JP4218090B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【0003】
図10は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。また、この電源回路は、商用交流電源(交流入力電圧)が例えば日本や米国などのAC100V系で、負荷電力150W以上の条件に対応する構成を採っている。
【0004】
この図に示すスイッチング電源回路においては、交流電源ACを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードDi1,Di2、及び平滑コンデンサCi1,Ci2を図のように接続して成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧VACのピーク値の1倍に対応する直流入力電圧をEiとすると、その約2倍の直流入力電圧2Eiを生成する。例えば交流入力電圧VAC=144Vであるとすると、直流入力電圧2Eiは約400Vとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がAC100V系とされ、かつ、最大負荷電力が150W以上という比較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直流入力電圧を通常の2倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Riが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【0005】
この電源回路のスイッチングコンバータは、図のように2つのスイッチング素子Q1 、Q2 をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサCiの正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。
このスイッチング素子Q1 、Q2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗RS1、RS2が挿入される。また、スイッチング素子Q1 、Q2 の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードDD1,DD2が挿入される。
また、スイッチング素子Q1のベースとスイッチング素子Q2のコレクタ間に対しては、共振用コンデンサCB1,ベース電流制限用抵抗RB1,駆動巻線NB1から成る直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサCB1は自身のキャパシタンスと、次に説明する駆動巻線NB1のインダクタンスLB1と共に自励発振用の直列共振回路を形成し、これによりスイッチング素子Q1のスイッチング周波数を決定する。
同様に、スイッチング素子Q2のベースと一次側アース間に対しては、共振用コンデンサCB2,ベース電流制限用抵抗RB2,駆動巻線NB2から成る直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサCB2と駆動巻線NB2のインダクタンスLB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成して、スイッチング素子Q2のスイッチング周波数を決定している。
【0006】
コンバータドライブトランスCDT(Converter Drive Transformer)はスイッチング素子Q1 、Q2 を固定による所定のスイッチング周波数により駆動するために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線NB1、NB2及び共振電流検出巻線ND が巻回されて構成される。
コンバータドライブトランスCDTの駆動巻線NB1の一端は、抵抗RB1−共振用コンデンサCB1の直列接続を介してスイッチング素子Q1 のベースに接続され、他端はスイッチング素子Q2 のコレクタに接続される。駆動巻線NB2の一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗RB2−共振用コンデンサCB2の直列接続を介してスイッチング素子Q2 のベースと接続されている。駆動巻線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線NDの一端はスイッチング素子Q1のエミッタとスイッチング素子Q2のコレクタとの接続点(スイッチング出力点)に対して接続され、他端は、後述する直交型制御トランスPRTの被制御巻線NRの直列接続を介して一次巻線N1の一端に対して接続される。
【0007】
絶縁コンバータトランスPIT (Power Isolation Transformer)は、スイッチング素子Q1 、Q2 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 の一端は、被制御巻線NR−共振電流検出巻線ND を介してスイッチング素子Q1 のエミッタとスイッチング素子Q2 のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線N1 の他端は、直列共振コンデンサC1 を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記直列共振コンデンサC1 及び一次巻線N1及び被制御巻線NRはは直列に接続されているが、この直列共振コンデンサC1 のキャパシタンス、及び一次巻線N1 (直列共振巻線)を含む絶縁コンバータトランスPITの漏洩インダクタンス(リーケージインダクタンス)L1の成分と被制御巻線NRのインダクタンスLRとの成分の合成インダクタンスにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成している。
【0008】
また、この図における絶縁コンバータトランスPITの二次側では、二次巻線N2に対してセンタータップを設けた上で、整流ダイオードDO1,DO2,DO3,DO4及び平滑コンデンサCO1,CO2を図のように接続することで、[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサCO1]の組と、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサCO2]の組とによる、2組の全波整流回路が設けられる。[整流ダイオードDO1,DO2,平滑コンデンサCO1]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO1を生成し、[整流ダイオードDO3,DO4,平滑コンデンサCO2]から成る全波整流回路は直流出力電圧EO2を生成する。つまり、この図に示す回路では、二次側において直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けられる。
なお、この場合には、直流出力電圧EO1及び直流出力電圧EO2は制御回路1に対しても分岐して入力される。制御回路1においては、直流出力電圧EO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧EO2を制御回路1の動作電源として利用する。
また、二次巻線N2に対しては、例えば小容量のセラミックコンデンサCcが並列に接続される。このセラミックコンデンサCcは、二次側の整流ダイオードのオン/オフ動作によって生じるノイズを吸収するために設けられるもので、例えば220pF〜470pF程度とされ、電圧共振作用は生じない。つまり、二次巻線N2と並列共振回路を形成し得るほどのキャパシタンスは有していない。
【0009】
制御回路1は、例えば二次側の直流電圧出力EO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流として直交型制御トランスPRTの制御巻線NC に供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
この図に示す直交型制御トランスPRTは、例えば4本の磁脚を有する立体型コアに対して、被制御巻線NRが巻装され、更にこの被制御巻線NRに対してその巻回方向が直交するようにして制御巻線NCとが巻装された、直交型の可飽和リアクトルとして構成される。
【0010】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗RS1、RS2を介してスイッチング素子Q1 、Q2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Q1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Q2 はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Q1 の出力として、共振電流検出巻線ND →一次巻線N1→直列共振コンデンサC1 に共振電流が流れるが、この共振電流が0となる近傍でスイッチング素子Q2 がオン、スイッチング素子Q1 がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Q2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Q1 、Q2 が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサCiの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Q1 、Q2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスの一次側巻線N1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線N2 に交番出力を得る。
【0011】
この場合の制御回路1は、例えば負荷電力や交流入力電圧の変動に応じて直流出力電圧EO1 が変動するのに応じて、制御巻線NC に流れる電流レベルを可変制御する。これにより直交型制御トランスPRTにおいては、被制御巻線NRのインダクタンスLRが可変される。
被制御巻線NRのインダクタンスLRは、前述したように、一次側の直列共振回路を形成していることから、インダクタンスLRが変化することによって、直列共振回路の共振周波数を変化させることになる。これにより、固定のスイッチング周波数に対する直列共振周波数の差が可変されて共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPRTにおける二次側への伝送出力が可変制御されることになる。このようにして、二次出力電圧EO の定電圧制御が行われる。なお、以降、本明細書では上述のごとき構成による定電圧制御方式について「直列共振周波数制御方式」ということにして、後述する「スイッチング周波数制御方式」と区別する。
【0012】
図11は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も自励式の電流共振形コンバータが採用されていると共に、交流入力電圧AC100V系で負荷電力150W以上の条件に対応する構成を採っている。なお、この図において図10と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【0013】
この図に示す電源回路においては、図10に示したコンバータドライブトランスCDTが直交型制御トランスとしても機能するドライブトランスPRT (Power Regulating Transformer)が設けられる。即ち、ドライブトランスPRTはスイッチング素子Q1 、Q2 を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う。
この図のドライブトランスPRT場合には、駆動巻線NB1、NB2及び共振電流検出巻線ND が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線NC が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。また、この場合にも、駆動巻線NB1と駆動巻線NB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されていることで、図10にて説明した場合と同様に、スイッチング素子Q1,Q2は交互にオン/オフとなるタイミングでスイッチング動作を行う。
【0014】
また、この図に示す電源回路では、被制御巻線NRは省略されることになるため、一次巻線N1は、共振電流検出巻線NDを介してスイッチング素子Q1のエミッタとスイッチング素子Q2のコレクタとの接続点(スイッチング出力点)に対して接続される形態を採る。従って、この場合には、一次巻線N1−直列共振コンデンサC1の直列接続によって一次側直列共振回路を形成することになる。
【0015】
ドライブトランスPRTによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧EO1 が変動したとすると、制御回路1では、二次側出力電圧EO1 の変動に応じて制御巻線NC に流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流によりドライブトランスPRTに発生する磁束の影響で、ドライブトランスPRTにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線NB1,NB2のインダクタンスを変化させるように作用するが、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数が変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、直列共振コンデンサC1 及び一次巻線N1 の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数が離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線N1 に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。
なお、以降はこのような方法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方式」と呼び、後述する「直列共振周波数制御方式」と区別する。
【0016】
また、図11に示す電源回路においては、スイッチング素子Q1,Q2の各コレクタ−エミッタ間に対して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサCc1,Cc2が並列に接続される。このセラミックコンデンサCc1,Cc2もまた、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチングノイズを吸収するために設けられるものであるが、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広範囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング動作を得るための作用も有する。
【0017】
また、図11に示す電源回路で、絶縁コンバータトランスPITの二次側において、二次巻線N2,N2Aがそれぞれ独立して巻装された形態を採っている。そして、二次巻線N2に対しては、ブリッジ整流回路DBRが設けられてブリッジ整流方式によって直流出力電圧EO1を得るようにしている。このようなブリッジ整流回路DBRに対しては、図のように、その正極入力端子と負極入力端子間に小容量のセラミックコンデンサCc3を挿入することで、ブリッジ整流回路DBRを形成する整流ダイオードのスイッチングノイズを吸収することができる。この場合も、セラミックコンデンサCc3の容量としては、220pF〜470pF程度とされ、二次側における電圧共振作用は生じない。
また、二次巻線N2Aに対しては、整流ダイオードDO3,DO4による全波整流回路が備えられて、直流出力電圧EO2を得るようにしている。
【0018】
図12は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も自励式の電流共振形コンバータが採用されていると共に、交流入力電圧AC100V系で負荷電力150W以上の条件に対応する構成を採っている。なお、この図において図10、図11と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【0019】
この図に示す電源回路では、直流入力電圧を得るために、ブリッジ整流回路Diと1本の平滑コンデンサCiとからなる整流平滑回路が備えられる。つまり、交流入力電圧VACのピークレベルの等倍に対応する整流平滑電圧Eiを生成して後段のスイッチングコンバータに供給する構成を採る。
【0020】
この図においては、4本のスイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14をフルブリッジ結合した他励式の電流共振形コンバータが備えられる。この場合のフルブリッジ結合は、スイッチング素子Q11,Q12の組によるハーフブリッジ結合と、スイッチング素子Q13,Q14によるハーフブリッジ結合とを組み合わせることによって形成される。また、スイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14としてはMOS−FETが用いられる。
スイッチング素子Q11,Q12の組によるハーフブリッジ結合は、スイッチング素子Q11のドレインを整流平滑電圧Eiのラインと接続し、スイッチング素子Q11のソースとスイッチング素子Q12のドレインを接続し、スイッチング素子Q12のソースを一次側アースに接続することで形成される。
同様に、スイッチング素子Q13,Q14の組によるハーフブリッジ結合は、スイッチング素子Q13のドレインを整流平滑電圧Eiのラインと接続し、スイッチング素子Q13のソースとスイッチング素子Q14のドレインを接続し、スイッチング素子Q14のソースを一次側アースに接続することで形成される。
また、スイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14の各ドレイン−ソース間に対しては、それぞれ、図に示す方向により並列にダンパーダイオードDD1,DD2,DD3,DD4が備えられ、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成する。
【0021】
この場合には、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 の一端は、スイッチング素子Q11、Q12のソース−ドレインの接続点(スイッチング出力点)に対して接続され、一次巻線N1の他端は、直列共振コンデンサC1を介してスイッチング素子Q13,Q14のソース−ドレインの接続点(スイッチング出力点)に対して接続される。
これにより、一次巻線N1 及び直列共振コンデンサC1を備えて形成される直列共振回路に対して、後述するようにして行われるスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給されるようになっている。
【0022】
起動回路4は、電源投入直後に整流平滑ラインに得られる電圧或いは電流を検出して、発振回路2を起動させるために設けられており、この起動回路4には、動作電源として絶縁コンバータトランスPITに設けられた三次巻線N3 と整流ダイオードD3 、及び平滑コンデンサC3 により供給される低圧直流電圧が供給される。
【0023】
発振回路2は、所要のスイッチング周波数に対応する周波数信号を発振させてドライブ回路3に対して出力する。ドライブ回路3は、発振回路2から入力した周波数信号を利用して、スイッチング駆動信号を生成する。
ドライブ回路3はスイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14にスイッチング駆動信号を出力するが、この際、ドライブ回路3では、スイッチング素子Q11,Q14が同じオン/オフタイミングとなり、スイッチング素子Q12,Q13が同じオン/オフタイミングとなるようにされ、かつ、スイッチング素子Q11,Q12が交互にオン/オフ動作を行い、スイッチング素子Q13,Q14が交互にオン/オフ動作を行うように、各駆動信号を生成するものである。
そして、ドライブ回路3がスイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14を駆動する状態では、上記のオン/オフタイミングでスイッチング素子Q11,Q12,Q13,Q14が動作することになるが、これがフルブリッジ式のスイッチング動作となる。
【0024】
この場合制御回路1は、例えば二次側直流出力電圧E01 の変動に対応したレベルの制御信号を発振回路2に出力する。発振回路2では制御回路1から供給された制御信号に基づいて、周波数信号(スイッチング駆動信号)の周波数を変化させて、スイッチング周波数を可変するようにしている。
このような電源回路では、スイッチング周波数は例えば直列共振周波数よりも高い領域として設定されている。そして、例えば二次側直流出力電圧E0 が高くなると発振ドライブ回路2はスイッチング周波数を高くするように制御動作を行うことになるが、これにより直列共振回路の共振インピーダンスが大きくなる。この結果、直列共振回路の一次巻線N1 に流れるスイッチング出力電流が制限されることで、二次側に伝送される電圧を低下させる。このようにして、定電圧制御が行われる。つまり、図11の電源回路と同様に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御となる。
【0025】
ここで、図10〜図12に示した電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスPITの構造を図13により断面的に示す。
絶縁コンバータトランスPITは、例えばフェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、ボビンBを利用して一次巻線N1 、二次巻線N2(N2A) をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。これにより、一次巻線N1 と二次巻線N2 とでは疎結合(例えば結合係数k≒0.9)の状態が得られることになる。
【0026】
また、絶縁コンバータトランスPITにおいては、一次巻線N1 、二次巻線N2 の極性(巻方向)と整流ダイオードDO ([DO1,DO2],[DO3,DO4])の接続との関係によって、一次巻線N1 のインダクタンスL1と二次巻線N2 のインダクタンスL2 との相互インダクタンスMについて、+M(加極性モード)となる場合と−M(減極性モード)となる場合とがある。
例えば、図14(a)に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは+Mとなり、図14(b)に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは−Mとなる。
この相互インダクタンス+M/−Mの動作モードは、図10〜図12に示した二次側の構成に対応させれば、二次巻線N2(N2A)に得られる交番電圧が負の期間に整流ダイオードにより整流する動作と、正の期間に整流ダイオードにより整流する動作とに相当するものである。
【0027】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図10,図11に示す構成による電流共振形コンバータでは、交流入力電圧VACがAC100V系で最大負荷電力が150W以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により2Eiのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。このため、スイッチング素子Q1,Q2については、スイッチングオフ時に印加する高レベルの共振電圧に対応するために、400Vの耐圧品を選定している。
これによって、スイッチング素子は相応に大型化してしまう。また、スイッチング素子について高耐圧品を選定した場合においては、飽和電圧VCE(SAT)、蓄積時間tSTG、下降時間tfが大きく、電流増幅率hFEが小さくなるなど、特性が劣化するため、スイッチング周波数を高く設定することが困難となる。スイッチング周波数が低ければスイッチング損失とドライブ電力が増加するため、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。
更には、上述したように高レベルの直流入力電圧を得て信頼性を確保するために倍電圧整流回路が必要となることで、比較的大型の平滑コンデンサが2本必要となって基板面積も大きくなる。
【0028】
これに対して、図12に示した電源回路では、4本のスイッチング素子をフルブリッジ結合して他励式により駆動することで負荷電力への対応が図られるので、例えばブリッジ整流回路による等倍電圧整流回路によって直流入力電圧を得ることが可能となり、従って、各スイッチング素子の耐圧も200Vに抑えることが可能になる。
但し実際には、他励式の駆動回路系を構成するために、発振回路2やドライブ回路3などの回路をICによる外付け部品として設ける必要がある他、制御回路1に対して二次側の直流出力電圧を帰還するために、実際にはフォトカプラを介在させて、一次側と二次側を直流的に絶縁する必要がある。つまり、図12に示す回路では、これらの部品を追加して電源回路を構成するため、実際の回路基板のサイズが大きくなってしまう。
【0029】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、例えばAC100V系に対応するスイッチング電源回路として、比較的重負荷の条件に対応可能とされた上で、電力変換効率の向上、及び小型軽量化が促進されるようにすることを目的とするものである。
【0030】
このため、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、直流入力電圧を断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、整流電流経路に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ2倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング手段のスイッチング周波数又は少なくとも一次側直列共振回路の共振周波数を可変制御することによって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【0031】
上記構成によれば、一次側に対してはスイッチング動作を電流共振形とする直列共振回路が備えられたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とし、二次側においては二次側直列共振回路と倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、所要の負荷条件に対しては、一次側の直列共振作用と二次側における直列共振動作とにより得られる電磁エネルギーを利用して、倍電圧全波整流回路により直流出力電圧を生成することで対応するようにされ、これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レベルの1倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されることになる。
【0032】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の第1の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路においては先に説明した図10、図11の場合と同様に、一次側に対しては、2石のスイッチング素子(バイポーラトランジスタ)による自励式の電流共振形スイッチングコンバータが備えられる。なお、この図において、図10〜図12と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【0033】
この図に示す本実施の形態としての電源回路においては、交流入力電圧VACを入力して交流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Di及び平滑コンデンサCiからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧VACの1倍のレベルに対応する整流平滑電圧Eiを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては交流入力電圧VACのレベルの1倍に対応する整流平滑電圧Eiを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【0034】
また、この図に示す電流共振形コンバータの自励発振駆動回路では、ベース電流制限用の抵抗RB1,RB2の挿入位置として、スイッチング素子Q1,Q2のベースと共振用コンデンサCB1,CB2間にそれぞれ挿入されている点が、図10,図11に示す回路と異なるが、このような接続形態であっても、図10,図11にて説明したのと同様にスイッチング素子Q1,Q2のための自励発振駆動回路を形成する。
また、この図においては、スイッチング素子Q1,Q2のコレクタ−エミッタ間に対して、スイッチングノイズ除去用としての小容量のセラミックコンデンサCc1,Cc2がそれぞれ並列に接続されている。
【0035】
本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスPITは、図2に示すように、例えばフェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアが備えられ、このEE型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次側とで巻装部が分割された分割ボビンBを利用して一次巻線N1と、二次巻線N2dをそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップGを形成するようにしている。このギャップGは、E型コアCR1、CR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
これによって、例えば従来例として図13に示した絶縁コンバータトランスPITよりも小さな結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合係数kとしては、例えばk≒0.85とされる。
【0036】
本実施の形態の電源回路の二次側においては、後述するようにして従来とは巻数の異なる二次巻線N2dが設けられる。この二次巻線N2dの一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサCs1の直列接続を介して整流ダイオードDO1のアノードと整流ダイオードDO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードDO1のカソードは平滑コンデンサCO1の正極と接続され、整流ダイオードDO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサCO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
また、二次巻線N2dにはタップが設けられ、このタップ端子は直列共振コンデンサCs2の直列接続を介して整流ダイオードDO3のアノードと整流ダイオードDO4のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードDO3のカソードは平滑コンデンサCO2の正極と接続され、整流ダイオードDO4のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサCO2の負極側は二次側アースに対して接続される。
このような接続形態では結果的に、[直列共振コンデンサCs1,整流ダイオードDO1,DO2、平滑コンデンサCO1]の組と、[直列共振コンデンサCs2,整流ダイオードDO3,DO4、平滑コンデンサCO2]の組とから成る2組の倍電圧全波整流回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサCs1は、自身のキャパシタンスと二次巻線N2dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオードDO1,DO2のオン/オフ動作に対応する直列共振回路を形成し、直列共振コンデンサCs2は、自身のキャパシタンスと二次巻線N2dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオードDO3,DO4のオン/オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【0037】
ここで、上記[直列共振コンデンサCs1,整流ダイオードDO1,DO2、平滑コンデンサCO1]の組による倍電圧全波整流動作としては次のようになる。
一次側のスイッチング動作により一次巻線N1にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線N2dに励起される。
そして、整流ダイオードDO1がオフとなり、整流ダイオードDO2がオンとなる期間においては、一次巻線N1と二次巻線N2dとの極性が−Mとなる減極性モードで動作して、二次巻線N2dの漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサCs1による直列共振作用によって、整流ダイオードDO2により整流した整流電流IC2を直列共振コンデンサCs1に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードDO2がオフとなり、整流ダイオードDO1がオンとなって整流動作を行う期間においては、一次巻線N1と二次巻線N2dとの極性が+Mとなる加極性モードとなり、二次巻線N2dに誘起された電圧に直列共振コンデンサCs1の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサCO1に対して充電が行われる動作となる。
上記のようにして、加極性モード(+M;フォワード動作)と減極性モード(−M;フライバック動作)との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサCO1においては、二次巻線N2dの誘起電圧のほぼ2倍に対応する直流出力電圧EO1が得られる。また、[直列共振コンデンサCs2,整流ダイオードDO3,DO4、平滑コンデンサCO2]の組とから成る倍電圧全波整流回路によっても同様の動作によって、二次巻線N2dの誘起電圧のほぼ2倍に対応する直流出力電圧EO2が得られることになる。
【0038】
上記した倍電圧全波整流動作を得るための構成は、先に図2にて説明したように、絶縁コンバータトランスPITに対してギャップGを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、絶縁コンバータトランスPITが更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、従来のように絶縁コンバータトランスPITに対してギャップGが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスPITが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【0039】
また、本実施の形態としての定電圧制御は、図10の場合と同様の構成を採っている、つまり被制御巻線NRを一次巻線N1に対して直列に接続していることで、直列共振周波数制御方式が採られる。
【0040】
上記構成によると、本実施の形態では、相互インダクタンスが+Mと−Mの動作モードとなる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を得るようにしている。つまり、一次側の電流共振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エネルギーが同時に負荷側に供給されるようにしているため、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。
【0041】
また、上記のようにして最大負荷電力の増加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はない。このため、図1にて説明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができる。
これにより、例えば交流入力電圧VAC=144V時における整流平滑電圧Eiは200V程度となる。スイッチング素子Q1,Q2の両端に得られる共振電圧は、整流平滑電圧Eiに対して一次側の直列共振回路が作用することで、スイッチング素子Q1,Q2のオフ時に発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Eiが倍電圧整流時の約1/2とされていることで、共振電圧Vcrは、先に図10,図11に示した従来例としての電源回路にて発生する共振電圧の約1/2程度に抑えられることになる。つまり、共振電圧Vcrはピークで200程度にまで抑えられることになる。
従って、本実施の形態においては、スイッチング素子Q1,Q2については、200Vの耐圧品を選定すればよいことになる。
【0042】
また、二次側においては、二次巻線N2dの励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧全波整流回路を設けたことで、本実施の形態では、二次側整流ダイオードのオフ期間に発生する二次側整流ダイオードの両端電圧は、二次側直流出力電圧EOと同等のレベルにまで抑制される。これにより、二次側の倍電圧整流回路を形成する整流ダイオードとしては、二次側直流出力電圧EOのレベルに対応する耐圧品を選定すればよいことになる。
【0043】
また、倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線N2dとしては、従来の1/2の巻数で済むことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスPITの小型軽量化、及び低コスト化につながる。
【0044】
更に本実施の形態では、スイッチング素子Q1、及び二次側の整流ダイオードについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Q1及びブリッジ整流回路DOについて特性の向上されたもの(スイッチング素子Q1であれば、飽和電圧VCE(SAT)、蓄積時間tSTG、下降時間tf、電流増幅率hFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下VF、逆回復時間trr等の特性の良好なもの)を選定することができる。
このような特性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能になると共に、各種部品素子及び直交型制御トランスPRT、絶縁コンバータトランスPIT等の小型軽量化及び低コスト化を促進することが可能になる。
【0045】
更に、電源回路の小型・軽量化及び低コスト化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ2組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、1組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。
【0046】
実際の実験結果として、例えば図10に示した従来としての電源回路の構成では、交流入力電圧VAC=100V時において、スイッチング周波数fs=100KHz、対応可能な最大負荷電力が200Wであったのに対して、図1に示す本実施の形態の電源回路では、交流入力電圧VAC=100V時において、スイッチング周波数fs=150KHz、対応可能な最大負荷電力が160Wと、スイッチング周波数が1,5倍に向上された上で、ほぼ同等の最大負荷電力に対応している。
【0047】
図3は、本発明の第2の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図1及び図10〜図12と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路は、先に図11に示した電源回路の構成(即ちスイッチング周波数制御方式を採る、自励式でハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータ)を基礎として、二次側に対して、図1により説明した、直列共振コンデンサCs1が挿入された倍電圧全波整流回路を備える構成を採っている。
このような構成とされても、第1の実施の形態と同様の効果が得られる。
【0048】
図4は、本発明の第3の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図1、図3及び図10〜図12と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【0049】
この図に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスがPRT (Power Regulating Transformer)とされる。つまり、一次巻線N1、二次巻線N2dを巻装した上で、これら一次巻線N1、二次巻線N2dに対して直交する巻回方向に制御巻線NCを巻装して構成される。なお、この構成においても、一次巻線N1と二次巻線N2dでは例えばk=0.85程度の結合係数が得られて疎結合の状態が得られるようにしている。
【0050】
この図に示す構成では、制御回路1によって、二次側直流出力電圧EO1の変動に応じて可変されたレベルの制御電流(直流電流)が制御巻線NCに流れるようにされる。絶縁コンバータトランスPRTにおいては、制御巻線NCに流れる制御電流レベルに応じて、一次巻線N1及び二次巻線N2dの漏洩インダクタンス(L11,L2)を同時に可変制御することになるが、これによって、一次側の直列共振周波数と二次側の直列共振周波数が同時に制御される。このため、上記各実施の形態の電源回路よりも更に対応可能な負荷電力の増加を図ることが可能になり、例えば200Wの最大負荷電力に対応することが可能になる。
【0051】
図5は、本発明の第4の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図1、図3、図4、及び図10〜図12と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、4石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した自励式の電流共振形コンバータが備えられる。
【0052】
この図に示すフルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータは、4石のバイポーラトランジスタによるスイッチング素子Q1 ,Q2 ,Q3 ,Q4 を備えて成る。
そして、この図に示すように、スイッチング素子Q1 及びQ2 は、平滑コンデンサCiの正極とアース間に対して、それぞれのコレクタ−エミッタを介して直列に接続されている。また、スイッチング素子Q3 及びQ4 側もまた、上記と同様にして接続される。
【0053】
スイッチング素子Q1の駆動回路系としては、コレクタ−ベース間に対して起動抵抗RS1が挿入され、ベース−エミッタ間にはクランプダイオードDD1が挿入される。そして、スイッチング素子Q1のベースに対して、ベース電流制限用の抵抗RB1を介して自励発振用の駆動回路(共振コンデンサCB1−駆動巻線NB1)が接続される。
同様に、スイッチング素子Q2,Q3,Q4 に対しても、それぞれ同様の接続形態によって[起動抵抗(RS2,RS3,RS4),クランプダイオード(DD2,DD3,DD4),ベース電流制限用抵抗(RB2,RB3,RB4),共振コンデンサ(CB2,CB3,CB4),駆動巻線(NB2,NB3,NB4)]の各素子による駆動回路系が形成される。
【0054】
また、この場合にもスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4 の各コレクタ−エミッタ間に対しては、それぞれ小容量のセラミックコンデンサCC1、CC2、CC3、CC4が接続されて、スイッチング動作により発生するノイズを吸収するようにされている。
【0055】
ドライブトランスPRTは、フルブリッジ結合方式に対応して駆動巻線NB1〜NB4及び、駆動巻線NB1を巻き上げて形成される共振電流検出巻線ND が巻装され、これら各巻線とその巻回方向が直交するようにして制御巻線NC が巻装されることで可飽和リアクトルとして構成される。
【0056】
この図に示す直列共振回路としては、一次巻線N1 の一端が直列共振コンデンサC1−共振電流検出巻線ND を介して、スイッチング素子Q1 、Q2 のエミッタ−コレクタの接続点(スイッチング出力点)と接続され、他端はスイッチング素子Q3 、Q4 のエミッタ−コレクタの接続点(スイッチング出力点)と接続される。これにより、スイッチング素子Q1 〜Q4 のスイッチング出力は、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1 及び直列共振コンデンサC1 からなる直列共振回路に供給されることになる。
【0057】
上記構成の電流共振形のスイッチング動作としては、例えばスイッチング素子[Q1 、Q4 ]の組とスイッチング素子[Q2 、Q3 ]の組が交互にオン/オフ動作を行うようにされる。
例えば、先ず商用交流電源が投入されると、起動抵抗RS1〜RS4を介してスイッチング素子Q1 〜Q4 のベースにベース電流が供給されることになるが、仮にスイッチング素子[Q1,Q4 ]が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子[Q2 ,Q3 ]はオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子[Q1 ,Q4 ]の出力として、スイッチング素子Q1 のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線ND →直列共振コンデンサC1 →一次巻線N1 →スイッチング素子Q4 のコレクタ−エミッタ→一次側アースの経路で電流が流れるが、この際、一次側直列共振回路を流れる共振電流が0となる近傍でスイッチング素子[Q2,Q3 ]がオン、スイッチング素子[Q1 ,Q4 ]がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Q2 を介して先とは逆方向に直列共振回路に対して共振電流が流れる。以降、スイッチング素子[Q1,Q4 ]及び[Q2,Q3 ]が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
【0058】
この図に示す制御回路1は、例えば二次側直流出力電圧EO1の変動レベルに応じて可変したレベルの制御電流を制御巻線NCに流すように動作するのであるが、これによって、ドライブトランスPRTにおける駆動巻線NB1〜NB4のインダクタンスを可変制御する結果、スイッチング素子Q1 ,Q2 ,Q3 ,Q4のスイッチング周波数を制御する。つまり、本実施の形態においてはスイッチング周波数制御方式による定電圧制御の構成が採られる。
に構成される。
【0059】
本実施の形態の場合には4本のスイッチング素子を備えて電源回路が構成されることになるが、例えば図12に示したMOS−FETをスイッチング素子とする他励式のフルブリッジ結合方式による電源回路と比較した場合には、対応可能な最大負荷電力が増加するものである。また、回路規模も、これまでの実施の形態において述べてきたようにして、より縮小されるものである。
【0060】
これまでの実施の形態の説明においては、スイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)として、バイポーラトランジスタ(BJT)採用した場合を例に挙げていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すようなスイッチング回路或いはスイッチング素子をスイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)に代えて採用することも可能である。
図6は、スイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)に代えて、2本のバイポーラトランジスタQ11,Q12をダーリントン接続した回路を使用する例を示している。
この場合の接続形態としては、トランジスタQ11のコレクタとトランジスタQ12のコレクタを接続し、トランジスタQ11のエミッタをトランジスタQ12のエミッタと接続し、トランジスタQ12のエミッタをアースに接地している。また、ダンパーダイオードDD1のアノードをトランジスタQ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオードDD1のカソードを抵抗R11を介してトランジスタQ11のベースに接続している。ダンパーダイオードDD2のアノードは、トランジスタQ12のエミッタに接続され、カソードはトランジスタQ12のコレクタに接続されている。抵抗R12は、トランジスタQ12のベース−エミッタ間に対して並列に接続されている。このようにして形成したダーリントン接続回路においては、トランジスタQ11のベースが先の各実施の形態に示したスイッチング素子のベースと等価となり、トランジスタQ11,Q12のコレクタ接点がスイッチング素子のコレクタと等価となる。また、トランジスタQ12のエミッタがスイッチング素子のエミッタと等価となる。
【0061】
また、第1〜第3の実施の形態に対応する図1、図3、図4の電源回路のようにして、ハーフブリッジ結合方式による構成を採る場合にも、図7に示すようにして、バイポーラトランジスタのスイッチング素子Q1,Q2に代えて、MOS−FET(MOS型電界効果トランジスタ;金属酸化膜半導体)を使用することができる。MOS−FETを用いる場合、ドレイン−ソース間に対して、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのツェナーダイオードZDが図に示す方向により並列に接続される。つまり、アノードがMOS−FETのソースと接続され、カソードがツェナーダイオードZDのドレインと接続される。この場合、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Q1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、MOS−FETのゲート、ドレイン、ソースに置き換わることになる。また、MOS−FETを用いる場合には、図7に示したような他励式の構成を採るなどして、電流駆動ではなく、電圧駆動する必要がある。
【0062】
図8は、スイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)に代えて、IGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)を使用した例が示されている。IGBTのコレクタ−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードDが並列に接続される。ここでは、ダイオードDのアノード、カソードはそれぞれIGBTのコレクタ,エミッタに対して接続されている。
この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Q1(Q2)のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、IGBTのゲート、コレクタ、エミッタに置き換わる。
【0063】
図9は、スイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)に代えて、SIT(静電誘導サイリスタ)を使用した例が示されている。このSITのコレクタ−エミッタ間に対しても、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードDが並列に接続され、ダイオードDのアノード、カソードがそれぞれSITのカソード,アノードに対して接続される。
上記図6〜図9に示す何れの構成を採った場合にも、本実施の形態では更なる高効率化を図ることが可能になる。なお、図6〜図9に示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、実際にスイッチング素子Q1,Q2(及びQ3,Q4)として選定される素子に適合するようにして、その駆動回路の構成を変更して構わないものである。
また、実施の形態として上記各図に示した構成の細部は、実際の使用条件等に応じて変更されて構わない。
【0064】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング電源回路として、一次側に電流共振形スイッチングコンバータ(即ち、一次側直列共振回路)を備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード(+M/−M)が得られるようにしている。更に、二次側においては、二次巻線に二次側直列共振回路を直列に接続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる交番電圧(励起電圧)の二倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。
【0065】
上記のようにして倍電圧全波整流回路によって負荷に電力供給をする結果、本発明では、対応可能な最大負荷電力を従来よりも向上させることが可能になる。
そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分に上記した条件に対応することができることになる。
【0066】
以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの2倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。
【0067】
これに対して本発明では、整流平滑電圧レベルに依存するスイッチング電圧が従来の1/2となることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサについて、従来の1/2程度の耐圧品を用いることができる。
また、二次側においては、前述したように、倍電圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流回路は、交番電圧が正/負の両期間で整流動作を行う全波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減することができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図られることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の1組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。
【0068】
更に本発明として、二次側に設けられる整流回路については倍電圧全波整流回路が採用されることで、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来の1/2程度にまで少なくすることが可能になる。
【0069】
更には、スイッチング手段としてフルブリッジ結合方式による構成を採れば、比較的簡略な回路構成によっても、対応可能な負荷電力を更に増加させることが可能になる。
また、定電圧制御の構成として、一次側直列共振回路の共振周波数に加えて、二次側直列共振回路の共振周波数を同時に制御するように構成することによっても、負荷電力の増加が図られるものである。
【0070】
また、スイッチング素子としては、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路、又はMOS型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより構成することが可能であり、この場合には、例えば1石のバイポーラトランジスタを1つのスイッチング素子として使用する場合よりも、更に電力変換効率を向上させることが可能となる。
【0071】
このように本発明では、電圧共振形コンバータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図2】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図4】本発明の第3の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図5】本発明の第4の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図6】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図7】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図8】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図9】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図10】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図11】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図12】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図13】従来例としての絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図14】相互インダクタンスが+M/−Mの場合の各動作を示す説明図である。
【符号の説明】
1 制御回路、2 発振回路、3 ドライブ回路、4 起動回路、Ci 平滑コンデンサ、Cr 並列共振コンデンサ、Cs1,Cs2 二次側直列共振コンデンサ、Di,DBR ブリッジ整流回路、DO1,DO2,DO3,DO4 整流ダイオード、NC 制御巻線、NR 被制御巻線、Q1,Q2,Q3,Q4 スイッチング素子
Claims (9)
- 商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、
整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ2倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
被制御巻線と制御巻線とを有してなり、上記被制御巻線が上記一次巻線と上記整流平滑手段との間に接続される直交型制御トランスと、
上記制御巻線に上記二次側直流出力電圧のレベルに応じた大きさの電流を流すことによって、上記スイッチング手段のスイッチング周波数と上記一次側直列共振回路の共振周波数と上記二次側直列共振回路の共振周波数とを同時に可変制御することによって定電圧制御を行う制御回路と、
を備えるスイッチング電源回路。 - 上記被制御巻線と同一巻線とされて形成される上記一次巻線と、上記制御巻線と、上記二次巻線と、が巻回されて、直交型制御トランスの機能と絶縁コンバータトランスの機能とを有するように上記絶縁コンバータトランスが形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、2本のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、4本のスイッチング素子をフルブリッジ結合して形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを備えて形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路を1つのスイッチング素子として用いるように構成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子としてMOS型電界効果トランジスタを備えて形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えて形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 上記スイッチング手段は、スイッチング素子として静電誘導サイリスタを備えて形成される請求項1に記載のスイッチング電源回路。
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