JP2009060476A - 周波数シンセサイザ、周波数シンセサイザの制御方法、マルチバンド通信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザを提供する。
【解決手段】複数の発振器11および発振器12の出力を移相器21および移相器22で異なる位相の信号にして複数のミキサ31およびミキサ32にて乗算し、さらにミキサ31およびミキサ32の出力を加算器40で周波数加算して複数の局部発振信号41を出力する周波数シンセサイザ10Aにおいて、サンプリングスイッチ61を経由して取り出された局部発振信号41を、逓倍器64から得られる信号と乗算してダウンコンバートし、バンドパスフィルタ62を経由して目的周波数のスプリアスを抽出し、スプリアス検出部63にてスプリアス強度信号63−1を検出し、振幅誤差制御部60は、このスプリアス強度に基づいてミキサ31のゲインGを制御して局部発振信号41に含まれるスプリアスを最小に抑圧する。
【選択図】図2
【解決手段】複数の発振器11および発振器12の出力を移相器21および移相器22で異なる位相の信号にして複数のミキサ31およびミキサ32にて乗算し、さらにミキサ31およびミキサ32の出力を加算器40で周波数加算して複数の局部発振信号41を出力する周波数シンセサイザ10Aにおいて、サンプリングスイッチ61を経由して取り出された局部発振信号41を、逓倍器64から得られる信号と乗算してダウンコンバートし、バンドパスフィルタ62を経由して目的周波数のスプリアスを抽出し、スプリアス検出部63にてスプリアス強度信号63−1を検出し、振幅誤差制御部60は、このスプリアス強度に基づいてミキサ31のゲインGを制御して局部発振信号41に含まれるスプリアスを最小に抑圧する。
【選択図】図2
Description
本発明は、周波数シンセサイザ、周波数シンセサイザの制御方法、マルチバンド通信装置に関する。
例えば、MB−OFDM等の広帯域無線通信方式による通信を行う送受信機にて用いられる局所発振器は、周波数ホッピング等への対応として複数の所望周波数を局部発振信号(LO信号)として送受信回路に供給する必要がある。これを可能とするため、多数の発振器、及びPLL等により所望の各周波数を個別に生成することは可能であるが、回路規模が大きく消費電力も大きくなる。
そこで、例えば、特許文献1には、1つの基準信号とIF信号を用いて、SSB(Single Side Band)変調を行うことで2つの異なる周波数を生成し、設置する発振器の数を低減することが可能な技術が開示されている。この特許文献1の方法は、互いに位相がπ/2ずれた周波数を乗算し、その後足し合わせる、いわゆる直交変調の要領で所望周波数を生成する手法である。
この特許文献1の方法を用いた場合、2系統の異なる伝送路を通過する際に、素子のばらつきや経年変化に起因する位相、及び振幅成分の誤差により不整合が生じ、所望の周波数以外の周波数成分(スプリアス)を含むLO信号が供給される。これにより、受信機でのダウンコンバージョンや送信機でのアップコンバーションの際に不要成分の発生し、通信性能の低下の原因となる。
特開2005−39824号公報
本発明の目的は、スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザおよびその制御技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することにある。
本発明の第1の観点は、複数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、を含む周波数シンセサイザを提供する。
本発明の第2の観点は、第1の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含む周波数シンセサイザを提供する。
本発明の第3の観点は、第1の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記局部発振信号生成手段は、互いに異なる周波数の基準周波数信号を出力する第1および第2発信器と、前記第1および第2発信器の各々の前記基準周波数信号から位相の異なる二つの第
1および第2基準周波数信号および第3および第4基準周波数信号を生成する第1および第2移相器と、前記第1基準周波数信号と前記第3基準周波数信号を混合する第1周波数ミキサと、前記第2基準周波数信号と前記第4基準周波数信号を混合する第2周波数ミキサと、前記第1および第2周波数ミキサの出力を加算して前記局部発振信号として出力する加算器と、を含み、前記制御手段は、前記第1および第2周波数ミキサの少なくとも一方のゲインを制御することで、前記スプリアスを抑圧する周波数シンセサイザを提供する。
1および第2基準周波数信号および第3および第4基準周波数信号を生成する第1および第2移相器と、前記第1基準周波数信号と前記第3基準周波数信号を混合する第1周波数ミキサと、前記第2基準周波数信号と前記第4基準周波数信号を混合する第2周波数ミキサと、前記第1および第2周波数ミキサの出力を加算して前記局部発振信号として出力する加算器と、を含み、前記制御手段は、前記第1および第2周波数ミキサの少なくとも一方のゲインを制御することで、前記スプリアスを抑圧する周波数シンセサイザを提供する。
本発明の第4の観点は、第1の観点に記載の周波数シンセサイザにおいて、前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えた周波数シンセサイザを提供する。
本発明の第5の観点は、複数の局部発振信号を生成する周波数シンセサイザの制御方法であって、前記局部発振信号のスプリアスを検出する第1ステップと、前記第1ステップにおける前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する第2ステップと、を含む周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
本発明の第6の観点は、第5の観点に記載の周波数シンセサイザの制御方法において、前記第1ステップでは、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合して得られるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出して当該スプリアスの強度を検出する周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
本発明の第7の観点は、第5の観点に記載の周波数シンセサイザの制御方法において、前記第2ステップでは、前記局部発振信号を生成するミキサのゲインを制御することで前記局部発振信号に含まれる前記スプリアスを抑圧する周波数シンセサイザの制御方法を提供する。
本発明の第8の観点は、異なる複数の無線周波数の変調および復調をそれぞれ行う変調器および復調器と、前記変換器および前記復調器に局部発振信号を供給する周波数シンセサイザと、を含むマルチバンド通信装置であって、前記周波数シンセサイザは、複数の前記局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、を含むマルチバンド通信装置を提供する。
本発明の第9の観点は、第8の観点に記載のマルチバンド通信装置において、前記周波数シンセサイザの前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むマルチバンド通信装置を提供する。
本発明の第10の観点は、第8の観点に記載のマルチバンド通信装置において、前記周波数シンセサイザの前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたマルチバンド通信装置を提供する。
本発明によれば、スプリアスを抑圧した多様な局部発振信号を生成することが可能な周波数シンセサイザおよびその制御技術を提供することができる。
また、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することができる。
また、スプリアスの少ない効率的な広帯域無線通信を実現することが可能なマルチバンド通信技術を提供することができる。
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
最初に、本発明の一態様を概括して例示すれば以下のとおりである。すなわち、直交変調の手法を用いて、複数の所望周波数を生成する周波数シンセサイザにおいて、出力成分に対し、基準信号を逓倍した信号を乗算(ダウンコンバート)する。このときの周波数は、振幅誤差による不整合によって生成される周波数に近い周波数とする。乗算器からの出力からBPFを用いてダウンコンバートにより得られる信号を抽出し、スプリアス検出部にてこれを検出する。この際に、ダウンコンバートにより得られる信号が存在するということは、不整合によるスプリアスが発生していることを示している。従って、ここで得られた周波数の信号が最も小さくなるよう制御を行うことで、スプリアスの低減が可能となる。上記の制御とは、抽出した信号の振幅をスプリアス検出部にて検出し、振幅誤差制御部にてその振幅の大きさに従い直交変調部のミキサのゲインを調整することを指す。
最初に、本発明の一態様を概括して例示すれば以下のとおりである。すなわち、直交変調の手法を用いて、複数の所望周波数を生成する周波数シンセサイザにおいて、出力成分に対し、基準信号を逓倍した信号を乗算(ダウンコンバート)する。このときの周波数は、振幅誤差による不整合によって生成される周波数に近い周波数とする。乗算器からの出力からBPFを用いてダウンコンバートにより得られる信号を抽出し、スプリアス検出部にてこれを検出する。この際に、ダウンコンバートにより得られる信号が存在するということは、不整合によるスプリアスが発生していることを示している。従って、ここで得られた周波数の信号が最も小さくなるよう制御を行うことで、スプリアスの低減が可能となる。上記の制御とは、抽出した信号の振幅をスプリアス検出部にて検出し、振幅誤差制御部にてその振幅の大きさに従い直交変調部のミキサのゲインを調整することを指す。
なお、上記のスプリアス低減操作は、校正モードとして初期化時、電源投入時、もしくは一定間隔の時刻等、のタイミングで行い、通常の使用時は同操作に関する回路ブロックは消費電力を抑えるために停止状態とする。
図1は、本発明の一実施の形態である周波数シンセサイザの動作原理を例示する概念図、図2は、本実施の形態の周波数シンセサイザの構成例を示す概念図、図3は、本実施の形態の周波数シンセサイザの変形例を示す概念図である。
周波数ホッピングを用いた無線通信方式の送受信機の周波数シンセサイザでは、該当する周波数帯域の中心周波数の生成を行う。そこで、複数の所望周波数の生成について図1を用いて説明する。
なお、本実施の形態では、一例として、WiMedia規格のBand Group 1の中心周波数F1,F2,F3(3432MHz.3960MHz,4488MHz)の生成を例として用いる。
本実施の形態の前提構成の周波数シンセサイザ10は、発振器11(第1発信器)、発振器12(第2発信器)、移相器21(第1移相器)、移相器22(第2移相器)、ミキサ31(第1周波数ミキサ)、ミキサ32(第2周波数ミキサ)、加算器40、制御部50を備え、局部発振信号41を出力する。
発振器11および発振器12は、それぞれ、3960MHzおよび528MHzの基準周波数信号を発生し、移相器21および移相器22にそれぞれ入力する。
移相器21は、発振器11から入力される3960MHzの基準周波数信号から、互いに位相の異なる基準周波数信号(この場合、PN1_out1(第1基準周波数信号)およびPN1_out2(第2基準周波数信号))を発生する。
移相器21は、発振器11から入力される3960MHzの基準周波数信号から、互いに位相の異なる基準周波数信号(この場合、PN1_out1(第1基準周波数信号)およびPN1_out2(第2基準周波数信号))を発生する。
同様に、移相器22は、発振器12から入力される528MHzの基準周波数信号から、互いに位相の異なる基準周波数信号(この場合、PN2_out1(第3基準周波数信号)、PN2_out2(第4基準周波数信号))を発生する。
ミキサ31は、移相器21から出力されるPN1_out1と移相器22から出力され
るPN2_out1を乗算し、M1_outとして加算器40に出力する。
同様に、ミキサ32は、移相器21から出力されるPN1_out2と移相器22から出力されるPN2_out2を乗算し、M2_outとして加算器40に出力する。
るPN2_out1を乗算し、M1_outとして加算器40に出力する。
同様に、ミキサ32は、移相器21から出力されるPN1_out2と移相器22から出力されるPN2_out2を乗算し、M2_outとして加算器40に出力する。
加算器40は、M1_outおよびM2_outを加算し、局部発振信号41として出力する。
制御部50は、例えばマイクロコンピュータで構成され、移相器21、移相器22、ミキサ31、ミキサ32等の制御を行う。
制御部50は、例えばマイクロコンピュータで構成され、移相器21、移相器22、ミキサ31、ミキサ32等の制御を行う。
すなわち、局部発振信号41としての中心周波数F1(3432MHz)の生成においては、まず、制御部50からの制御信号(Cont_PN)により、発振器11の信号を入力した移相器21からの出力をPN1_out1(位相=0°)、PN1_out2(位相=90°)となるよう移相器21を設定する。
その後、発振器12の出力から移相器22を通して得られるPN2_out1(位相=0°)と、発振器11の出力から移相器21を通して得られるPN1_out1(位相=0°)をミキサ31にて乗算してM1_outを得る。
同様に、発振器12の出力から移相器22を通して得られるPN2_out2(位相=90°)と、発振器12の出力から移相器22を通して得られるPN2_out1(位相=90°)をミキサ32にて乗算してM2_outを得る。
そして、最終段の加算器40にてM1_outとM2_outを加算することで中心周波数F1(3432MHz)の信号を得る。
これをPN1_out1=sinω1t、PN1_out2=cosω1t、PN2_out1=cosω2t、PN2_out2=−sinω2tとして式で表すと以下となる。ただし、ω1:3960MHzの信号、ω2:528MHzの信号、である
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= sinω1t×cosω2t
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= cosω1t×(-sinω2t)
=-1/2sin(ω1t+ω2t)+1/2sin(ω1t-ω2t)
F1= M1_out+M2_out=sin(ω1t-ω2t) ⇒3960MHz-528MHz=3432MHz
なお、この際、cont_M1、及びcont_M2の制御信号はミキサ31、及びミキサ32の乗算を有効にするよう設定することとする。
これをPN1_out1=sinω1t、PN1_out2=cosω1t、PN2_out1=cosω2t、PN2_out2=−sinω2tとして式で表すと以下となる。ただし、ω1:3960MHzの信号、ω2:528MHzの信号、である
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= sinω1t×cosω2t
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= cosω1t×(-sinω2t)
=-1/2sin(ω1t+ω2t)+1/2sin(ω1t-ω2t)
F1= M1_out+M2_out=sin(ω1t-ω2t) ⇒3960MHz-528MHz=3432MHz
なお、この際、cont_M1、及びcont_M2の制御信号はミキサ31、及びミキサ32の乗算を有効にするよう設定することとする。
次に、局部発振信号41としての中心周波数F2(3960MHz)の生成においては、発振器11の出力成分を直接用いることで取得可能であるため、例えばミキサ31、及びミキサ32の回路ブロック内に図示しないバイパスを設けて、528MHzの信号との乗算を行うことなく出力するよう、制御部50からの制御信号にて(cont_M1、cont_M2)設定を行う。
その後、発振器11の出力から移相器21を通して得られるPN1_out1はミキサ31内のバイパス部を経由して加算器40に至り、発振器11の出力から移相器21を通して得られるPN1_out2も同様に、ミキサ32のバイパス部を経由し加算器40へと至る。そして、最終段の加算器40にてM1_outとM2_outを加算することで中心周波数F2(3960MHz)の信号を得る。
次に、局部発振信号41としての中心周波数F3(4488MHz)の生成においては、まず、制御部50からの制御信号(cont_PN)により、発振器11の信号を入力した移相器21からの出力をPN1_out1(位相=0°)、PN1_out2(位相
=−90°)となるよう移相器21を設定する。その後、上述の中心周波数F1(3432MHz)を得るときと同様のプロセスにより中心周波数F3(4488MHz)の信号を得る。これを式で表すと以下となる。
=−90°)となるよう移相器21を設定する。その後、上述の中心周波数F1(3432MHz)を得るときと同様のプロセスにより中心周波数F3(4488MHz)の信号を得る。これを式で表すと以下となる。
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= sinω1t×cosω2t
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out=sin(ω1t+ω2t) ⇒3960MHz+528MHz=4488MHz
次に振幅誤差を原因とする不整合により発生する局部発振信号41(中心周波数F1、中心周波数F2、中心周波数F3)のスプリアスの低減方法について説明する。なお、ここでは、位相誤差はないものとする。
=1/2sin(ω1t+ω2t)+ 1/2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out=sin(ω1t+ω2t) ⇒3960MHz+528MHz=4488MHz
次に振幅誤差を原因とする不整合により発生する局部発振信号41(中心周波数F1、中心周波数F2、中心周波数F3)のスプリアスの低減方法について説明する。なお、ここでは、位相誤差はないものとする。
まず、上記のスプリアスは、中心周波数F3(4488MHz)の生成時を例に、振幅誤差をΔAとして示すと以下のようになる。
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= ΔA×sinω1t×cosω2t
=ΔA /2sin(ω1t+ω2t)+ ΔA /2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out =(ΔA+1)/2・sin(ω1t+ω2t)+(ΔA-1)/2・sin(ω1t-ω2t)
すなわち、3432MHzの信号が局部発振信号41としての中心周波数F3のスプリアスとして現われる。
M1_out= PN1_out1×PN2_out1= ΔA×sinω1t×cosω2t
=ΔA /2sin(ω1t+ω2t)+ ΔA /2sin(ω1t-ω2t)
M2_out= PN1_out2×PN2_out2= (-cosω1t)×(-sinω2t)
=1/2sin(ω1t+ω2t)-1/2sin(ω1t-ω2t)
F3= M1_out+M2_out =(ΔA+1)/2・sin(ω1t+ω2t)+(ΔA-1)/2・sin(ω1t-ω2t)
すなわち、3432MHzの信号が局部発振信号41としての中心周波数F3のスプリアスとして現われる。
これは、中心周波数F1(3432MHz)を生成する際(スプリアス=4488MHz)も全く同様であるため、以下で示した制御方法にて得られる制御結果を3432MHzの生成時にも用いることができる。
本実施の形態において、上記のスプリアスの強度を検出する方法、及びスプリアスを最小化するための制御方法について説明する。
図2は、スプリアスを最小化する機能を備えた本実施の形態の周波数シンセサイザ10Aの構成例を示している。
図2は、スプリアスを最小化する機能を備えた本実施の形態の周波数シンセサイザ10Aの構成例を示している。
なお、以下では、周波数シンセサイザ10Aにおいて、スプリアスの強度を検出して抑圧(最小化)する操作を校正モードと呼ぶ。
この周波数シンセサイザ10Aは、上述の周波数シンセサイザ10の構成に対して、局部発振信号41のスプリアスの検出手段として、振幅誤差制御部60(制御手段)、サンプリングスイッチ61、バンドパスフィルタ62(スプリアス検出手段)、スプリアス検出部63(スプリアス強度検出手段)、逓倍器64、ミキサ33(周波数混合手段)を備えた構成となっている。
この周波数シンセサイザ10Aは、上述の周波数シンセサイザ10の構成に対して、局部発振信号41のスプリアスの検出手段として、振幅誤差制御部60(制御手段)、サンプリングスイッチ61、バンドパスフィルタ62(スプリアス検出手段)、スプリアス検出部63(スプリアス強度検出手段)、逓倍器64、ミキサ33(周波数混合手段)を備えた構成となっている。
振幅誤差制御部60は、例えば、制御部50の一部にソフトウェアまたはハードウェアの制御論理として実装されている。
振幅誤差制御部60は、サンプリングスイッチ61がOFFのとき、すなわち、局部発振信号41をミキサ33に取り込まない状態のとき(校正モードではないとき)には、ミキサ33、バンドパスフィルタ62、スプリアス検出部63を構成する回路の動作を停止させる機能を備えている。
振幅誤差制御部60は、サンプリングスイッチ61がOFFのとき、すなわち、局部発振信号41をミキサ33に取り込まない状態のとき(校正モードではないとき)には、ミキサ33、バンドパスフィルタ62、スプリアス検出部63を構成する回路の動作を停止させる機能を備えている。
サンプリングスイッチ61は、加算器40から出力される局部発振信号41を、所望の契機でミキサ33に取り出すための切り換えスイッチであり、振幅誤差制御部60から出力される校正モード制御信号60bによって切り換えタイミングが制御される。
逓倍器64は、発振器12から出力される528MHzの基準周波数信号を整数倍(この場合、6倍)して、ミキサ33に入力する動作を行う。
ミキサ33は、サンプリングスイッチ61を経由して加算器40から入力される局部発振信号41に逓倍器64から入力される基準周波数信号の逓倍信号を乗算して、局部発振信号41に含まれるスプリアスをダウンコンバートして抽出する。
ミキサ33は、サンプリングスイッチ61を経由して加算器40から入力される局部発振信号41に逓倍器64から入力される基準周波数信号の逓倍信号を乗算して、局部発振信号41に含まれるスプリアスをダウンコンバートして抽出する。
バンドパスフィルタ62は、ダウンコンバートされたスプリアスを選択的にスプリアス検出部63に入力する。
スプリアス検出部63は、ダウンコンバートされたスプリアスの強度を検出し、スプリアス強度信号63−1として振幅誤差制御部60に入力する。
スプリアス検出部63は、ダウンコンバートされたスプリアスの強度を検出し、スプリアス強度信号63−1として振幅誤差制御部60に入力する。
振幅誤差制御部60は、スプリアス強度信号63−1に基づいて、制御信号60aによってミキサ32の動作を制御し、局部発振信号41に含まれるスプリアスを最小化するように抑圧する。
図4は、本実施の形態の周波数シンセサイザ10Aを構成するミキサ31およびミキサ32の回路構成例を示す図である。
この図4に例示されるミキサ31(ミキサ32)としてのミキサ回路150は、能動型のミキサとして用いられることが多いギルバートセルミキサである。
この図4に例示されるミキサ31(ミキサ32)としてのミキサ回路150は、能動型のミキサとして用いられることが多いギルバートセルミキサである。
すなわち、このミキサ回路150は、一対のトランジスタQ1,Q2から成り、可変電流源152に接続された増幅段と、2対のトランジスタQ3,Q4およびトランジスタQ5,Q6が交差接続されて構成され、出力負荷153を介して電源端子151に接続されたスイッチ段とを直列に接続した回路である。
この図4のミキサ回路150では、高周波信号RFおよびローカル信号LOの両方が、バランス入力(入力端子が2個あり、その入力端子間に信号を加えるもの)であり、ダブルバランス形ミキサと呼ばれている。
そして、本実施の形態で示したミキサ32(ミキサ回路150)のゲインの制御は、図4に例示されたミキサ回路150の可変電流源152を、振幅誤差制御部60から制御信号60aで制御することにより行う。
ミキサ32(ミキサ31)を構成するミキサ回路150のスイッチ段に入力されるローカル信号LOは、この場合、移相器21(移相器22)から出力されるPN2_out2(PN2_out1)であり、増幅段に入力される高周波信号RFは、移相器21から出力されるPN1_out2(PN1_out1)であり、スイッチ段から出力される中間周波数IFとして、M2_out(M1_out)が加算器40に出力される。
このような構成の周波数シンセサイザ10Aにおける局部発振信号41としての中心周波数F3のスプリアス強度の検出方法は次の通りである。
図2に示すように、スプリアス強度の検出時には、サンプリングスイッチ61をミキサ33の側に接続し、局部発振信号41をミキサ31に出力し、スプリアス(3432MHz)を含む周波数シンセサイザ10Aの出力(局部発振信号41)と、発振器12の出力である528MHzの信号を逓倍器64にて6倍した信号(3168MHz)を用いてミキサ33にて264MHzにダウンコンバートする。
図2に示すように、スプリアス強度の検出時には、サンプリングスイッチ61をミキサ33の側に接続し、局部発振信号41をミキサ31に出力し、スプリアス(3432MHz)を含む周波数シンセサイザ10Aの出力(局部発振信号41)と、発振器12の出力である528MHzの信号を逓倍器64にて6倍した信号(3168MHz)を用いてミキサ33にて264MHzにダウンコンバートする。
その後、バンドパスフィルタ62(BPF)を用いて264MHz付近の周波数を抽出し、スプリアス検出部63にてスプリアスの強度情報を取得する。
この際に、264MHzの高周波成分の強度を検出するスプリアス検出部63は、例えば図5に示すようなRSSI回路等により構成することができる。
この際に、264MHzの高周波成分の強度を検出するスプリアス検出部63は、例えば図5に示すようなRSSI回路等により構成することができる。
すなわち、図5に例示されるスプリアス検出部63としてのRSSI回路121は、多段(ここでは7段)に構成されたリミッタアンプ131(ここでは例として各段を10dBとしている)及びダイオード等の検出器132(検出電力範囲 −10dBm〜0dBmとする)と、加算器133とから成る。各リミッタアンプ131の出力が、対応する検出器132を介して、加算器133に入力される。つまり、RSSI回路121の出力(この場合、スプリアス強度信号63−1)は、全ての検出器132の出力の総和となる。
例えば、一例として、−80〜−70dBmの範囲の信号(スプリアス)がRSSI回路121に入力された場合は、最終段の(ここでは7段目の)リミッタアンプ131の出力のみ、対応する検出器132で検出されることになり、これがRSSI回路121の出力となる。また、−55dBmの信号が入力された場合は、最終段及びその一つ前の段(ここでは6段目)のリミッタアンプ131が飽和し、更にその1つ前(ここでは5段目)のリミッタアンプ131からは−5dBm分の出力があるので、RSSI回路121の出力は、二つのリミッタアンプの飽和した電圧と、−5dBm分の検出器132からの出力電圧とが加算された値となる。
また、上述の逓倍器64を使用する代わりに、例えば図3に変形例として示す周波数シンセサイザ10Bのように、発振器13(第3発信器)にてスプリアス(3432MHz)と同じ周波数の信号を生成し、ミキサ33にて出力成分に乗算してスプリアスを、例えばベースバンド付近の直流(DC)へとダウンコンバートし、ローパスフィルタ65(LPF)にてこれを抽出した後、スプリアス検出部63にてスプリアスの強度情報を取得することも可能である。
なお、この場合、周波数シンセサイザ10Bの3432MHzの発振器13は、局部発振信号41に含まれるスプリアスをDC付近にダウンコンバートすることが目的であるため、発振器11、及び発振器12と比べて発振周波数の精度が低い、例えばリングオシレータのような比較的簡易な発振器の使用が可能である。
次に、このスプリアスの強度情報をもとに振幅誤差制御部60にて、制御対象であるミキサ32のゲインGを調整するための制御信号60aを生成する。ここでは、振幅誤差ΔAとスプリアス強度の関係が、図6の線図に例示されるように、振幅誤差ΔAの絶対値が小さいほど、スプリアス強度が低下する性質を利用して制御を行う。
次に、本実施の形態の周波数シンセサイザ10Aの振幅誤差制御部60による具体的な制御方法の一例について図7のフローチャートを用いて説明する。
なお、以下の一連のスプリアス抑圧制御を可能とするため、振幅誤差制御部60は、校正カウンタnの値、及びスプリアス検出部63にて検出したスプリアス強度Sn、等の必要な情報を記憶する記憶手段を有する。
なお、以下の一連のスプリアス抑圧制御を可能とするため、振幅誤差制御部60は、校正カウンタnの値、及びスプリアス検出部63にて検出したスプリアス強度Sn、等の必要な情報を記憶する記憶手段を有する。
振幅誤差制御部60は、校正モードの契機が到来すると(ステップ101)、まず、スプリアス強度Snおよび校正カウンタnを0に初期化する(ステップ102)。
その後、振幅誤差制御部60は、スプリアス検出部63にてスプリアスの検出を行うと(ステップ103)、校正カウンタnをインクリメントする(ステップ104)。
その後、振幅誤差制御部60は、スプリアス検出部63にてスプリアスの検出を行うと(ステップ103)、校正カウンタnをインクリメントする(ステップ104)。
その後、振幅誤差制御部60は、検出したスプリアス強度Snが所定の閾値より大きいことを確認すると(ステップ105)、スプリアスを抑圧すべく、ミキサ32のゲインGを調整するための制御を行う。この際、閾値は製造時に予め定められる値とする。なお、
ステップ105でスプリアス強度Snが閾値未満の場合は、制御を終了する。
ステップ105でスプリアス強度Snが閾値未満の場合は、制御を終了する。
振幅誤差制御部60は、ミキサ32のゲインGを調整する制御として、校正カウンタn=1(校正モードの初回の処理)において(ステップ106)、ミキサ32のゲインGが最大値(Gmax)となるよう制御信号を送信し(ステップ112)、現在のスプリアス強度Snおよび校正カウンタnの値をスプリアス強度Sn−1に記憶し(ステップ110)、制御信号60a(Cont_G)としてゲインGをミキサ32に送信し(ステップ111)、ステップ103に戻る。
そして、振幅誤差制御部60は、ステップ106の判定で、n=2以降の場合は、スプリアス検出部63にて検出したスプリアス強度Snと前回のスプリアス強度Sn−1とを比較し、SnがSn−1より小さくなっていることを確認した後(ステップ107)、ゲインGが制御可能範囲の最小値Gminにならない間(ステップ108)、ミキサ32のゲインGを段階的に下げてゆき(ステップ109)、閾値を満たすよう制御する。
なお、ステップ109でゲインGが最小値Gminに到達した場合は、振幅誤差制御部60は、スプリアスの抑圧制御を終了する。
なお、振幅誤差制御部60は、スプリアス強度Snの減少傾向を判別するステップ107でNoと判定された場合、n=2では、前回値(n=1)のスプリアス強度(S1)の方が必ずしも大きいとは限らないので(ステップ113)、そのときはS1の方が大きくない場合でも、ミキサ32のゲインGを下げるよう制御する(ステップ109)。
なお、振幅誤差制御部60は、スプリアス強度Snの減少傾向を判別するステップ107でNoと判定された場合、n=2では、前回値(n=1)のスプリアス強度(S1)の方が必ずしも大きいとは限らないので(ステップ113)、そのときはS1の方が大きくない場合でも、ミキサ32のゲインGを下げるよう制御する(ステップ109)。
また、振幅誤差制御部60は、振幅誤差ΔAが0以下となり、再びスプリアス強度Snが増大したことを確認した場合は(ステップ114)、ミキサ32のゲインGを上げるよう制御して(ステップ115)、スプリアス強度Snの増大を抑止しスプリアスの抑圧制御を終了する。
以上の処理により、振幅誤差制御部60からの制御信号60a(Cont_G)にて、振幅誤差に起因するスプリアスが最小となるよう、ミキサ32のゲインGを調整する。
これにより、本実施の形態の周波数シンセサイザ10A(周波数シンセサイザ10B)では、外部に出力される局部発振信号41に含まれるスプリアスを最小限に抑圧することができる。
これにより、本実施の形態の周波数シンセサイザ10A(周波数シンセサイザ10B)では、外部に出力される局部発振信号41に含まれるスプリアスを最小限に抑圧することができる。
以上説明したように、本実施の形態の周波数シンセサイザ10A(周波数シンセサイザ10B)によれば、複数の周波数の局部発振信号を必要とする送受信機での周波数生成時に、不要な周波数成分(スプリアス)を含まない適正な所望の周波数の局部発振信号の提供が可能となる。
図8は、本発明の実施の形態であるマルチバンド通信装置の構成例を示す概念図である。
本実施の形態のマルチバンド通信装置200は、アンテナ201、バンドパスフィルタ202、送受信切り替え器203、低雑音可変増幅器204、復調器205、高出力増幅器206、変調器207、局部発信器208、ベースバンド処理部209を備えている。
本実施の形態のマルチバンド通信装置200は、アンテナ201、バンドパスフィルタ202、送受信切り替え器203、低雑音可変増幅器204、復調器205、高出力増幅器206、変調器207、局部発信器208、ベースバンド処理部209を備えている。
本実施の形態のマルチバンド通信装置200は、ダイレクトコンバージョン方式で、上述の周波数シンセサイザ10A(周波数シンセサイザ10B)を局部発信器208として備えている。
すなわち、本実施の形態のマルチバンド通信装置200の場合、復調器205と変調器207の双方に同じ直交ミキサを使用しており、局部発信器208の共用を可能にしてい
る。
る。
受信の場合、送受信切り替え器203を低雑音可変増幅器204の側に切り換えると、送受信切り替え器203をアンテナ201で受信されたマルチバンド無線波は、バンドパスフィルタ202を通過して帯域制限された後、低雑音可変増幅器204で増幅され、復調器205で局部発信器208から入力される局部発振信号41を用いた直交検波でベースバンドI/Q出力210に復調され、ベースバンド処理部209に入力される。
ベースバンド処理部209では、ベースバンドI/Q出力210から受信データ211を生成する。
送信の場合、送受信切り替え器203を高出力増幅器206の側に切り換える。送信データ212は、ベースバンド処理部209で符号化等の処理がなされ、ベースバンドI/Q入力213として変調器207に入力され、局部発振信号41を用いて高周波信号に変調され、高出力増幅器206で増幅された後、バンドパスフィルタ202を経由してアンテナ201から無線波として送信される。
送信の場合、送受信切り替え器203を高出力増幅器206の側に切り換える。送信データ212は、ベースバンド処理部209で符号化等の処理がなされ、ベースバンドI/Q入力213として変調器207に入力され、局部発振信号41を用いて高周波信号に変調され、高出力増幅器206で増幅された後、バンドパスフィルタ202を経由してアンテナ201から無線波として送信される。
この場合、局部発信器208に、上述のように、復調器205、変調器207の直交ミキサに供給される局部発振信号41に含まれるスプリアスを抑圧することが可能な周波数シンセサイザ10Aまたは周波数シンセサイザ10Bを組み込むことにより、スプリアスの分だけ、通信に用いる無線周波数の可用範囲が広がり、無線電波資源の有効利用による効率的なマルチバンド通信が可能になる。
なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
10 周波数シンセサイザ
10A 周波数シンセサイザ
10B 周波数シンセサイザ
11 発振器
12 発振器
13 発振器
21 移相器
22 移相器
31 ミキサ
32 ミキサ
33 ミキサ
40 加算器
41 局部発振信号
50 制御部
60 振幅誤差制御部
60a 制御信号
60b 校正モード制御信号
61 サンプリングスイッチ
62 バンドパスフィルタ
63 スプリアス検出部
63−1 スプリアス強度信号
64 逓倍器
65 ローパスフィルタ
121 RSSI回路
131 リミッタアンプ
132 検出器
133 加算器
150 ミキサ回路
151 電源端子
152 可変電流源
153 出力負荷
200 マルチバンド通信装置
201 アンテナ
202 バンドパスフィルタ
203 送受信切り替え器
204 低雑音可変増幅器
205 復調器
206 高出力増幅器
207 変調器
208 局部発信器
209 ベースバンド処理部
210 ベースバンドI/Q出力
211 受信データ
212 送信データ
213 ベースバンドI/Q入力
10A 周波数シンセサイザ
10B 周波数シンセサイザ
11 発振器
12 発振器
13 発振器
21 移相器
22 移相器
31 ミキサ
32 ミキサ
33 ミキサ
40 加算器
41 局部発振信号
50 制御部
60 振幅誤差制御部
60a 制御信号
60b 校正モード制御信号
61 サンプリングスイッチ
62 バンドパスフィルタ
63 スプリアス検出部
63−1 スプリアス強度信号
64 逓倍器
65 ローパスフィルタ
121 RSSI回路
131 リミッタアンプ
132 検出器
133 加算器
150 ミキサ回路
151 電源端子
152 可変電流源
153 出力負荷
200 マルチバンド通信装置
201 アンテナ
202 バンドパスフィルタ
203 送受信切り替え器
204 低雑音可変増幅器
205 復調器
206 高出力増幅器
207 変調器
208 局部発信器
209 ベースバンド処理部
210 ベースバンドI/Q出力
211 受信データ
212 送信データ
213 ベースバンドI/Q入力
Claims (10)
- 複数の局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、
前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、
を含むことを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 請求項1記載の周波数シンセサイザにおいて、
前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むことを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 請求項1記載の周波数シンセサイザにおいて、
前記局部発振信号生成手段は、
互いに異なる周波数の基準周波数信号を出力する第1および第2発信器と、
前記第1および第2発信器の各々の前記基準周波数信号から位相の異なる二つの第1および第2基準周波数信号および第3および第4基準周波数信号を生成する第1および第2移相器と、
前記第1基準周波数信号と前記第3基準周波数信号を混合する第1周波数ミキサと、
前記第2基準周波数信号と前記第4基準周波数信号を混合する第2周波数ミキサと、
前記第1および第2周波数ミキサの出力を加算して前記局部発振信号として出力する加算器と、
を含み、
前記制御手段は、前記第1および第2周波数ミキサの少なくとも一方のゲインを制御することで、前記スプリアスを抑圧することを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 請求項1記載の周波数シンセサイザにおいて、
前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたことを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 複数の局部発振信号を生成する周波数シンセサイザの制御方法であって、
前記局部発振信号のスプリアスを検出する第1ステップと、
前記第1ステップにおける前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する第2ステップと、
を含むことを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。 - 請求項5記載の周波数シンセサイザの制御方法において、
前記第1ステップでは、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合して得られるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出して当該スプリアスの強度を検出することを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。 - 請求項5記載の周波数シンセサイザの制御方法において、
前記第2ステップでは、前記局部発振信号を生成するミキサのゲインを制御することで前記局部発振信号に含まれる前記スプリアスを抑圧することを特徴とする周波数シンセサイザの制御方法。 - 異なる複数の無線周波数の変調および復調をそれぞれ行う変調器および復調器と、
前記変換器および前記復調器に局部発振信号を供給する周波数シンセサイザと、を含むマルチバンド通信装置であって、
前記周波数シンセサイザは、
複数の前記局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、
前記局部発振信号生手段から出力される前記局部発振信号のスプリアスを検出する検出手段と、
前記検出手段から得られる前記スプリアスの検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する制御手段と、
を含むことを特徴とするマルチバンド通信装置。 - 請求項8記載のマルチバンド通信装置において、
前記周波数シンセサイザの前記検出手段は、前記局部発振信号に対して特定の周波数の信号を混合する周波数混合手段と、前記周波数混合手段から出力されるダウンコンバート信号から前記スプリアスを抽出するスプリアス抽出手段と、前記スプリアスの強度を検出するスプリアス強度検出手段と、を含むことを特徴とするマルチバンド通信装置。 - 請求項8記載のマルチバンド通信装置において、
前記周波数シンセサイザの前記制御手段は、前記検出手段から得られる前記スプリアスの前記検出結果に基づいて当該スプリアスを抑圧する抑圧操作を定められたタイミングで行い、通常の使用時は、前記抑圧操作に関わる当該制御手段および前記検出手段を停止状態とする制御機能を備えたことを特徴とするマルチバンド通信装置。
Priority Applications (1)
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011114385A (ja) * | 2009-11-24 | 2011-06-09 | Renesas Electronics Corp | プリアンブル検出装置、方法及びプログラム |
CN109521271A (zh) * | 2018-12-27 | 2019-03-26 | 京信通信***(中国)有限公司 | 一种信号采样方法及装置 |
WO2020031256A1 (ja) * | 2018-08-07 | 2020-02-13 | 三菱電機株式会社 | 位相差検出回路及びクロック生成装置 |
-
2007
- 2007-09-03 JP JP2007227268A patent/JP2009060476A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN109521271A (zh) * | 2018-12-27 | 2019-03-26 | 京信通信***(中国)有限公司 | 一种信号采样方法及装置 |
CN109521271B (zh) * | 2018-12-27 | 2021-06-22 | 京信通信***(中国)有限公司 | 一种信号采样方法及装置 |
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