JPH0662568A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スイッチング電源装置において、プリンタ等
のように負荷変動が激しく、その使用状態の殆どがスタ
ンバイで小電力の場合であっても、効率が良く、また省
電力を可能にする。 【構成】 フォワード方式のコンバータトランス４の二
次側に、ダイオード９とコンデンサ１０のフライバック
回路を設け、負荷電流が所定値以下になった時にはフラ
イバック方式に切り替えて、コンバータトランス４に蓄
積されたエネルギーをフライバック出力として取り出
す。また、制御回路１６によりスイッチング素子３のフ
ィードバック制御を行い、負荷電流が小さくなるとパル
ス幅変調制御から周波数変調制御に切り替える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、特にプリンタ等の電源
に好適な省エネルギーを可能としたスイッチング電源装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】プリンタ等に用いられているスイッチン
グ電源装置は、通常出力電圧のフィードバック制御を行
っており、コンバータの周波数かあるいはスイッチング
デューティを制御して、目的の出力を得るように構成さ
れている。

【０００３】図６はこのような従来のスイッチング電源
装置の回路構成を示すブロック図である。同図におい
て、１は直流電源の入力端子、２は入力された直流電圧
を平滑する入力側のフィルタ回路を構成する平滑用コン
デンサ、３はコンバータトランス４の入力直流電圧をス
イッチングするスイッチング素子、５はコンバータトラ
ンス４に発生した交流電圧を平滑するダイオード、７，
８は平滑用コイル及び平滑用コンデンサで、これらによ
り出力側のフィルタ回路を構成している。

【０００４】１１は負荷１２に直流電圧を出力する出力
端子、１３は出力電圧と基準電圧源１４の基準電圧とを
比較する誤差増幅器、１５はフォトカプラ、１６は誤差
増幅器１３からフォトカプラ１５を介して入力された誤
差信号に応答してスイッチング素子３のスイッチング周
波数あるいはスイッチングデューティを制御する制御回
路である。

【０００５】上記のように構成されたスイッチング電源
装置においては、コンバータトランス４で昇圧されてダ
イオード５により整流された直流電圧が負荷に供給され
るが、例えば負荷１２がプリンタであった場合、動作中
（印字通紙中）の消費電力が仮に１５０Ｗであったとす
ると、スタンバイ中の消費電力は２０Ｗ程度となる。こ
のように、プリンタ等の機器においては、動作中とスタ
ンバイ中とで負荷が大きく変化するのが一般的であり、
また機器の使われ方によっては、電源が投入されている
期間の９９％以上がスタンバイ状態で、残りの１％が動
作中といったケースも珍しくはない。

【０００６】このような負荷変動の大きな機器に対して
も、上記のスイッチング電源装置は、出力電圧を基準電
圧と比較し、その誤差に基づいてスイッチング素子３の
スイッチングデューティあるいはスイッチング周波数を
制御し、出力電圧を安定化するように動作する。

【０００７】ここで、スイッチング電源のスイッチング
方式としては、フライバック方式とフォワード方式が最
も一般的に用いられている。図７はその両方式における
負荷特性を示したものであり、横軸は出力、縦軸は効率
（η）となっている。

【０００８】フライバック方式においては、コンバータ
トランスに一旦電力エネルギーを蓄積し、その後スイッ
チング素子のターンオフ時にそのエネルギーを二次側に
放出する構成をとっているため、蓄積波形はＰ１を中心
とする略三角波となる。したがって、半導体スイッチン
グ素子であるトランジスタやＦＥＴ及び整流用ダイオー
ドには、波形率（実行値／平均値）の高い電流を流すこ
とになり、この結果、出力の大きい時は損失が著しく増
大するという特性を示す。

【０００９】一方、フォワード方式においては、別名Ｏ
Ｎ−ＯＮ方式と言われるように、スイッチング素子のオ
ン時に二次側の整流回路を導通させ、平滑用コイルとコ
ンデンサによる積分フィルタによって、その二次側出力
波形の平均値を該コンデンサに蓄えて負荷に供給する構
成をとっている。したがって、その取り扱う波形はＰ２
を中心とする略方形波となっており、波形率（実行値／
平均値）は概略“１”の電流波形となるので、上述のフ
ライバック方式に比べて半導体スイッチング素子の損失
は負荷が大きくなっても相応の損失であり、少ないとい
える。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来のスイッチング電源装置にあっては、例えば
負荷変動の激しいプリンタ等に用いる場合にはフォワー
ド方式のコンバータとしてプリント中などの大電力負荷
に対応して設計されるため、スタンバイ中の小負荷時に
は効率の低い状態で使用されることになる。したがっ
て、動作中はもちろん冷却ファンを回すが、スタンバイ
中であっても冷却ファンを回すようなケースが多くな
り、また回路構成上においても電解コンデンサなど温度
変化及び経時変化の大きな部品を多数使用しているの
で、効率低下による温度上昇によって装置の信頼性及び
寿命が著しく低下すると同時に、消費電力が大きいとい
う問題点があった。

【００１１】本発明は、上記のような問題点に着目して
なされたもので、負荷変動が激しく、またその使用状態
の殆どがスタンバイで小電力の場合であっても、効率が
良く、装置の信頼性及び寿命が向上するとともに、省電
力を実現することができるスイッチング電源装置を提供
することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、次のように構成したものである。

【００１３】（１）出力トランスの一次側の入力電圧を
オン，オフするスイッチング素子と、このスイッチング
素子の駆動を負荷への出力電圧に応じて制御する制御回
路と、前記出力トランスの二次側に発生した電圧を整流
する整流素子と、整流された電圧を平滑する平滑用コイ
ル及び平滑用コンデンサとを備え、前記出力トランスの
二次側に負荷電流が所定値以下になった時に該出力トラ
ンスに蓄積されたエネルギーをフライバック出力として
取り出す整流素子を接続した。

【００１４】（２）出力トランスの一次側の入力電圧を
オン，オフするスイッチング素子と、このスイッチング
素子の駆動を負荷への出力電圧に応じて制御する制御回
路と、前記出力トランスの二次側に発生した電圧を整流
する整流素子と、整流された電圧を平滑する平滑用コイ
ル及び平滑用コンデンサとを備え、前記制御回路はスイ
ッチング素子のフィードバック制御を負荷電流が所定値
以下になった時にパルス幅変調制御から周波数変調制御
に切り替えるようにした。

【００１５】

【作用】本発明のスイッチング電源装置においては、負
荷電流の大きい大電力負荷時はフォワード方式で動作
し、負荷電流が小さい小電力負荷時はフライバック方式
で動作する。

【００１６】また、上記大電力負荷時はパルス幅変調方
式のフィードバック制御が行われ、小電力負荷時になる
と周波数変調方式のフィードバック制御が行われる。

【００１７】

【実施例】図１は本発明の一実施例によるスイッチング
電源装置の構成を示す回路図であり、図６と同一符号は
相当する部分を示している。図において、１は直流電圧
Ｖｉｎの入力端子、２は入力電圧を平滑する平滑用コン
デンサ、３はコンバータトランス（出力トランス）４の
一次側の入力電圧をオン，オフするＦＥＴ等のスイッチ
ング素子で、コンバータトランス４の二次側には２巻線
が設けられている。

【００１８】５はコンバータトランス４の二次側に発生
した交流電圧を整流するダイオード（整流素子）、６は
回生用ダイオード、７，８は整流された直流電圧を平滑
する平滑用コイル及び平滑用コンデンサ、９，１０は出
力端子１１に接続された負荷１２への出力電流（負荷電
流）が所定値以下になった時にコンバータトランス４に
蓄積されたエネルギーをフライバック出力として取り出
すダイオード（整流素子）及び平滑用コンデンサで、コ
ンバータトランス４の二次側の別巻線に接続されてい
る。

【００１９】１３は出力電圧を基準電圧と比較する誤差
増幅器、１４はその基準電圧源、１５はコンバータトラ
ンス４の一次側と二次側を絶縁するためのフォトカプ
ラ、１６はスイッチング素子４の駆動を負荷１２への出
力電圧に応じてフィードバック制御する制御回路で、Ｐ
ＷＭ回路１７とＶＦＯ回路１８を有し、負荷電流が所定
値以下になった時にパルス幅変調制御から周波数変調制
御に切り替える。

【００２０】ここで、上述のコンバータトランス４の二
次側のダイオード５，６、コイル７及びコンデンサ８
は、フォワード方式のフォワード回路を構成しており、
またダイオード９及びコンデンサ１０は、フライバック
方式のフライバック回路を構成している。

【００２１】上記のような回路構成のスイッチング電源
装置において、不図示の直流電源からの入力電圧Ｖｉｎ
はスイッチング素子３によりスイッチングされ、コンバ
ータトランス４の一次側巻線に電圧パルスとして供給さ
れる。これにより、トランス４の二次側巻線には、巻数
比（ｎ２／ｎ１）に応じた電圧波形が誘起される。この
誘起された電圧パルスは、ダイオード５及びコイル７を
介して平滑用コンデンサ１０を充電し、充電した電流は
このコンデンサ１０からトランス４の巻線に流れてコイ
ルを励磁する。

【００２２】図２は上述の動作による動作波形を示す図
である。図２で、トランス４の二次側巻線からの出力の
負荷は定格負荷領域、すなわち各々の負荷電流Ｉｏは次
の連続条件 Ｉｏ≧ΔＩｏ／２＝（（Ｖｏ＋Ｖｆ）／Ｌ^* Ｔｏｎ）／２ が満足される領域である。但し、ΔＩｏはリップル電
流、Ｖｏは出力電圧、Ｖｆはダイオード５の電圧、Ｌは
コイル７のインダクタンス、Ｔｏｎはスイッチングオン
時間である。

【００２３】したがって、出力電圧Ｖｏは、トランス４
の巻線電圧をＥ、スイッチング周期をＴとすると、スイ
ッチング電圧波形の正パルス成分の積分値、すなわちＶ
ｏ＝Ｅ×（Ｔｏｎ／Ｔ）である。

【００２４】次に、負荷１２がスタンバイ状態となり、
軽負荷になった場合の動作を図３により説明する。図３
は図１の回路における負荷特性を示しており、Ｉｏ１を
プリント時の負荷電流とし、Ｉｏ２をスタンバイ時の負
荷電流としたときの上述のフライバック回路及びフォワ
ード回路の各々の出力電圧の様子を表している。なお説
明を簡単にするため、図３では図１の電圧フィードバッ
ク制御を行わず、固定スイッチングデューティの場合の
特性で示した。

【００２５】フライバックモード時の出力電圧Ｖｏは、
コンバータトランス４にスイッチング素子３のオン時に
充電した磁気エネルギーがスイッチング素子３のオフ時
に負荷抵抗Ｒに放出される時の電圧であるので、コンバ
ータトランス４のインダクタンスをＬ、スイッチングの
周波数をｆ（＝１／Ｔ）とすると、１／２（Ｌ² ）×１
／Ｔ＝Ｖｉｎ² ／Ｒより、

【００２６】

【数１】

【００２７】またフォワード方式では、前述のようにＶ
ｏ＝Ｅ×（Ｔｏｎ／Ｔ）である。

【００２８】図３に示すように、プリント時からスタン
バイ状態、すなわち重負荷から軽負荷に変化した場合、
まず軽負荷になるとコンバータトランス４にスイッチン
グ素子３のオン時に蓄積された磁気エネルギーは、スイ
ッチング素子３のオフ時にダイオード９及びコンデンサ
１０で構成されたフライバック回路により出力側の平滑
用コンデンサ１０を充電する。この時の電圧とフォワー
ド方式の出力電圧がクロスする点は、上記２式から求め
ると、Ｒ＝２Ｌｆ または ｆ＝Ｒ／２Ｌと表される。

【００２９】すなわち、負荷抵抗Ｒの値が大きくなって
軽負荷になると、Ｒ＝２Ｌｆの点を境としてフライバッ
ク回路方式の電圧の方が高い値を示す。通常、スイッチ
ング電源ではこのフライバック電圧はスイッチング素子
３にとって不要な電圧として一次側回路のスナーバ回路
によって除去するような構成をとっていたが、本実施例
ではそのスナーバ回路によって除去する電力を軽負荷時
に二次側回路のフライバック回路により直流電圧として
取り出し、フィードバック制御をフライバック電圧側で
行うようにしている。

【００３０】上式からも明らかなように、フライバック
出力電圧はスイッチングデューティを固定した場合、

【００３１】

【数２】

【００３２】に比例する。したがって本実施例では、制
御回路１６によりスイッチング素子３のフィードバック
制御をフォワード出力制御を行っている時は周波数固定
のスイッチングデューティ制御（パルス幅変調制御）と
し、負荷電流が所定値以下になったフライバック出力制
御時はスイッチングデューティ固定の周波数可変制御
（周波数変調制御）としている。

【００３３】なお、上述のフィードバック制御をフォワ
ード方式からフライバック方式に切り替える点を検出す
るために、制御回路１６ではスイッチングデューティに
ガード値（固定値）を設定し、軽負荷となった時、フォ
ワード方式電源の回路の臨界点である不連続モードが発
生する点を検出しており、この点を境にしてフライバッ
ク制御モード、つまり周波数制御に切り替えるようにし
ている。

【００３４】図４は上記制御回路１６の一例を示したも
のである。この回路において、出力電圧をモニタするフ
ィードバック（ＦＢ）端子３１に基準電圧と比較増幅さ
れた誤差信号が入力されると、コンパレータ３２により
電圧入力に応じたパルス幅変調が行われる。

【００３５】このパルス幅変調は、端子３３に接続され
た抵抗３４に流れる電流をカレントミラー回路によりコ
ンデンサ３５に充放電させる構成とすることで三角波の
波形を生成し、上記コンパレータ３２の一端側に入力す
るようにしている。このような構成により、ＦＢ信号の
レベルはパルスデューティの値そのものを示すようにな
り、したがってＦＢ信号のレベルを監視することによっ
て、スイッチングレギュレータの状態、すなわちフォワ
ードコンバータの動作として、軽負荷状態による不連続
状態が生じているのかどうかを認識することが可能とな
る。そこで、ＦＢ信号を増幅器３６により電源３７の監
視電圧と比較して検出及び増幅し、その結果に応じて周
波数を変調するためにコンデンサ３５の充電電流を決定
している信号（Ｆ）にフィードバックすることで、ある
出力デューティを境にして周波数変調に切り替えること
ができる。

【００３６】なお、図４中３８は上記コンデンサ３５の
電圧を電源３９の基準電圧と比較するコンパレータ、４
０〜４７はトランジスタ、４８〜５５は抵抗である。

【００３７】このように、コンバータトランス４に蓄積
された励磁電力を軽負荷時に取り出す構成、すなわちフ
ライバック回路構成をすることにより、不要に一次側回
路のスナーバ等により電力を損失させることなく、有効
に出力回路に導くことができ、プリンタ等の負荷変動の
激しく、またその使用状態の殆どがスタンバイで小電力
の装置であっても、効率が良く、装置の信頼性及び寿命
が向上するとともに、省エネルギー（省電力）を実現す
ることができる。

【００３８】図５は本発明の他の実施例の構成を示す回
路図であり、図１と同一符号は同一構成部分を示してい
る。本実施例は、コンバータトランス４の二次側の整流
回路に対し、一巻線からフライバック出力とフォワード
出力を取り出せるように構成したもので、コンバータト
ランス４の二次側巻線に整流素子としてダイオード１９
〜２２が接続されている。

【００３９】まず、フォワードモードでの動作について
説明すると、ダイオード２１及びコイル７を介してコン
デンサ１０を充電した電流は、ダイオード２０を流れて
コンバータトランス４の巻線に流れてコンデンサ１０を
充電する。そして、スイッチング素子３のオフ時には、
ダイオード２１及び２２によってコイル７を回生する。
この時、仮にフライバック電圧の方が高い場合、すなわ
ちフォワード回路が不連続モードとなった時は、ダイオ
ード１９、コンデンサ１０及びダイオード２０を介して
充電電流が流れ、フライバックモードに切り替わる。そ
れ以外の動作は、前述の実施例と同様なので省略する。

【００４０】このような構成としても前述の実施例と同
様の作用効果が得られ、装置の寿命、信頼性が向上し、
省電力を実現することができる。

【００４１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、出力ト
ランスの二次側にフォワード回路とともにフライバック
回路を併設して、負荷電流に応じて各々の整流素子を切
り替えるようにしたので、負荷変動が激しく、その使用
状態の殆どがスタンバイで小電力の場合であっても、効
率が良く、装置の信頼性及び寿命が向上するとともに、
省電力を実現することができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例の構成を示す回路図

【図２】 図１の回路の動作を示す波形図

【図３】 図１の回路の負荷特性を示す説明図

【図４】 図１の制御回路の一例を示す回路図

【図５】 本発明の他の実施例の構成を示す回路図

【図６】 従来例の回路構成を示すブロック図

【図７】 スイッチング電源の負荷特性を示す説明図

【符号の説明】

３ スイッチング素子 ４ コンバータトランス（出力トランス） ５，９ ダイオード（整流素子） ７ 平滑用コイル ８，１０ 平滑用コンデンサ １６ 制御回路 １９〜２２ ダイオード（整流素子）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 出力トランスの一次側の入力電圧をオ
   ン，オフするスイッチング素子と、このスイッチング素
   子の駆動を負荷への出力電圧に応じて制御する制御回路
   と、前記出力トランスの二次側に発生した電圧を整流す
   る整流素子と、整流された電圧を平滑する平滑用コイル
   及び平滑用コンデンサとを備え、前記出力トランスの二
   次側に負荷電流が所定値以下になった時に該出力トラン
   スに蓄積されたエネルギーをフライバック出力として取
   り出す整流素子を接続したことを特徴とするスイッチン
   グ電源装置。
2. 【請求項２】 出力トランスの一次側の入力電圧をオ
   ン，オフするスイッチング素子と、このスイッチング素
   子の駆動を負荷への出力電圧に応じて制御する制御回路
   と、前記出力トランスの二次側に発生した電圧を整流す
   る整流素子と、整流された電圧を平滑する平滑用コイル
   及び平滑用コンデンサとを備え、前記制御回路はスイッ
   チング素子のフィードバック制御を負荷電流が所定値以
   下になった時にパルス幅変調制御から周波数変調制御に
   切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。