だけ、通信に用いる無線周波数の可用範囲が広がり、無線電波資源の有効利用による効率的なマルチバンド通信が可能になる。

なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。

本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザの動作原理を例示する概念図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザの構成例を示す概念図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザの変形例を示す概念図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザを構成するミキサの回路構成例を示す図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザを構成するスプリアス検出部の回路構成例を示す図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザを構成するミキサにおける振幅誤差とスプリアス強度の一例を示す線図である。 本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザおよびその制御方法の作用例を示すフローチャートである。 本発明の一実施の形態であるマルチバンド通信装置の構成例を示す概念図である。

符号の説明

１０ 周波数シンセサイザ
１０Ａ 周波数シンセサイザ
１０Ｂ 周波数シンセサイザ
１１ 発振器
１２ 発振器
１３ 発振器
２１ 移相器
２２ 移相器
３１ ミキサ
３２ ミキサ
３３ ミキサ
４０ 加算器
４１ 局部発振信号
５０ 制御部
６０ 振幅誤差制御部
６０ａ 制御信号
６０ｂ 校正モード制御信号
６１ サンプリングスイッチ
６２ バンドパスフィルタ
６３ スプリアス検出部
６３−１ スプリアス強度信号
６４ 逓倍器
６５ ローパスフィルタ
１２１ ＲＳＳＩ回路
１３１ リミッタアンプ
１３２ 検出器
１３３ 加算器
１５０ ミキサ回路
１５１ 電源端子
１５２ 可変電流源
１５３ 出力負荷
２００ マルチバンド通信装置
２０１ アンテナ
２０２ バンドパスフィルタ
２０３ 送受信切り替え器
２０４ 低雑音可変増幅器
２０５ 復調器
２０６ 高出力増幅器
２０７ 変調器
２０８ 局部発信器
２０９ ベースバンド処理部
２１０ ベースバンドＩ／Ｑ出力
２１１ 受信データ
２１２ 送信データ
２１３ ベースバンドＩ／Ｑ入力

Claims (10)

1. 複数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
   前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、
   前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、
   を含むことを特徴とする周波数シンセサイザ。
2. 請求項１記載の周波数シンセサイザにおいて、
   前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むことを特徴とする周波数シンセサイザ。
3. 請求項１記載の周波数シンセサイザにおいて、
   前記局部発振信号生成手段は、
   互いに異なる周波数の基準周波数信号を出力する第１および第２発信器と、
   前記第１および第２発信器の各々の前記基準周波数信号から位相の異なる二つの第１および第２基準周波数信号および第３および第４基準周波数信号を生成する第１および第２移相器と、
   前記第１基準周波数信号と前記第３基準周波数信号を混合する第１周波数ミキサと、
   前記第２基準周波数信号と前記第４基準周波数信号を混合する第２周波数ミキサと、
   前記第１および第２周波数ミキサの出力を加算して前記局部発振信号として出力する加算器と、
   を含み、
   前記制御手段は、前記第１および第２周波数ミキサの少なくとも一方のゲインを制御することで、前記スプリアスを抑圧することを特徴とする周波数シンセサイザ。
4. 請求項１記載の周波数シンセサイザにおいて、
   前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたことを特徴とする周波数シンセサイザ。
5. 複数の局部発振信号を生成する周波数シンセサイザの制御方法であって、
   前記局部発振信号のスプリアスを検出する第１ステップと、
   前記第１ステップにおける前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する第２ステップと、
   を含むことを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。
6. 請求項５記載の周波数シンセサイザの制御方法において、
   前記第１ステップでは、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合して得られるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出して当該スプリアスの強度を検出することを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。
7. 請求項５記載の周波数シンセサイザの制御方法において、
   前記第２ステップでは、前記局部発振信号を生成するミキサのゲインを制御することで前記局部発振信号に含まれる前記スプリアスを抑圧することを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。
8. 異なる複数の無線周波数の変調および復調をそれぞれ行う変調器および復調器と、
   前記変換器および前記復調器に局部発振信号を供給する周波数シンセサイザと、を含むマルチバンド通信装置であって、
   前記周波数シンセサイザは、
   複数の前記局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
   前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、
   前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、
   を含むことを特徴とするマルチバンド通信装置。
9. 請求項８記載のマルチバンド通信装置において、
   前記周波数シンセサイザの前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むことを特徴とするマルチバンド通信装置。
10. 請求項８記載のマルチバンド通信装置において、
    前記周波数シンセサイザの前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたことを特徴とするマルチバンド通信装置。

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