JP2790326B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JP2790326B2 JP2790326B2 JP20070389A JP20070389A JP2790326B2 JP 2790326 B2 JP2790326 B2 JP 2790326B2 JP 20070389 A JP20070389 A JP 20070389A JP 20070389 A JP20070389 A JP 20070389A JP 2790326 B2 JP2790326 B2 JP 2790326B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- rectifier
- transformer
- input
- rectifying
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に全波
整流回路の交流入力電流の流れる時間を広げることによ
り、交流入力の力率を改善するスイッチングレギュレー
タに関する。
整流回路の交流入力電流の流れる時間を広げることによ
り、交流入力の力率を改善するスイッチングレギュレー
タに関する。
従来、この種のスイッチングレギュレータの直流電源
に用いられる、ダイオードブリッジを用いた全波整流回
路において、一般的な回路として平滑コンデンサインプ
ット形のものがあるが、整流した直流電圧のリプル値を
小さくするために平滑用コンデンサの容量をかなり大き
くする必要がある。そのために整流電流のピーク値が大
きくなり、力率が低下するとともに充電電流により平滑
用コンデンサが内部損失で発熱し、寿命の低下を招く。
また、入力電力が大きく高調波発生等の悪影響も無視で
きないために、システムの安定性が低下し、高容量のノ
イズフィルタ回路,入力保護用のフューズやブレーカ等
が必要になる。
に用いられる、ダイオードブリッジを用いた全波整流回
路において、一般的な回路として平滑コンデンサインプ
ット形のものがあるが、整流した直流電圧のリプル値を
小さくするために平滑用コンデンサの容量をかなり大き
くする必要がある。そのために整流電流のピーク値が大
きくなり、力率が低下するとともに充電電流により平滑
用コンデンサが内部損失で発熱し、寿命の低下を招く。
また、入力電力が大きく高調波発生等の悪影響も無視で
きないために、システムの安定性が低下し、高容量のノ
イズフィルタ回路,入力保護用のフューズやブレーカ等
が必要になる。
この種の難点を改善する整流平滑回路が、特開昭63−
107457号公報に提案されている。この整流平滑回路で
は、交流入力を全波整流するダイオードブリッジの出力
端に、平滑用コンデンサがインピーダンス素子を介して
接続されかつインピーダンス素子に並列にダイオードが
接続されているため、平滑用コンデンサの充電時は充電
電流がインピーダンス素子を通して平滑用コンデンサに
流れるのでそのピーク値を押えられ、放電時はインピー
ダンスに並列に接続されたダイオードによりインピーダ
ンス素子をバイパスするのでインピーダンス素子による
電力損失が防止される。
107457号公報に提案されている。この整流平滑回路で
は、交流入力を全波整流するダイオードブリッジの出力
端に、平滑用コンデンサがインピーダンス素子を介して
接続されかつインピーダンス素子に並列にダイオードが
接続されているため、平滑用コンデンサの充電時は充電
電流がインピーダンス素子を通して平滑用コンデンサに
流れるのでそのピーク値を押えられ、放電時はインピー
ダンスに並列に接続されたダイオードによりインピーダ
ンス素子をバイパスするのでインピーダンス素子による
電力損失が防止される。
第3図にもう1つの従来例を示す。これは、一石フォ
ワード型2出力スイッチングレギュレータの一般的な電
気回路である。交流電源1からの交流電力はノズルフィ
ルタNFを通して、ダイオードブリッジ2で全波整流され
大容量の平滑用コンデンサC1で平滑される。平滑用コン
デンサC1に充電された直流電力は、変圧器T4の1次巻線
Npとスイッチング素子4との直列回路に供給され、高周
波(通常20〜200KHz)で駆動されるスイッチング素子4
によりオン/オフされる。これにより、変圧器T4の2次
巻線Ns1,Ns2に交流電圧が発生し、これらがダイオード
5,9によって整流されスイッチング素子4がオンの時の
みチョーク6,10と大容量のコンデンサ8,12からなるチョ
ークインプット型平滑回路に加わる。これにより、コン
デンサ8,12に、直流電圧Vout1,Vout2が現われる。
ワード型2出力スイッチングレギュレータの一般的な電
気回路である。交流電源1からの交流電力はノズルフィ
ルタNFを通して、ダイオードブリッジ2で全波整流され
大容量の平滑用コンデンサC1で平滑される。平滑用コン
デンサC1に充電された直流電力は、変圧器T4の1次巻線
Npとスイッチング素子4との直列回路に供給され、高周
波(通常20〜200KHz)で駆動されるスイッチング素子4
によりオン/オフされる。これにより、変圧器T4の2次
巻線Ns1,Ns2に交流電圧が発生し、これらがダイオード
5,9によって整流されスイッチング素子4がオンの時の
みチョーク6,10と大容量のコンデンサ8,12からなるチョ
ークインプット型平滑回路に加わる。これにより、コン
デンサ8,12に、直流電圧Vout1,Vout2が現われる。
ダイオード7,11は、スイッチング素子4がオフの時
に、スイッチング素子4がオンの時チョーク6,10に蓄え
られていたエネルギーを出力し続けるための転流用ダイ
オードである。
に、スイッチング素子4がオンの時チョーク6,10に蓄え
られていたエネルギーを出力し続けるための転流用ダイ
オードである。
スイッチング素子4をオン/オフ制御するパルス幅制
御回路13は、直流出力電圧Vout2を基準電圧と比較し、
その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆動信号
をドライブトランスT3を介してスイッチング素子4のベ
ース/エミッタ間に印加してスイッチング素子4を駆動
するが、この時のパルス幅を、差信号に対応して、出力
電圧Vout2が基準電圧より高ければ狭く、低ければ広く
する。この動作により直流出力電圧は常に一定となるよ
うに安定化される。
御回路13は、直流出力電圧Vout2を基準電圧と比較し、
その差信号を所定の周波数でパルス幅変調し、駆動信号
をドライブトランスT3を介してスイッチング素子4のベ
ース/エミッタ間に印加してスイッチング素子4を駆動
するが、この時のパルス幅を、差信号に対応して、出力
電圧Vout2が基準電圧より高ければ狭く、低ければ広く
する。この動作により直流出力電圧は常に一定となるよ
うに安定化される。
変圧器T4の1次側に配置されたリセット巻線Nrは、ス
イッチング素子4がオフの時に変圧器T4の1次巻線Npに
発生するフライバックエネルギーを、ダイオード3とリ
セット巻線Nrおよび平滑用コンデンサC1からなる直列回
路で、平滑用コンデンサC1にもどそうとするものであ
る。
イッチング素子4がオフの時に変圧器T4の1次巻線Npに
発生するフライバックエネルギーを、ダイオード3とリ
セット巻線Nrおよび平滑用コンデンサC1からなる直列回
路で、平滑用コンデンサC1にもどそうとするものであ
る。
動作の安定をはかるため平滑用コンデンサC1は大容量
(100V入力,150W出力時、1000μF程度)のものを使用
しており、ダイオードブリッジ2の直流出力は、第4b図
のように充分平滑される。しかしながら交流入力電流
は、第4a図に示す交流入力電圧波形の波高値が平滑用コ
ンデンサC1の両端電圧より低い時には流れない。従っ
て、ダイオードブリッジ2の直流出力端の電流は第4c図
に示す波形となり、交流入力電流は第4d図のような波形
となる。
(100V入力,150W出力時、1000μF程度)のものを使用
しており、ダイオードブリッジ2の直流出力は、第4b図
のように充分平滑される。しかしながら交流入力電流
は、第4a図に示す交流入力電圧波形の波高値が平滑用コ
ンデンサC1の両端電圧より低い時には流れない。従っ
て、ダイオードブリッジ2の直流出力端の電流は第4c図
に示す波形となり、交流入力電流は第4d図のような波形
となる。
100V入力,150W出力,平滑用コンデンサC1=1000μ
F、の場合に、変換効率77%,入力電流のピーク値12A,
実効値3.6A,力率0.56、となる。従来例におけるスイッ
チングレギュレータの力率は、一般的には0.5〜0.6と言
われており、この力率を高くできればダイオードブリッ
ジ2やノイズフィルタNの電流定格を下げることが可能
となり、電源装置の小型化等のメリットが大きい。
F、の場合に、変換効率77%,入力電流のピーク値12A,
実効値3.6A,力率0.56、となる。従来例におけるスイッ
チングレギュレータの力率は、一般的には0.5〜0.6と言
われており、この力率を高くできればダイオードブリッ
ジ2やノイズフィルタNの電流定格を下げることが可能
となり、電源装置の小型化等のメリットが大きい。
しかし、前記特開昭63−107457号公報の整流平滑回路
によれば、インピーダンス素子として抵抗を使用した場
合、交流入力電圧の波高値が高いので充電電流を押える
には数Ω〜数10Ωの抵抗を必要とし、これによる平滑用
コンデンサC1の充電損失が極めて大きい。インピーダン
ス素子にコイルを使用した場合には、充電電流を押える
には数mH〜数Hのインダクタンスを必要とするのでこの
インダクタンスをもたらすコイルがきわめて大きくな
り、電源装置の大型化,高価格化を招く。また、バイパ
ス用のダイオードも高耐圧で高定格電流のものが必要と
なり、この損失,コストも無視できない。更には、交流
入力電流は交流入力電圧波形の波高値が平滑用コンデン
サの両端電圧より高い時しか流れないため、力率の改善
に今少しの難点がある。
によれば、インピーダンス素子として抵抗を使用した場
合、交流入力電圧の波高値が高いので充電電流を押える
には数Ω〜数10Ωの抵抗を必要とし、これによる平滑用
コンデンサC1の充電損失が極めて大きい。インピーダン
ス素子にコイルを使用した場合には、充電電流を押える
には数mH〜数Hのインダクタンスを必要とするのでこの
インダクタンスをもたらすコイルがきわめて大きくな
り、電源装置の大型化,高価格化を招く。また、バイパ
ス用のダイオードも高耐圧で高定格電流のものが必要と
なり、この損失,コストも無視できない。更には、交流
入力電流は交流入力電圧波形の波高値が平滑用コンデン
サの両端電圧より高い時しか流れないため、力率の改善
に今少しの難点がある。
第3図に示す従来例では、先に説明した問題がある。
すなわち、整流電流のピーク値が大きくなり、力率が低
下するとともに充電電流により平滑用コンデンサが内部
損失で発熱し、寿命の低下を招く。また、入力電力が大
きく高調波発生等の悪影響も無視できないために、シス
テムの安定性が低下し、高容量のノズルフィルタ回路,
入力保護用のフューズやブレーカ等が必要になる。
すなわち、整流電流のピーク値が大きくなり、力率が低
下するとともに充電電流により平滑用コンデンサが内部
損失で発熱し、寿命の低下を招く。また、入力電力が大
きく高調波発生等の悪影響も無視できないために、シス
テムの安定性が低下し、高容量のノズルフィルタ回路,
入力保護用のフューズやブレーカ等が必要になる。
本発明は、格別に電気回路を大型化,高コスト化する
ことなく、電力損失を低減しかつ力率を改善することを
目的とする。
ことなく、電力損失を低減しかつ力率を改善することを
目的とする。
本発明のスイッチングレギュレータは、交流入力を整
流する第1整流手段(2)と、その整流出力端間に接続
された小容量の第1コンデンサ(C1)と、この容量より
も大きい容量の、第1整流手段(2)のマイナス側出力
端に一端が接続された第2コンデンサ(C2)と、第1整
流手段(2)のプラス側整流出力端に一端が接続される
第1一次巻線(Np1)および第2コンデンサ(C2)の他
端に一端が接続されたリセット巻線(Nr)を有する第1
変圧手段(T1)と、前記整流出力端と第1一次巻線(Np
1)の間に介挿されたスイッチング素子(4)と、第1
整流手段(2)のマイナス側整流出力端から前記リセッ
ト巻線(Nr)の他端に順方向となるように第1整流手段
(2)のマイナス側整流出力端とリセット巻線(Nr)の
他端の間に介挿された第2整流手段(3)と、第1変圧
手段(T1)の二次巻線(Ns1)に接続された第1整流平
滑手段(5〜8)と、前記スイッチング素子(4)をオ
ン/オフするドライブ手段(13)と、前記スイッチング
素子(4)および第2コンデンサ(C2)に直列に接続さ
れた第2一次巻線(Np2)を有する第2変圧手段(T2)
と、第2変圧手段(T2)の二次巻線(Ns2)に接続され
た第2整流平滑手段(9〜12)と、を備える。なお、カ
ッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の対応要素
を示す。
流する第1整流手段(2)と、その整流出力端間に接続
された小容量の第1コンデンサ(C1)と、この容量より
も大きい容量の、第1整流手段(2)のマイナス側出力
端に一端が接続された第2コンデンサ(C2)と、第1整
流手段(2)のプラス側整流出力端に一端が接続される
第1一次巻線(Np1)および第2コンデンサ(C2)の他
端に一端が接続されたリセット巻線(Nr)を有する第1
変圧手段(T1)と、前記整流出力端と第1一次巻線(Np
1)の間に介挿されたスイッチング素子(4)と、第1
整流手段(2)のマイナス側整流出力端から前記リセッ
ト巻線(Nr)の他端に順方向となるように第1整流手段
(2)のマイナス側整流出力端とリセット巻線(Nr)の
他端の間に介挿された第2整流手段(3)と、第1変圧
手段(T1)の二次巻線(Ns1)に接続された第1整流平
滑手段(5〜8)と、前記スイッチング素子(4)をオ
ン/オフするドライブ手段(13)と、前記スイッチング
素子(4)および第2コンデンサ(C2)に直列に接続さ
れた第2一次巻線(Np2)を有する第2変圧手段(T2)
と、第2変圧手段(T2)の二次巻線(Ns2)に接続され
た第2整流平滑手段(9〜12)と、を備える。なお、カ
ッコ内の記号は、図面に示し後述する実施例の対応要素
を示す。
スイッチング素子(4)がオンのとき、第1コンデン
サ(C1)は小容量であるので、即座に第1一次巻線(Np
1)に放電し、第1一次巻線(Np1)には、主に第1整流
手段(2)の出力が与えられる。スイッチング素子
(4)がオフになったとき、第1コンデンサ(C1)に充
電電流が流れるが、その容量が小さいので、このピーク
電流値は低い。
サ(C1)は小容量であるので、即座に第1一次巻線(Np
1)に放電し、第1一次巻線(Np1)には、主に第1整流
手段(2)の出力が与えられる。スイッチング素子
(4)がオフになったとき、第1コンデンサ(C1)に充
電電流が流れるが、その容量が小さいので、このピーク
電流値は低い。
大容量の第2コンデンサ(C2)およびリセット巻線
(Nr)には第2整流手段(3)が直列に接続されている
ので、スイッチング手段(4)がオフの時発生するフラ
イバックエネルギーが、第1変圧手段(T1)のリセット
巻線(Nr)から取り出されて、大容量の第2コンデンサ
(C2)に充電され、これが第2変圧手段(T2)の第2一
次巻線(Np2)に印加される。これにより、スイッチン
グ素子(4)がオンのときには、第2コンデンサ(C2)
が第2変圧手段(T2)の第2一次巻線(Np2)に電力を
供給する。
(Nr)には第2整流手段(3)が直列に接続されている
ので、スイッチング手段(4)がオフの時発生するフラ
イバックエネルギーが、第1変圧手段(T1)のリセット
巻線(Nr)から取り出されて、大容量の第2コンデンサ
(C2)に充電され、これが第2変圧手段(T2)の第2一
次巻線(Np2)に印加される。これにより、スイッチン
グ素子(4)がオンのときには、第2コンデンサ(C2)
が第2変圧手段(T2)の第2一次巻線(Np2)に電力を
供給する。
この第2コンデンサ(C2)が、第1整流手段(2)の
直流出力端における脈流電圧の谷の部分(交流入力電圧
の零レベル近傍)でも第2変圧手段(T2)の第2一次巻
線(Np2)に電力を供給するので、該谷の部分でスイッ
チング手段(4)が確実にスイッチングオン動作を行
う。これにより、交流入力の低い領域(位相零,πの近
傍)でも第1整流手段(2)と第1一次巻線(Np1)の
通電ループが維持され、交流入力電圧の半波の広い範囲
で交流電流が流れ、交流入力の力率が改善する。
直流出力端における脈流電圧の谷の部分(交流入力電圧
の零レベル近傍)でも第2変圧手段(T2)の第2一次巻
線(Np2)に電力を供給するので、該谷の部分でスイッ
チング手段(4)が確実にスイッチングオン動作を行
う。これにより、交流入力の低い領域(位相零,πの近
傍)でも第1整流手段(2)と第1一次巻線(Np1)の
通電ループが維持され、交流入力電圧の半波の広い範囲
で交流電流が流れ、交流入力の力率が改善する。
なお本発明においては、第1コンデンサ(C1)がなく
とも所期の動作が行われるが、スイッチング周波数およ
びその高調波ノズルが、入力交流電源ラインに流出する
おそれがあるので、第1コンデンサ(C1)は、それを防
止するノイズフィルタとして用いる。
とも所期の動作が行われるが、スイッチング周波数およ
びその高調波ノズルが、入力交流電源ラインに流出する
おそれがあるので、第1コンデンサ(C1)は、それを防
止するノイズフィルタとして用いる。
本発明の他の目的および特徴は,図面を参照し説明し
た以下の実施例の説明より明らかになろう。
た以下の実施例の説明より明らかになろう。
第1図に、本発明の一実施例を示す。この第1図にお
いて、第3図に示した従来例と同一又は対応部分には同
一符号をつけた。これらの説明については省略する。
いて、第3図に示した従来例と同一又は対応部分には同
一符号をつけた。これらの説明については省略する。
第1図において、第1コンデンサC1は、スイッチング
素子5のスイッチング周波数およびその高調波ノイズが
入力交流電源ラインに流出するのを防止するノイズフィ
ルタとして機能するに十分な、小容量のものである。平
滑用コンデンサC1は、150〜200Wクラスの出力容量のス
イッチングレギュレータでは、数μF(10μF以下)の
コンデンサで十分である。またこの平滑用コンデンサC1
は、高周波域で使用するために高周波特性のよいフィル
ムタイプもしくは積層タイプが好ましい。
素子5のスイッチング周波数およびその高調波ノイズが
入力交流電源ラインに流出するのを防止するノイズフィ
ルタとして機能するに十分な、小容量のものである。平
滑用コンデンサC1は、150〜200Wクラスの出力容量のス
イッチングレギュレータでは、数μF(10μF以下)の
コンデンサで十分である。またこの平滑用コンデンサC1
は、高周波域で使用するために高周波特性のよいフィル
ムタイプもしくは積層タイプが好ましい。
第2コンデンサC2は、フライバックエネルギー充電用
コンデンサであり、ダイオード3と、変圧器T1のリセッ
ト巻線Nrとで直列回路を構成している。フライバックエ
ネルギー充電用コンデンサC2は、10〜100μFで十分機
能を満たすので、第1および第2コンデンサC1,C2を合
わせたものは、従来例の平滑用コンデンサC1と大きさ,
コストを比較した場合十分優位となる。
コンデンサであり、ダイオード3と、変圧器T1のリセッ
ト巻線Nrとで直列回路を構成している。フライバックエ
ネルギー充電用コンデンサC2は、10〜100μFで十分機
能を満たすので、第1および第2コンデンサC1,C2を合
わせたものは、従来例の平滑用コンデンサC1と大きさ,
コストを比較した場合十分優位となる。
第1変圧器T1の1次巻線Np1とリセット巻線Nrの巻線
比はほぼ1対1である。
比はほぼ1対1である。
このような構成とすることで脈流電圧(第2b図)の谷
間の部分でもスイッチング素子4が確実に動作しエネル
ギーを取り出し続けることができるので、これにより入
力電流(交流電流)の流れる時間が広がり力率が改善す
る。
間の部分でもスイッチング素子4が確実に動作しエネル
ギーを取り出し続けることができるので、これにより入
力電流(交流電流)の流れる時間が広がり力率が改善す
る。
第1図に示す実施例において、第2a図の交流入力電圧
波形に対するダイオードブリッジ2の直流出力部の電圧
波形は、従来例と比べて商用周波数に対する平滑能力は
劣り第2b図のように、ほぼ脈流となる。この脈流は第1
変圧器T1の第1一次巻線Np1に印加され、第1二次巻線N
s1に発生した交流起電圧は、整流平滑回路5〜8で整流
平滑され、大容量出力Votu1として出力される。この大
容量出力Vout1は、入力周波数リプル分を多少含んだも
のである。150Wクラスの出力容量でこの大容量出力Vout
1の電圧が24V(5A程度)の場合1〜3V位の入力周波数リ
プル分を含んでいる。複写機等の電源の場合、通常24V
は、モータ,ソレノイド等の駆動用してい用いるのが一
般的で、これ位のリプル分を含んでも何ら問題はない。
波形に対するダイオードブリッジ2の直流出力部の電圧
波形は、従来例と比べて商用周波数に対する平滑能力は
劣り第2b図のように、ほぼ脈流となる。この脈流は第1
変圧器T1の第1一次巻線Np1に印加され、第1二次巻線N
s1に発生した交流起電圧は、整流平滑回路5〜8で整流
平滑され、大容量出力Votu1として出力される。この大
容量出力Vout1は、入力周波数リプル分を多少含んだも
のである。150Wクラスの出力容量でこの大容量出力Vout
1の電圧が24V(5A程度)の場合1〜3V位の入力周波数リ
プル分を含んでいる。複写機等の電源の場合、通常24V
は、モータ,ソレノイド等の駆動用してい用いるのが一
般的で、これ位のリプル分を含んでも何ら問題はない。
コンデンサC2に充電されたエネルギーは、小容量出力
Votu2の第2の変圧起T2の第2一次巻線Np2に印加され
る。コンデンサC2の端子電圧波形は第2e図に示すように
十分平滑化されており、小容量出力Votu2は、高安定度
でリプルもなく、複写機等の制御に必要な5V電源として
最適である。
Votu2の第2の変圧起T2の第2一次巻線Np2に印加され
る。コンデンサC2の端子電圧波形は第2e図に示すように
十分平滑化されており、小容量出力Votu2は、高安定度
でリプルもなく、複写機等の制御に必要な5V電源として
最適である。
入力部の第1コンデンサC1の容量が小さいので、ダイ
オードブリッジ2の出力端における電流波形は第2c図に
示すように従来に比べて低くなり、交流入力部の電流波
形は第2d図に示すように極端なピークのない滑らかな波
形となる。
オードブリッジ2の出力端における電流波形は第2c図に
示すように従来に比べて低くなり、交流入力部の電流波
形は第2d図に示すように極端なピークのない滑らかな波
形となる。
100V入力,150W出力,第1コンデンサC1=0.22μF,フ
ライバックエネルギー充電用コンデンサC2=100μFで
スイッチングレギュレータを構成した場合、変換効率=
75%,入力電流のピーク値4.0A,実効値2.3Aと、従来と
比較して小さい値が得られる。この時の力率は0.87と大
きく改善する。
ライバックエネルギー充電用コンデンサC2=100μFで
スイッチングレギュレータを構成した場合、変換効率=
75%,入力電流のピーク値4.0A,実効値2.3Aと、従来と
比較して小さい値が得られる。この時の力率は0.87と大
きく改善する。
以上説明したように本発明のスイッチングレギュレー
タによれば、第1整流手段(2)の出力脈流の広範囲に
渡り安定したスイッチング動作が得られ、力率が向上す
る。従って、第1整流手段(2),入力回路フューズ,
入力回路ブレーカー,入力ノイズフィルター回路等が低
容量化,小型化および低コスト化する。また、突入電流
防止回路が不要となるので比較的小型で安価な電源装置
を用いることができる。
タによれば、第1整流手段(2)の出力脈流の広範囲に
渡り安定したスイッチング動作が得られ、力率が向上す
る。従って、第1整流手段(2),入力回路フューズ,
入力回路ブレーカー,入力ノイズフィルター回路等が低
容量化,小型化および低コスト化する。また、突入電流
防止回路が不要となるので比較的小型で安価な電源装置
を用いることができる。
第1図は、本発明の一実施例を示す電気回路図である。 第2a図は、第1図に示すダイオードブリッジ2に印加さ
れる交流電圧を示すタイムチャートである。 第2b図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電圧を示すタイムチャートである。 第2c図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電流を示すタイムチャートである。 第2d図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の入力電
流を示すタイムチャートである。 第2e図は、第1図に示すコンデンサC2の電圧を示すタイ
ムチャートである。 第3図は、従来のスイッチングレギュレータを示す電気
回路図である。 第4a図は、第3図に示すダイオードブリッジ2に印加さ
れる交流電圧を示すタイムチャートである。 第4b図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電圧を示すタイムチャートである。 第4c図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電流を示すタイムチャートである。 第4d図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の入力電
流を示すタイムチャートである。 1:交流電源、NF:ノイズフィルタ 2:ダイオードブリッジ(第1整流手段) 3:ダイオード(第2整流手段)、T1:第1変圧器(第1
変圧手段) T2:第2変圧器(第2変圧手段)、T3:変圧器 T4:変圧器、4:スイッチング素子(スイッチング素子) 5,9:ダイオード、6,10:チョークコイル 7,11:ダイオード、8,12:平滑用コンデンサ (5〜8:第1整流平滑手段)、(9〜12:第1整流平滑
手段) 13:パルス幅制御回路、C1:第1コンデンサ(第1コンデ
ンサ) C2:第2コンデンサ(第2コンデンサ) Np1:第1一次巻線(第1一次巻線)、Ns1:第2二次巻線
(第2二次巻線) Nr:リセット巻線(リセット巻線)
れる交流電圧を示すタイムチャートである。 第2b図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電圧を示すタイムチャートである。 第2c図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電流を示すタイムチャートである。 第2d図は、第1図に示すダイオードブリッジ2の入力電
流を示すタイムチャートである。 第2e図は、第1図に示すコンデンサC2の電圧を示すタイ
ムチャートである。 第3図は、従来のスイッチングレギュレータを示す電気
回路図である。 第4a図は、第3図に示すダイオードブリッジ2に印加さ
れる交流電圧を示すタイムチャートである。 第4b図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電圧を示すタイムチャートである。 第4c図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の直流出
力電流を示すタイムチャートである。 第4d図は、第3図に示すダイオードブリッジ2の入力電
流を示すタイムチャートである。 1:交流電源、NF:ノイズフィルタ 2:ダイオードブリッジ(第1整流手段) 3:ダイオード(第2整流手段)、T1:第1変圧器(第1
変圧手段) T2:第2変圧器(第2変圧手段)、T3:変圧器 T4:変圧器、4:スイッチング素子(スイッチング素子) 5,9:ダイオード、6,10:チョークコイル 7,11:ダイオード、8,12:平滑用コンデンサ (5〜8:第1整流平滑手段)、(9〜12:第1整流平滑
手段) 13:パルス幅制御回路、C1:第1コンデンサ(第1コンデ
ンサ) C2:第2コンデンサ(第2コンデンサ) Np1:第1一次巻線(第1一次巻線)、Ns1:第2二次巻線
(第2二次巻線) Nr:リセット巻線(リセット巻線)
Claims (1)
- 【請求項1】交流入力を整流する第1整流手段と、その
整流出力端間に接続された小容量の第1コンデンサと、
この容量よりも大きい容量の、第1整流手段のマイナス
側出力端に一端が接続された第2コンデンサと、第1整
流手段のプラス側整流出力端に一端が接続される第1一
次巻線および第2コンデンサの他端に一端が接続された
リセット巻線を有する第1変圧手段と、前記整流出力端
と第1一次巻線の間に介挿されたスイッチング素子と、
第1整流手段のマイナス側整流出力端から前記リセット
巻線の他端に順方向となるように第1整流手段のマイナ
ス側整流出力端とリセット巻線の他端の間に介挿された
第2整流手段と、第1変圧手段の二次巻線に接続された
第1整流平滑手段と、前記スイッチング素子をオン/オ
フするドライブ手段と、前記スイッチング素子および第
2コンデンサに直列に接続された第2一次巻線を有する
第2変圧手段と、第2変圧手段の二次巻線に接続された
第2整流平滑手段と、を備える、スイッチングレギュレ
ータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20070389A JP2790326B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20070389A JP2790326B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0365051A JPH0365051A (ja) | 1991-03-20 |
JP2790326B2 true JP2790326B2 (ja) | 1998-08-27 |
Family
ID=16428829
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20070389A Expired - Fee Related JP2790326B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2790326B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008298260A (ja) * | 2007-06-04 | 2008-12-11 | Mazda Motor Corp | 変速機 |
-
1989
- 1989-08-02 JP JP20070389A patent/JP2790326B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0365051A (ja) | 1991-03-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3287086B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP3274431B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH06209574A (ja) | 電源回路 | |
JP3151932B2 (ja) | 電源回路 | |
JP2790326B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2854075B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2854081B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2868230B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JPH09298873A (ja) | Oa機器用電源装置 | |
JPH11178342A (ja) | 電源装置、電子機器、及び降圧型整流平滑回路 | |
JP2551190B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
JPH0729745Y2 (ja) | 多出力スイツチングレギユレータ | |
JP3590153B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3676873B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH0923646A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP3392997B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP3277551B2 (ja) | 電源回路 | |
JP2799749B2 (ja) | 昇降圧形コンバータ回路の制御方法 | |
JP3215273B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP3479870B2 (ja) | 力率改善回路 | |
JP3236581B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3400629B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP3245954B2 (ja) | 電源回路 | |
JPH05304775A (ja) | 電源回路 | |
JP3235295B2 (ja) | 電源装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |