JP4143154B2 - 電源装置、及び電子機器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、高調波成分の低減に効果のある降圧型整流平滑回路、降圧型整流回路の後段にDC/DCコンバータを接続して構成した電源装置、及びこの電源装置を搭載した複写機やプリンター等の電子機器に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、商用電源ラインの歪波形(電源高調波歪)による各種電子機器の誤動作等の問題が深刻化している。このような高調波歪の発生を抑制するために、電子機器に入力される入力電流の高調波成分を規制する法律が整備されつつある。
【0003】
一般に、電子機器の電源入力回路(スイッチング電源)には、図6に示すようにコンデンサ52をダイオードブリッジ51の出力側に設けたコンデンサインプット型整流回路が用いられている。
【0004】
従って、各商用電源の電圧ピーク付近の位相時のみに、電流が商用電源Vin(AC)からダイオードブリッジ51を通してコンデンサ52に流れ込み、それが原因で商用電源Vin(AC)より電子機器に流れ込む入力電流はピーク電流波形となり、多くの高調波成分を含んでしまう。
【0005】
従来、このような高調波成分を十分低減するために、▲1▼図7に示すように商用電源Vin(AC)とコンデンサインプット型整流回路のダイオードブリッジ51との間に1個のチョークコイル53を介装して、入力電流の導通角を大きくする、▲2▼図8に示すように、電源入力回路に昇圧型アクティブフィルタ回路を用いて、入力電圧波形と相似する入力電流波形を得る、といった手法が提案されている。
【0006】
なお、図8において、61はダイオードブリッジ、67はフライフォイールダイオード(以下、単にダイオードという)、64,65はチョークコイル、62,63,68はコンデンサ、66はFET、60a,60b,69a,69bは抵抗、71は電流検出回路、72は第1電圧検出回路、73は第2電圧検出回路、74は乗算器、75は誤差増幅回路、76はPWM(パルス幅変調)制御回路である。
【0007】
しかしながら、上記図7に示す上記▲1▼の手法によれば、チョークコイル53のインダクタンスは、〜10mH程度必要であり、これを実現するにはチョークコイル53が大型化し、回路の小型化および軽量化を図る事が困難になるという問題があった。この点について具体的に説明する。
【0008】
図9のS1〜S3は、図6〜図8に示した電源入力回路において、負荷電力Poが200Wの場合に得られる入力電圧Vin(AC)に対する出力電圧(整流後電圧)Vo(DC)の関係を示し、図10のS1〜S3は、上記電源入力回路にかかる入力電圧Vinが230Vである場合に得られる負荷電力Poに対する出力電圧Vo(DC)の関係を示している。
【0009】
両図において、S1は図6に示したコンデンサインプット型整流回路を用いた場合の特性を示し、S2は図7に示したコンデンサインプット型整流回路に1個のチョークコイル53を追加した場合の特性を示し、S3は、図8に示した昇圧型アクティブ回路を用いた場合の特性を示す。なお、S4は後述する。
【0010】
図9及び図10から明らかなように、チョークコイル53を追加した回路において、負荷電力Poが増加した場合、又は入力電圧Vinの低下により入力電流Iinが増加した場合は、チョークコイル53のインピーダンスにより出力電圧Voが著しく低下する。そのために、後段に接続されるDC/DCコンバータの動作範囲を低入力電圧まで広げたり、瞬時停電対策のためにコンデンサ52の容量を増加させる必要が生じ、コストアップを招くと共に、電源入力回路及び後段DC/DCコンバータの大型化を招くという問題点があった。
【0011】
また、上記図8に示す上記▲2▼の手法によれば、トランジスタ66がオン状態であるときにチョークコイル65を流れる電流ΔIは、トランジスタ66がオン状態の期間をTon、チョークコイル65のインダクタンスをL65とすると、次式(1)で表される。
【0012】
ΔI=Vin/L65*Ton …(1)
この(1)式から明らかなように、トランジスタ66の負担を小さくするためには、チョークコイル65のインダクタンスを大きくする必要がある(一般には数mH程度のチョークコイルが用いられている)。そのため、チョークコイル65のサイズまたはトランジスタ66の電流容量を大きくしなければならない。また、トランジスタ66がオン状態である時のみチョークコイル65にエネルギーが蓄えられるので、トランジスタ66を流れる電流のピーク値を大きくしなければならない。
【0013】
さらに、昇圧型アクティブ回路を実現するためには、図8に示したように複雑な制御回路が必要である。従って、上記▲2▼の手法を用いたとしても、電源入力回路の複雑化による効率の低下、電源入力回路の大型化、ノイズの増大及びコストの大幅アップを招くという問題点があった。
【0014】
これらの問題を解決すべく、図11に示すような降圧型アクティブフィルタ回路が提案されている。図11において、降圧型アクティブフィルタ回路は、ダイオードブリッジ110を有し、該ダイオードブリッジ110は商用電源Vinに接続されている。ダイオードブリッジ110の出力端子は、チョークコイル111a及びコンデンサ111b,111cから構成されるローパスフィルタ111と、FET等のスイッチング素子であるトランジスタ112a、フライホイールダイオード(以下、単にダイオードという)112b、平滑コンデンサ112c、及びチョークコイル112dから構成される降圧型チョッパ回路112とを介して、後段のDC/DCコンバータ等の回路(図示省略)に接続される。
【0015】
この降圧型アクティブフィルタ回路においては、チョークコイル112dのインダクタンス値は、最大負荷時にも当該チョークコイル112dが電流不連続モードで動作可能となるように設定される。
【0016】
また、降圧チョッパ回路112の出力端子は差動増幅回路114の入力端子に接続され、該差動増幅回路114の出力端子は、誤差増幅回路115の一方の接続端子に接続される。誤差増幅回路115の他方の入力端子は、基準電圧Vrefに接続されており、出力端子は、PWM(パルス幅変調)制御回路116に接続されている。
【0017】
降圧チョッパ回路112の出力電圧Voは、差動増幅回路114を介して誤差増幅回路115に入力され、基準電圧Vrefと比較される。そして、出力電圧Voと基準電圧Vrefとの差に応じた信号が、誤差増幅回路115からPWM制御回路116に入力される。PWM制御回路116は、誤差増幅回路115の出力信号に応じたオン/オフ比の矩形波信号を降圧チョッパ回路112のトランジスタ112aに入力する。これにより、出力電圧Voは、基準電圧Vrefに応じた一定の値をとるようにフィードバック制御される。
【0018】
上記構成において、商用電源Vinをダイオードブリッジ110で整流した後の電圧(以下、整流後電圧という)Vsはローパスフィルタ111に入力され、このローパスフィルタ111の出力は、降圧チョッパ回路112に入力される。降圧チョッパ回路112の出力電圧Voが所定の値をとるように、入力される商用電源Vinの周波数より十分に高い所定の周波数で且つ所定のオンデューティーで、トランジスタ112aは制御される。
【0019】
このような動作により、図12(a)に示すようにダイオードブリッジ110による整流後電圧Vsが徐々に上昇し、整流後電圧Vsが出力電圧Voより大きい期間、すなわち図12の時点t1から時点t2の間及び時点t3から時点t4の間に図12(b)に示す電流Isが流れる。つまり、入力電流の導通角は、Vs>Voである期間に対応するので、出力電圧Voを適当な値(例えば、入力230V系に対してVo<250V)に設定する事により、高調波電流を抑制することが可能となる。
【0020】
図9のS4は、上記図11に示した電源入力回路において、負荷電力Poが200Wの場合に得られる入力電圧Vin(AC)に対する出力電圧(整流後電圧)Vo(DC)の関係を示し、図10のS4は、入力電圧Vinが230Vである場合に得られる負荷電力Poに対する出力電圧Vo(DC)の関係を示している。
【0021】
両図から明らかなように、出力電圧Voは、負荷電力Poが変化しても一定の値をとるように制御されると共に、入力電圧Vinが所定値(図示例では、190V)より大きい時にも一定の値を取るように制御される。また、入力電圧Vinが所定値以下の時は、トランジスタ112aは、常時オン状態に制御されるので、従来のコンデンサインプット型整流回路と同様の特性を示す。
【0022】
以下、図11に示した電源入力回路の動作について、図13を参照して、説明する。なお、図13は、ダイオードブリッジ110の出力電流Is及びチョークコイル112dに流れる電流ILの変化を示す図である。
【0023】
図13のt1において、Vs>Voとなると、チョークコイル112dに電流ILが流れ始める。例えば、t2からt3までの期間Tonにトランジスタ112aがオン状態になると、チョークコイル112dに流れる電流ILは増加する。t3でトランジスタ112aをオフ状態にすると、チョークコイル112dを流れる電流ILは、徐々に減少し、t3からToff’経過したt4でゼロになる。またt3でトランジスタ112aをオフ状態にしてから期間Toff(Toff>Toff’)経過したt5において、トランジスタ112aは再びオン状態にされ、t2以降と同様の動作が繰り返される。
【0024】
このように変化するチョークコイル112dに流れる電流ILは、以下のように求められる。
【0025】
[Vs≦Voの期間]
トランジスタ112aがオン状態にある時、チョークコイル112d及びトランジスタ112aに流れる電流ILは、IL=0となる。トランジスタ112aがオフ状態にあるときも、電流IL=0となる。
【0026】
[Vs>Voの期間]
トランジスタ112aがオン状態にあるとき、チョークコイル112d及びトランジスタ112aに流れる電流ILは、
IL={(Vs−Vo)/Ld}*T
但し、Ld:チョークコイル112dのインダクタンス
で表され、時間Tと共に増加する。そのピーク値Ipは、
Ip={(Vs−Vo)/Ld}*Ton
である。
【0027】
一方、トランジスタ112aがオフ状態にある時、チョークコイル112d及びダイオード112bに流れる電流ILは、
IL=Ip−{Vo/Ld*T}
で表され、時間Tと共に減少する。したがって、電流ILの値が0になるまでの時間Toff’は、
Toff’={(Vs−Vo)/Vo}*Ton
で表される。
【0028】
降圧型アクティブフィルタ回路においては、図13に示したように、最大負荷時でも、Toff’<Toff(但し、Toffは、トランジスタ112aがオフにされる期間)、となるように、すなわち最大負荷時でもチョークコイル112dが電流不連続モードで動作可能となるように、チョークコイル112dのインダクタンス値を決定する。これにより、チョークコイル112dに蓄えられたエネルギーは、各周期毎にすべて放出される。
【0029】
入力電流Isの値は、トランジスタ112aに流れる電流をローパスフィルタ111でフィルタリングした値になるので、
【0030】
【数1】
Is=1/T*[(1/2)*Ton*Ip]
=Ton^2/(2*T*Ld)*(Vs−Vo)
で表される。
【0031】
入力電流波形は、入力電圧(整流後電圧)Vsと出力電圧Voとの差(Vs−Vo)に比例する。例えば、整流後電圧Vsが正弦波であるときは、出力電圧Voとして適切な値を設定することにより(Isは、正弦波の一部分を切取った波形になる)、入力電流の導通角は、任意の値に設定できる。
【0032】
なお、トランジスタ112aがオン状態となるデューティーは、上述したようにチョークコイル112dに蓄えられたエネルギーをすべて放出可能な程度に、十分に小さく設定されることが望ましく、また上記デューティーは、当該整流回路が適用される電源入力回路にかかる負荷電力に応じて、または整流回路への入力電流に応じて設定されることが好ましい。
【0033】
上記の降圧型アクティブフィルタ回路によれば、次のような優れた特長がある。
【0034】
(1)基準電圧Vrefを適当な値に設定するだけで(整流後電圧Voを適当な値に設定するだけで)、入力電流の導通角を設定することができるので、図8に示すものより簡単な構成で、高調波を抑制することができる。
【0035】
(2)図9に示したように、低入力電圧時には、コンデンサインプット型整流回路と同様の特性を示すので、単にチョークコイルを入力に追加しただけの図7に示す回路のように、負荷電力の増加に伴う出力電圧Voの低下(S2)を防止することができる。そのため、後段に接続されるDC/DCコンバータ等の入力電圧範囲を低電圧側に広げる必要がなくなり、さらには瞬時停電対策として平滑用コンデンサの容量を大きくする必要もなくなる。
【0036】
(3)出力電圧Voを入力電圧のピーク値より低くなるように制御するので、コンデンサインプット型整流回路に比較して、出力電圧Voの上限値を低く設定する事ができ、後段に接続されるDC/DCコンバータ等の入力電圧範囲を狭くすることができる。したがって、後段に接続されるDC/DCコンパータ等の素子として、低耐電圧の素子を用いる事ができ、該素子の小型化、低ノイズ化及びコストダウンが可能となる。
【0037】
(4)図8に示した昇圧型アクティブフィルタ回路を用いる場合に、チョークコイル65にかかる電圧は、Vsであるが、降圧型アクティブフィルタ回路によれば、チョークコイル112dにかかる電圧を(Vs−Vo)まで下げる事ができる。したがって、チョークコイル112dのインダクタンス値を小さくすることができるので、回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
【0038】
(5)昇圧型アクティブフィルタ回路と比較して、制御回路を単純化することが可能となる。
【0039】
(6)トランジスタ112aが整流回路の直列要素になっているために、整流回路をトランジスタ112aを用いた突入電流制限回路として使用することができる。従って、従来のコンデンサインプット型整流回路や昇圧型アクティブフィルタ回路を用いた電源入力回路に必要とされた突入電流制限回路として、トライアック、サイリスタなどのパワーデバイスを省略できる。
【0040】
(7)電源回路の構成が簡単になるので、ノイズを低減する事ができる。
【0041】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の降圧型アクティブフィルタ回路を用いた電源装置では、次のような問題点があった。
【0042】
一般には、交流商用電源230V入力時には、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧が200V〜220V位になるように制御する。ところが、降圧型アクティブフィルタ回路では、例えば制御回路の故障やスイッチング素子の故障時にスイッチング素子がオンに固定されると、入力商用電源のピーク値(例えば、230V入力の場合は230*1.4=322V)に整流してしまう。そこで、後段のDC/DCコンバータに過電圧保護対策を講ずることが行われている。
【0043】
より具体的に説明する。例えば、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧が200VになるようにPWM制御回路116を用いて制御して、後段のDC/DCコンバ一タ113をフォワード型で設計した場合を考えると、DC/DCコンバータのスイッチング素子には通常動作時において400V程度の電圧が印加されるため、当該スイッチング素子として450V乃至500V耐圧の素子を用いるのが一般的である。
【0044】
ところが、上記のように降圧型アクティブフィルタ回路の故障時には、322Vの入力電圧となり、DC/DCコンバータのスイッチング素子には644Vの電圧が加わり、500V耐圧の素子では破損する(一般にショートモード故障)。
【0045】
そこで、DC/DCコンバータのスイッチング素子として、耐電圧900Vの素子を用いる方法があるが、この方法によれば、スイッチング素子のオン抵抗が増加するので(一般にFETのオン抵抗は耐電圧の2乗に比例)、電力損失が増加して装置が大型化するだけでなく、コスト的にも不利となる。
【0046】
また、商用電源ラインと直列にトライアック等のスイッチング素子を追加して、過電圧時には、トライアックをオフする方法も考えられるが、通常動作時にこのトライアックのオン電圧(1.5V程度)に入力電流が流れて、かなりの電力損失が発生するし、コスト的にも不利である。
【0047】
さらに、上記従来の降圧型アクティブフィルタ回路においては、チョークコイルの設計が非常に難しい、といった問題もあった。すなわち、フェライトなどのコア材に巻き線を施してチョークコイルを作製する場合には、コア材の透磁率が大きいために最適のインダクタンスを得ようとすると巻き数が少なくなる。すると、スイッチング素子112aのオン時には、
(入力電圧−出力電圧)*(スイッチング素子112aのオン時間)
だけの磁束を、上記少ない巻き数のチョークコイルで受けとめる事になり、コア材の磁束密度が大きくなってコアでの鉄損がかなり増加し、チョークコイルの昇温が大きくなる。
【0048】
コア材として低損失、低透磁率の材料があれば、解決できるが適当なものが存在しない。また存在したとしても(空芯コイル、コアに大きなギャップを付ける方法も同じ)、磁界の漏れが大きくなってしまい、磁界中に電流を流すことになり過大な銅損を招いたり、回路(自他ともに)の誤動作を引き起こすなど、不適切なことが多い。
【0049】
複数のチョークコイルをN個並列接続して、比較的多くの巻き数で作製したチョークコイルのインダクタンスを1/Nにして用いることも考えられるが、その場合、チョークコイル間での電流バランスを確保することが難しいし、コスト、サイズの面でも不利である。
【0050】
本発明は上記従来の問題点に鑑み、降圧型整流回路とその後段のDC/DCコンバータの組み合わせにおいて、電力損失及びコストアップの少ない過電圧保護構成を可能にする電源装置を提供することを目的とする。また、この電源装置を搭載した電子機器を提供することを目的とする。
【0051】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、第1の発明では、交流商用電源を整流する整流手段と、前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する電圧降圧手段と、前記電圧降圧手段の出力電圧を前記入力電圧のピーク値より低い所定値に制御する出力電圧制御手段とを有する降圧型整流回路の後段に、DC/DCコンバータを接続して構成した電源装置において、前記電圧降圧手段は、前記整流手段の出力側に直列に接続されたチョークコイル及びスイッチング素子を有し、該チョークコイル及びスイッチング素子の動作に基づいて前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する構成にすると共に、前記出力電圧制御手段は、入力商用電源の周波数より高い周波数で且つ前記チョークコイルに電流が不連続で流れる程度に前記スイッチング素子がオン状態となる期間を制御するスイッチング素子制御手段を含む構成とし、前記電圧降圧手段の前記スイッチング素子に流れる電流を監視する電流監視手段を設け、前記スイッチング素子に流れる電流がゼロになる期間または所定値より小さくなる期間がなくなった時、かつ前記降圧型整流回路の出力である前記電圧降圧手段の出力電圧が設定値より高くなったときに、前記DC/DCコンバータの動作を停止する構成にしたものである。
【0053】
第2の発明では、上記第1の発明において、前記DC/DCコンバータの動作の停止は、該DC/DCコンバータ中のスイッチング素子をオフに固定して行うものである。
【0054】
第3の発明では、交流商用電源を整流する整流手段、該整流手段により整流された入力電圧を降圧する電圧降圧手段、及び該電圧降圧手段の出力電圧を前記入力電圧のピーク値より低い所定値に制御する出力電圧制御手段を有する降圧型整流回路の後段にDC/DCコンバータを接続して構成した電源装置を備え、該電源装置を動作電圧として所定の動作を行う電子機器において、前記電源装置の前記電圧降圧手段は、前記整流手段の出力側に直列に接続されたチョークコイル及びスイッチング素子を有し、該チョークコイル及びスイッチング素子の動作に基づいて前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する構成にすると共に、前記出力電圧制御手段は、入力商用電源の周波数より高い周波数で且つ前記チョークコイルに電流が不連続で流れる程度に前記スイッチング素子がオン状態となる期間を制御するスイッチング素子制御手段を含む構成とし、前記電圧降圧手段の前記スイッチング素子に流れる電流を監視する電流監視手段を設け、前記電源装置は、前記スイッチング素子に流れる電流がゼロになる期間または所定値より小さくなる期間がなくなった時、かつ前記降圧型整流回路の出力である前記電圧降圧手段の出力電圧が設定値より高くなったときに、前記DC/DCコンバータの動作を停止する構成にしたものである。
【0056】
第4の発明では、上記第3の発明において、前記DC/DCコンバータの動作の停止は、該DC/DCコンバータ中のスイッチング素子をオフに固定して行うものである。
【0061】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【0062】
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図であり、図11と共通の要素には同一の符号が付されている。
【0063】
この電源装置は、図11に示した従来の降圧型アクティブフィルタ回路の後段にDC/DCコンバータ113を接続して構成され、さらに、該降圧型アクティブフィルタ回路の出力である降圧チョッパ回路112の出力電圧Voが設定値より高くなったことを検出して停止信号CSを出力する過電圧検出回路117を設け、DC/DCコンバータ113は、前記停止信号CSを受けたときにDC/DCコンバータ113中のスイッチング素子113aをオフに固定して動作を停止するようにしたものである。
【0064】
ここで、前記設定値は、降圧型アクティブフィルタ回路では230V入力時には200V〜220V位に制御されるのが一般的であるので、例えば225Vに設定するものとする。
【0065】
DC/DCコンバータ113は、スイッチング素子113a、トランス113b、ダイオード113c,113d、チョークコイル113e、平滑用コンデンサ113fを備え、さらに、前記スイッチング素子113aのスイッチング動作を制御する制御回路113gを備えている。そして、この制御回路113gが過電圧検出回路117からの停止信号CSを受けたときは、スイッチング素子113aをオフに固定するようになっている。
【0066】
降圧型アクティブフィルタ回路のスイッチング素子112aが故障時等により常時オン状態となり、降圧型アクティブフィルタ回路が出力過電圧を発生する場合について説明する。
【0067】
例えば、PWM制御回路116の故障等により、スイッチング素子112aのゲート信号が“H”レベルに固定されて、スイッチング素子112aがオン状態に固定された場合には、降圧型アクティブフィルタ回路は、全波整流回路と同一になり、入力商用電源Vin(AC)のピーク値に整流平滑動作を行う。すなわち、230V(AC)入力の場合には、降圧型アクティブフィルタ回路は322V(DC)の電圧を出力し、この電圧が後段のDC/DCコンバータ113の入力電圧として供給されることになる。
【0068】
このとき、過電圧検出回路117は、出力電圧Voが設定値よりも高くなったので停止信号CSを出力する。DC/DCコンバータ113の制御回路113gは、この停止信号CSを受けて、DC/DCコンバータ113内のスイッチング素子113aをオフに固定してスイッチ動作を停止させる。
【0069】
DC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aがオフに固定された状態では、スイッチング素子113aにかかる電圧は、DC/DCコンバータ113の入力電圧322Vそのものになる。すなわち、商用230V(AC)入力では、降圧型アクティブフィルタ回路の故障などにより、スイッチング素子112aがオン状態に固定されたとしても、230*1.4=322V以上の電圧は、DC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aには加わらない。
【0070】
従って、DC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aとして、一般的な450Vないし500V耐圧の素子を用いることができる。すなわち、例えば、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧Voが200VになるようにPWM制御回路116を用いて制御して、後段のDC/DCコンバ一タ113をフォワード型で設計した場合を考えると、DC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aのドレインには、通常動作時(スイッチング素子113aがスイッチング動作をしている状態)において400V程度の電圧(入力電圧Vinの2倍+α)が印加されるため、スイッチング素子113aとして450V乃至500V耐圧の素子を用いるのが一般的である。スイッチング素子113aのドレイン電圧波形を図2に示す。
【0071】
また、降圧型アクティブフィルタ回路の平滑コンデンサ112cには、322V(DC)の電圧が印加されるが、ある種の250V耐圧電解コンデンサは、軽負荷であれば400V程度の電圧が加わっても故障しない事も知られている。この電解コンデンサを本実施形態の平滑コンデンサ112cとして用いる。
【0072】
このように、本実施形態の電源装置は、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧の過電圧を検出したら、後段のDC/DCコンバータのスイッチング素子を停止するようにしたので、DC/DCコンバータのスイッチング素子や二次側整流ダイオード等の過電圧破壊を防止することができる。
【0073】
かかる本実施形態の電源装置を複写機などの電子機器に動作電圧として使用するに際し、上述のように、降圧型アクティブフィルタ回路の出力過電圧を検出したとき、DC/DCコンバータを停止させれば、機器の制御用5V電源が無くなりシステムはダウンする。そのとき、メインスイッチをオートオフさせることにより、降圧型アクティブフィルタ回路の故障が機器の他のブロックに波及することはなくなる。
【0074】
このような本実施形態の電源装置では、従来の電源装置のように、過電圧保護回路のために電力損失を生ずることがなく、しかもコストアップすることもほとんどない。
【0075】
(第2実施形態)
図3は、本発明の第2実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図であり、図1と共通の要素には同一の符号が付されている。
【0076】
上記図1の構成において、ゼロ電流検出回路118とANDゲート119を設けたものである。
【0077】
ゼロ電流検出回路118は、降圧型アクティブフィルタ回路のスイッチング素子112aに流れる電流を監視し(電流監視手段)、この電流がゼロになる期間または所定値よりも小さくなる期間がなくなったときに“L”レベルの信号CGを出力する。ANDゲート119は、ゼロ電流検出回路118からの“L”レベル信号CGと過電圧検出回路117からの“H”レベル信号(過電圧検出時)とを入力したとき、DC/DCコンバータ113の制御回路113gへ停止信号CSを出力する。これによって、DC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aをオフに固定するものである。
【0078】
すなわち、降圧型アクティブフィルタ回路のスイッチング素子112aのドレイン電流をモニタして、その電流が連続になった時(つまりスイッチング素子112aがオンに固定された場合)且つ、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧Voが所定の値以上になったときに、前記降圧型アクティブフィルタ回路の出力に異常電圧が発生した(たとえば、トランジスタ112aのオン状態固定)と判断(予測)して、後段のDC/DCコンバータ113のスイッチング素子をオフに固定する(スイッチング素子制御手段)。
【0079】
これにより、降圧型アクティブフィルタ回路の平滑コンデンサ112cの電圧が上昇するのを、迅速に且つ確実に検出する事ができるので、瞬時たりとも後段のDC/DCコンバータ113のスイッチング素子113aに過電圧をかける事なく異常を検出し停止する事ができる。また、検出回路117の誤動作を心配せずに、過電圧検出ポイントを定常動作時の降圧整流電圧の近傍(例えば、205V程度)に設定することができる。
【0080】
このように、本実施形態では、出力過電圧の検出手段として、降圧型アクティブフィルタ回路のスイッチング素子に流れる電流のゼロになる期間がなくなることを検出する方法と、降圧型アクティブフィルタ回路の出力電圧を直接検出する方法とを組み合わせるようにしたので、過電圧保護手段につき、その応答を迅速にし、かつ誤動作のないものにすることができる。
【0081】
(第3実施形態)
図4は、本発明の第3実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図であり、図11と共通の要素には同一の符号が付されている。
【0082】
本実施形態では、上記図11に示した降圧型アクティブフィルタ回路において、降圧チョッパ回路112のチョークコイルとして、同一のコアに2つの巻線を同一巻数で巻いたコモンモードチョークコイル121を用い、その2つの巻き線を、互いに生ずる磁束が打ち消し合うように直列に接続したものである。
【0083】
すなわち、このコモンモードチョークコイル121は、高透磁率コア材を用いたコモンモードチョークコイル(例えば電源ラインノイズ対策用)を用いている。インダクタンスは、漏れインダクタンスを利用し、漏れ磁界の量も空芯コイルに比べて小さくしてしまうものである。
【0084】
通常、コモンモードチョークコイルとは、同一のコアに2つ(単相系の場合2つ、3相交流系では3つ)の巻線を同一巻数だけ巻いたものである。一般的な用途としては、図4の120のように、商用電源ラインのL/N極にそれぞれの巻き線を直列に挿入し、ノルマルモードではインダクタンス値がほとんどゼロで、かつコモンモードでは、大きなインダクタンスがみえるような極性に接続して、ノイズフィルタとして用いられる。
【0085】
しかしながら、2つの巻き線は、コアを通して100%結合している訳ではなく、わずかにノルマルモード成分のインダクタンスが残る。これを漏れインダクタンスと呼ぶ。漏れインダクタンスは、上記フィルタの場合では商用電源周波数に対しては微々たるインピーダンスであるが、100KHz程度以上にて降圧型アクティブ整流回路で用いるには、充分なインダクタンスである。
【0086】
また、漏れインダクタンスの特徴として、(1)上記コモンモードチョークコイルからコアを取り除いた空芯インダクタンスよりも数倍大きくなり、(2)コアではノルマルモード分の磁束はキャンセルするので、鉄損はほとんどゼロである。(3)閉磁路であるので、漏れ磁界は、空芯コイルや大きなギャップ付きコアを用いたコイルより小さい。
【0087】
本実施形態では、このような特徴を持つコモンモードチョークコイルを、降圧型アクティブフィルタ回路においてチョークコイルとして用いたので、等価的に低損失(コアの鉄損が少ない)、低透磁率、且つ漏れ磁界の少ないチョークコイルとなり、理想的な特性を示す。さらに、高透機率のコア材を用いたコモンモードチョークコイルであれば、充分な漏れインダクタンスを得るのに、巻線の巻き数も少なくて済み、巻き線での銅損も減少する。
【0088】
(第4実施形態)
図5、本発明の第4実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図であり、図11と共通の要素には同一の符号が付されている。
【0089】
本実施形態では、上記図11に示した降圧型アクティブフィルタ回路において、降圧チョッパ回路112のチョークコイルとして、同一のコアに2つの巻線を同一巻数で巻いたコモンモードチョークコイル130を用いたものである。
【0090】
このコモンモードチョークコイル130は、2つの巻線である第1及び第2の巻き線を、第1の巻き線、平滑コンデンサ112c及び第2の巻き線のループで各々の第1及び第2の巻き線によって生ずる磁束が打ち消し合うような極性で、降圧チョッパ回路112のハイサイドとローサイドにそれぞれに接続したものである。
【0091】
上述のようなコモンモードチョークコイル130を挿入することにより、後段のDC/DCコンバータ等のコモンモードフィルタとしての効果が生じ、商用電源回路に挿入すべきノイズフィルタの量を減らすことができる。
【0092】
【発明の効果】
以上詳述したように、第1の発明である電源装置によれば、降圧型整流回路のスイッチング素子の故障時や出力電圧制御手段の誤動作時のための過電圧保護手段を低損失及び低コストで実現することが可能になる。
【0093】
また、第1及び第2の発明である電源装置によれば、過電圧を迅速に且つ確実に検出する事ができる。これにより、瞬時たりとも後段のDC/DCコンバータのスイッチング素子に過電圧をかける事なく異常を検出し停止する事が可能になる。
【0094】
第3及び第4の発明である電子機器によれば、降圧型アクティブフィルタ回路の故障が機器の他のブロックに波及することを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図2】DC/DCコンバ一タ内スイッチング素子のドレイン電圧波形図である。
【図3】本発明の第2実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図4】本発明の第3実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図5】本発明の第4実施形態に係る電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【図6】従来の電源入力回路(コンデンサインプット型整流回路)を示す回路図である。
【図7】従来の電源入力回路を示す回路図である。
【図8】従来の電源入力回路(昇圧型アクティブフィルタ回路)を示す回路図である。
【図9】従来の電源入力回路の特性図である。
【図10】従来の電源入力回路の特性図である。
【図11】従来の降圧型アクティブフィルタ回路の回路図である。
【図12】図11の回路の動作を示す波形図である。
【図13】ダイオードブリッジの出力電流Is及びチョークコイルに流れる電流ILの変化をしめす図である。
【符号の説明】
110 ダイオードブリッジ
111 ローパスフィルタ
112a スイッチング素子
112d チョークコイル
112 降圧型チョッパ回路
113 DC/DCコンバータ
113a スイッチング素子
114 差動増幅回路
115 誤差増幅回路
116 PWM(パルス幅変調)制御回路
117 過電圧検出回路
118 ゼロ電流検出回路
121 コモンモードチョークコイル
Claims (4)
- 交流商用電源を整流する整流手段と、前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する電圧降圧手段と、前記電圧降圧手段の出力電圧を前記入力電圧のピーク値より低い所定値に制御する出力電圧制御手段とを有する降圧型整流回路の後段に、DC/DCコンバータを接続して構成した電源装置において、
前記電圧降圧手段は、前記整流手段の出力側に直列に接続されたチョークコイル及びスイッチング素子を有し、該チョークコイル及びスイッチング素子の動作に基づいて前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する構成にすると共に、
前記出力電圧制御手段は、入力商用電源の周波数より高い周波数で且つ前記チョークコイルに電流が不連続で流れる程度に前記スイッチング素子がオン状態となる期間を制御するスイッチング素子制御手段を含む構成とし、
前記電圧降圧手段の前記スイッチング素子に流れる電流を監視する電流監視手段を設け、
前記スイッチング素子に流れる電流がゼロになる期間または所定値より小さくなる期間がなくなった時、かつ前記降圧型整流回路の出力である前記電圧降圧手段の出力電圧が設定値より高くなったときに、前記DC/DCコンバータの動作を停止する構成にしたことを特徴とする電源装置。 - 前記DC/DCコンバータの動作の停止は、該DC/DCコンバータ中のスイッチング素子をオフに固定して行うことを特徴とする請求項1記載の電源装置。
- 交流商用電源を整流する整流手段、該整流手段により整流された入力電圧を降圧する電圧降圧手段、及び該電圧降圧手段の出力電圧を前記入力電圧のピーク値より低い所定値に制御する出力電圧制御手段を有する降圧型整流回路の後段にDC/DCコンバータを接続して構成した電源装置を備え、該電源装置を動作電圧として所定の動作を行う電子機器において、
前記電源装置の前記電圧降圧手段は、前記整流手段の出力側に直列に接続されたチョークコイル及びスイッチング素子を有し、該チョークコイル及びスイッチング素子の動作に基づいて前記整流手段により整流された入力電圧を降圧する構成にすると共に、
前記出力電圧制御手段は、入力商用電源の周波数より高い周波数で且つ前記チョークコイルに電流が不連続で流れる程度に前記スイッチング素子がオン状態となる期間を制御するスイッチング素子制御手段を含む構成とし、
前記電圧降圧手段の前記スイッチング素子に流れる電流を監視する電流監視手段を設け、
前記電源装置は、
前記スイッチング素子に流れる電流がゼロになる期間または所定値より小さくなる期間がなくなった時、かつ前記降圧型整流回路の出力である前記電圧降圧手段の出力電圧が設定値より高くなったときに、前記DC/DCコンバータの動作を停止する構成にしたことを特徴とする電子機器。 - 前記DC/DCコンバータの動作の停止は、該DC/DCコンバータ中のスイッチング素子をオフに固定して行うことを特徴とする請求項3記載の電子機器。
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