JPH06351250A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高調波電流抑制型の電源装置にあって、二次
側平滑用コンデンサの小形化により装置の小形化、低コ
スト化を実現する。また出力電圧に含まれるリップル電
圧成分によるＰＷＭ制御への悪影響を排除する。 【構成】 一次側にコンデンサＣA 、インダクタＬA お
よびダイオードＤA を設け、トランジスタＱのオン期間
にインダクタＬA に蓄えられたエネルギーをトランジス
タＱのオフ期間にコンデンサＣA に移し、トランジスタ
Ｑのオン期間にコンデンサＣA の放電電流をインダクタ
電流ｉLAと共にインダクタ（トランス）ＬB の一次巻線
Ｎp に流す。また、出力電圧のフィードバック処理系に
ノッチフィルタＢＥＦを介挿し、フィードバック電圧ｋ
ＶO に含まれる商用電源周波数の２倍の周波数のリップ
ル電圧成分をこれで除去する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高調波電流抑制型の電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子機器が発生する商用交流電源
の高調波歪みの抑制化が力率の改善と共に問題視されて
いる。高調波は電子機器の電源入力部が持つ整流平滑回
路の構造に起因し、整流平滑回路内のコンデンサに突入
電流が商用周波のサイクルごとに流れることによって発
生する。

【０００３】この高調波抑制型の電源装置としては、例
えば、昇圧コンバータとフライバックコンバータとを併
用したものが知られている。この方式において、昇圧コ
ンバータは、商用電源周波数の１／２サイクル期間中の
パルスオン幅（デューティ比）を一定に保ちつつつ、全
波整流後の脈流電圧を一定のスイッチング周波数で全周
期に渡ってスイッチングする。これにより、各スイッチ
ング周期の入力電流の平均値波形を入力電圧波形と比例
した正弦波にし、フライバックコンバータに入力する。
フライバックコンバータは入力した正弦波電圧を一定の
周波数でスイッチングし、出力電圧を常に一定化するよ
うパルスオン幅を制御する。

【０００４】この方式は比較的容量の大きな電源装置で
利用されている。しかし、独立動作する２つのコンバー
タを利用するため回路規模が大きく、よってコスト高と
なる。そこで、フライバックコンバータを用いた次のよ
うな簡易型、高調波電流抑制型の電源装置が注目されて
いる。

【０００５】図７はこのフライバックコンバータの構成
を示す図である。このフライバックコンバータは、整流
器Ｒec1 により全波整流後の脈流電圧ＶIdi をスイッチ
ングする際、商用電源周波数の１／２サイクル期間中の
デューティ比を一定に保ちつつ、出力電圧ＶO のフィー
ドバック信号Ｖf を基に出力電圧ＶO を一定化するよ
う、スイッチング用のトランジスタＱに供給する駆動信
号のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う。このように商
用電源周波数の１／２サイクル期間中のデューティ比を
一定に保つことで、前記昇圧コンバータの機能と同様、
各スイッチング周期の入力電流の平均値波形を入力電圧
波形と比例させて高調波抑制と力率の改善を実現する。

【０００６】しかしながら、この方式では、出力電圧に
商用電源周波数の２倍の周波数の大きなリップル電圧を
含んでいると言う問題がある。平滑用コンデンサＣF は
このリップル電圧成分を含んだ出力電圧を平滑化するた
めのものであるが、リップルを完全には消去しきれな
い。出力電圧に大きなリップル電圧が含まれていると、
ＰＷＭ制御系がこのリップル電圧にまで応答してしま
い、商用電源周波数の１／２サイクル期間中のパルスオ
ン幅が変化してしまう。この結果、入力電流の平均値波
形が入力電圧波形に比例しなくなり、高調波抑制効果が
損われてしまうなど弊害が生じる。

【０００７】また、平滑用コンデンサＣF は、商用電源
の瞬停時に出力電圧ＶO に変動が生じない程度にその容
量を大きくする必要がある。したがって、コンデンサＣ
F の体積は非常に大きなものとなり、これが電源装置の
小形化、低コスト化の妨げる原因の一つとなっていた。
また、商用電源瞬停時の出力電圧変動を押さえる方法と
して、フライバックコンバータの出力側にＤＣ／ＤＣコ
ンバータを接続する方法があるが、やはり装置サイズ、
コストが大きくなってしまう。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明はこのような課
題を解決すべくなされたもので、商用電源瞬停対策用の
コンデンサを一次側に設けることができ、これにより二
次側の平滑用コンデンサの小形化を図れると共に、一次
側と二次側とを合わせたトータル的なコンデンサの体積
も縮小することができ、装置全体としての小形化、低コ
スト化を図ることのできる高調波電流抑制型の電源装置
の提供を目的としている。

【０００９】また本発明は、出力電圧に商用電源周波数
の２倍の周波数の大きなリップル電圧が含まれていて
も、ＰＷＭ制御系にその悪影響が及ぶことを阻止するこ
とのできる高調波電流抑制型の電源装置の提供を目的と
している。

【００１０】さらに本発明は、エネルギー損失が少な
く、効率の優れた高調波電流抑制型の電源装置の提供を
目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】第１の発明は上記した目
的を達成するために、高調波電流抑制型の電源装置にお
いて、商用電源を整流する第１の整流器と、この整流器
に接続された第１のインダクタと、第１のインダクタに
並列に接続された第１のコンデンサと、第１のインダク
タおよび第１のコンデンサにそれぞれ直列に接続された
スイッチ素子と、第１の整流器から第１のコンデンサへ
の逆方向電流を防止する逆流防止手段と、第１のインダ
クタおよび第１のコンデンサにそれぞれスイッチ素子を
通じて直列に接続された一次巻線、並びに二次巻線を有
する第２のインダクタと、第２のインダクタの二次巻線
に直列に接続された第２の整流器と、第２のインダクタ
の二次巻線に並列に接続された第２のコンデンサと、出
力電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成
する検出手段と、スイッチ素子に供給する駆動信号パル
スのオン幅を商用電源周波数の１／２サイクル期間ごと
にほぼ一定に保ちつつ、検出手段からのフィードバック
信号を基に出力電圧または電流が一定となるよう駆動信
号パルスのオン幅を制御する制御手段とを具備してい
る。

【００１２】また第２の発明は上記した目的を達成する
ために、高調波電流抑制型の電源装置において、商用電
源を整流する第１の整流器と、この整流器に接続された
一次巻線、並びに二次巻線を有するインダクタと、この
インダクタに直列に接続されたスイッチ素子と、インダ
クタの二次巻線に直列に接続された第２の整流器と、イ
ンダクタの二次巻線に並列に接続された平滑用コンデン
サと、出力電圧または電流を検出してフィードバック信
号を生成する検出手段と、この検出手段より出力される
フィードバック信号から商用電源周波数のほぼ２倍の周
波数成分を除去するフィルタ手段と、スイッチ素子に供
給する駆動信号パルスのオン幅を商用電源周波数の１／
２サイクル期間ごとにほぼ一定に保ちつつ、フィルタ手
段を通して入力されるフィードバック信号を基に出力電
圧または電流が一定となるよう駆動信号パルスのオン幅
を制御する制御手段とを具備している。

【００１３】さらに第３の発明は上記した目的を達成す
るために、高調波電流抑制型の電源装置において、商用
電源を整流する第１の整流器と、この整流器に直列に接
続された一次巻線、並びに二次巻線を有する第１のイン
ダクタと、前記第１のインダクタの二次巻線に直列に接
続された第２の整流器と、前記第１のインダクタの一次
巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記第１のイ
ンダクタの一次巻線に並列に接続された第１のコンデン
サと、前記第１の整流器から前記第１のコンデンサへの
逆方向電流を防止する逆流防止手段と、前記第１のイン
ダクタの一次巻線に前記スイッチ素子を通じて直列に接
続された一次巻線、並びに二次巻線を有する第２のイン
ダクタと、前記第２のインダクタの二次巻線に直列に接
続された第３の整流器と、前記第１のインダクタの二次
巻線に前記第２の整流器を通じて並列に接続され、且
つ、前記第２のインダクタの二次巻線に前記第３の整流
器を通じて並列に接続された第２のコンデンサと、出力
電圧または電流を検出してフィードバック信号を生成す
る検出手段と、前記スイッチ素子に供給する駆動信号パ
ルスのオン幅を前記商用電源周波数の１／２サイクル期
間ごとにほぼ一定に保ちつつ、前記検出手段からのフィ
ードバック信号を基に前記出力電圧または電流が一定と
なるよう前記駆動信号パルスのオン幅を制御する制御手
段とを具備している。

【００１４】さらに第４の発明は前記第３の発明の構成
に、商用電源の停電を検出する停電検出手段と、停電検
出手段によって停電が検出されたとき、スイッチ素子に
供給する駆動信号パルスの周波数を所定の値に切り替え
る手段をさらに具備してなるものである。

【００１５】

【作用】第１の発明では、スイッチ素子のオン期間に、
第１の整流器からの脈流が第１のインダクタに流れる。
さらにスイッチ素子のオン期間に、第１のコンデンサの
電荷の一部が電流となってインダクタ電流と共に第２の
インダクタの一次巻線に流れ、この一次巻線に磁気エネ
ルギーとして蓄積される。

【００１６】またスイッチ素子がオフになると、第１の
インダクタに蓄えられた磁気エネルギーは第１のコンデ
ンサに移されると共に、第２のインダクタの一次巻線に
蓄えられた磁気エネルギーが二次巻線に伝達される。二
次巻線に誘起された電圧は、第２の整流器により整流さ
れた後、第２のコンデンサで平滑化され、負荷に供給さ
れる。

【００１７】スイッチ素子のスイッチングは、商用電源
周波数の１／２サイクル期間中のパルスオン幅（デュー
ティ比）を一定に保ちつつ、一定のスイッチング周波数
で、出力電圧ＶO が一定化になるようパルスオン幅を制
御して行われる。

【００１８】このようにして、商用電源周波数の１／２
サイクル期間中のパルスオン幅を一定に保ってスイッチ
ング制御を行うことで、第１のインダクタを流れる電流
の瞬時値を常に脈流電圧の瞬時値に比例させることがで
き、脈流電圧の１サイクル期間中の入力電流の平均値の
波形を入力電圧波形と比例させることができる。

【００１９】したがって、この発明によれば、一次側に
商用電源の瞬停対策用のコンデンサ（第１のコンデン
サ）を配置することが可能になる。瞬停対策用のコンデ
ンサを一次側に設けたことで、同じ瞬停耐力を二次側の
コンデンサ（第２のコンデンサ）に頼る場合に比べ、所
要のコンデンサの体積を小さく済ますことが可能にな
る。 また第２の発明では、フィルタ手段にて、検出手
段より出力される二次側出力電圧のフィードバック信号
から、商用電源周波数のほぼ２倍の周波数のリップル電
圧成分を除去する。そしてリップル電圧成分を除去した
フィードバック信号を基を出力電圧または電流の定値制
御のための制御手段に供給する。

【００２０】したがって、この発明によれば、リップル
電圧成分によるパルス幅変調制御系の誤動作を防止で
き、脈流電圧１サイクル期間中のパルスオン幅を一定に
保つことができる。

【００２１】さらに第３の発明では、スイッチ素子のオ
ン期間に第１の整流器からの脈流が第１のインダクタの
一次巻線に流れ、一次巻線に磁気エネルギーとして蓄積
される。スイッチ素子がオフになると、第１のインダク
タの一次巻線に蓄えられた磁気エネルギーは二次巻線に
伝達され、第２の整流器を通じて負荷側に放出される。
その際、第１のインダクタの一次巻線に蓄積された磁気
エネルギーの一部は二次巻線に伝達しきらず一次巻線に
止まり、この部分の磁気エネルギーは第１のコンデンサ
に移って蓄積される。この第１のコンデンサに蓄積され
た磁気エネルギーは、スイッチ素子がオンの期間に第２
のインダクタの一次巻線に伝達され蓄積される。そして
この第２のインダクタの一次巻線に蓄積された磁気エネ
ルギーは、スイッチ素子がオフの期間に二次巻線に伝達
され、第３の整流器を通じて負荷側に放出される。

【００２２】この発明によれば、第１の発明と同様、一
次側に商用電源の瞬停対策用のコンデンサ（第１のコン
デンサ）を配置することが可能になる。さらにこの発明
によれば、エネルギー蓄積箇所の移動回数が少ない第１
のインダクタの一次／二次巻線間で負荷側へのエネルギ
ー伝達を補助することによって、全体のエネルギー損失
を減らすことができる。

【００２３】さらに第４の発明では、停電が検出された
とき、スイッチ素子に供給する駆動信号パルスの周波数
を定常運転時のそれよりも低い設定値に切り替えること
で、第２のインダクタを通して負荷側へ伝達される磁気
エネルギーを定常運転時より増大させることができる。
したがって、第３の発明で、より高いエネルギー損失低
減効果を得るために、第２のインダクタのインダクタン
スを第１のインダクタのそれよりも十分大きくしたとし
ても、第２のインダクタを通して所要の電力を負荷側へ
供給することができる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００２５】図１は本発明に係る一実施例の高調波電流
抑制型のフライバックコンバータの構成を示す図であ
る。

【００２６】同図において、Ｖi は商用電源である。Ｌ
ＰＦはローパスフィルタであり、フライバックコンバー
タから商用電源系統へのスイッチングノイズの帰還を阻
止する。Ｒec1 は商用電源Ｖi を整流して脈流電圧ＶId
i に変換する整流器である。ＬA はインダクタ、ＣA は
インダクタＬA に並列に接続された商用電源瞬停対策用
のコンデンサである。このコンデンサＣA は、トランジ
スタＱのオン期間にインダクタＬA に蓄積済みの磁気エ
ネルギーをトランジスタＱのオフ時に蓄積するものとな
っている。ＤA はダイオードであり、トランジスタＱの
オン期間にコンデンサＣA に不要動作電流（逆電流）が
流れるのを防止する。ＬB は一次側回路から二次側回路
にエネルギーを伝達するためのインダクタ（トランス）
である。Ｑはスイッチング用のトランジスタであり、脈
流電圧ＶIdi およびコンデンサＣA の直流電圧をスイッ
チングして、インダクタ（トランス）ＬB の一次巻線Ｎ
pに印加する高周波電圧を発生する。ＤB はダイオード
であり、インダクタＬA 、コンデンサＣA を経由してイ
ンダクタ（トランス）ＬB の一次巻線Ｎp に逆電流が流
れるのを防止する。また、Ｒec2 はインダクタ（トラン
ス）ＬB の二次巻線Ｎs に誘起された電圧を整流し、脈
流電圧を生成する整流器である。ＣF は整流器Ｒec2 で
整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサである。Ｒは
出力電圧ＶOを消費する負荷である。

【００２７】図２はこのフライバックコンバータにおけ
る出力電圧のフィードバック処理系並びにＰＷＭ制御系
の構成を示すブロック図である。

【００２８】同図において、Ｒ1 、Ｒ2 は、出力電圧Ｖ
O つまり負荷Ｒの両端から取り出した電圧Ｖs+、Ｖs-を
分圧してフィードバック処理に適した値に変換するため
の抵抗である。ＣＲは誤差増幅器を構成する可変ツェナ
ーダイオードであり、分圧した電圧と内蔵基準電圧とを
比較してその誤差に応じた逆電流をカソードより出力す
る。Ｒ3 は可変ツェナーダイオードＣＲを流れる電流を
制限する抵抗である。ＰＣはホトカプラであり、可変ツ
ェナーダイオードＣＲのカソード電流を電気的に絶縁し
てこれをフィードバック信号としてＰＷＭ制御系に伝達
する。Ｒ4 はホトカプラＰＣ内の出力電流をレベルシフ
ト増幅器ＳＡへの印加電圧に変換する抵抗である。ＢＥ
Ｆはノッチフィルタであり、フィードバック信号から商
用電源周波数の２倍の周波数成分を除去する。ＳＡはレ
ベルシフト増幅器であり、ノッチフィルタＢＥＦを通し
て入力されたフィードバック電圧と基準電圧ＶB とを比
較し、その誤差に応じた電圧を誤差信号として出力す
る。ＰＷＭはパルス幅変調器であり、レベルシフト増幅
器ＳＡからの誤差信号に応じて出力電圧ＶO が常に一定
になるようトランジスタＱに供給する駆動信号のパルス
オン幅を制御する。ＯＳＣはパルス幅変調器ＰＷＭに一
定の周波数の三角波信号を供給する定周波発振器であ
る。Ｄはパルス幅変調器ＰＷＭからのパルス信号をトラ
ンジスタＱの駆動に適したレベルに増幅する駆動回路で
ある。ＡＵＸは補助電源であり、入力脈流電圧ＶIdc 、
あるいはインダクタ（トランス）ＬB に設けた補助巻線
ＮA から補助電圧Ｖccやレベルシフト増幅器ＳＡの基準
電圧ＶB 等を生成する。

【００２９】図３は各部の信号波形を示している。同図
において、(A) は整流器Ｒec1 から出力される脈流電圧
ＶIdi である。この脈流電圧ＶIdi の値は２^1/2 Ｅ｜si
n ωｔ｜で表される。ここでＥは商用電源Ｖi の実効
値、ωは角速度でありω＝２πｆL （ｆL は商用周波
数）で表される。またＴL は商用電源Ｖi の半周期であ
る。 また(B) において、ｉLAはトランジスタＱのオン
期間にインダクタＬA を流れる電流、ｉCA（斜線部）は
トランジスタＱのオフ期間にインダクタＬA からコンデ
ンサＣA に供給される電流、ｉAVは入力電流（ｉLA＋ｉ
CA）の平均値、Δｉ1 はインダクタ電流ｉLAの瞬時値、
ＴはトランジスタＱのスイッチング１周期、ＴONはトラ
ンジスタＱのオン期間、ＴOFF1はトランジスタＱのオフ
期間中にインダクタＬA がエネルギーを放出する期間、
Ｔd1はインダクタＬA のエネルギ放出完了から次にトラ
ンジスタＱがオンするまでの期間である。

【００３０】(C) において、ｉNPはトランジスタＱのオ
ン期間におけるコンデンサＣA の放電によってインダク
タＬB の一次巻線Ｎp に流れる電流、ｉNSはトランジス
タＱのオフ期間にインダクタＬB の二次巻線ＮS に流れ
る電流である。なお、図中示されるこの電流ｉNSは、コ
ンデンサＣA の放電電流ｉNPによってインダクタＬBの
一次巻線Ｎp に蓄積されたエネルギーが、トランジスタ
Ｑのオフ期間にインダクタＬB の二次巻線ＮS に伝達さ
れることによって流れた成分だけを示している。 (D)
において、ＶCAは一次側のコンデンサＣA の端子電圧で
ある。

【００３１】(E) において、Ｖ0 は平滑用コンデンサＣ
F の出力電圧、ΔＶ0 は出力電圧Ｖ0 の商用電源周波数
の２倍の周波数成分である。

【００３２】(F) において、ｋＶ0 はノッチフィルタＢ
ＥＦへの入力電圧、Ｖf はノッチフィルタＢＥＦの出力
電圧である。

【００３３】次に本実施例の動作を以上の各図を参照し
つつ説明する。

【００３４】まず商用電源Ｖi は整流器Ｒec1 により整
流されて、図３(A) に示すような脈流電圧ＶIdi に変換
される。インダクタＬA にはトランジスタＱのスイッチ
ングによって方形波電圧が印加され、トランジスタＱの
オン期間に図３(B) に示すような電流ｉLAがインダクタ
ＬA に流れる。このインダクタＬA を流れる電流ｉLAの
瞬時値Δｉ1 は（ＶIdi ／Ｌ）ＴONで与えられ、つまり
入力脈流電圧ＶIdi と比例した値となる。さらにトラン
ジスタＱのオン期間に、コンデンサＣA の電荷の一部が
図３(C) に示すような電流ｉNPとなって、インダクタ電
流ｉLAと共にインダクタ（トランス）ＬB の一次巻線Ｎ
p に流れ、このインダクタＬB の一次巻線Ｎp に磁気エ
ネルギーとして蓄積される。このときコンデンサＣA の
出力電圧は、図３(D) に示すように、ほぼ直流であり、
商用電源の瞬停対策のためコンデンサＣA に十分な静電
容量を持たせた場合、小さなリップル電圧が認められる
程度である。

【００３５】またトランジスタＱがオフになると、イン
ダクタＬA に蓄えられた磁気エネルギーはコンデンサＣ
A に移されると共に、トランジスタＱのオン期間にイン
ダクタ（トランス）ＬB の一次巻線Ｎp に蓄えられた磁
気エネルギーが二次巻線ＮSに伝達される。

【００３６】なお、以上の動作において、各インダクタ
ＬA 、ＬB を流れる電流はスイッチングの１サイクル期
間中で零から始まり零で終わるようにする必要がある。
本実施例では、図３(B) および(C) に示すように、イン
ダクタＬA がエネルギーを放出する期間ＴOFF1の後にＴ
d1の電流零期間を、インダクタＬB がエネルギーを放出
する期間ＴOFF2の後にＴd2の電流零期間を設け、これら
Ｔd1およびＴd2の電流零期間が入力電圧および負荷の変
動範囲内で確保できるかまたは零になるようにしてい
る。この条件は、各インダクタＬA 、ＬB のインダクタ
ンスを、各インダクタＬA 、ＬB を流れる電流が零から
始まり零で終わる限界のインダクタンス以下にすること
で実現される。

【００３７】トランジスタＱのスイッチングは、脈流電
圧ＶIdi の１サイクルつまり商用電源周波数の１／２サ
イクル期間中のパルスオン幅（デューティ比）を一定に
保ちつつ、一定のスイッチング周波数で、出力電圧ＶO
が一定化になるようパルスオン幅を制御して行われる。

【００３８】このように脈流電圧ＶIdi の１サイクル期
間中はパルスオン幅を一定に保ってスイッチング制御を
行うことで、インダクタＬA を流れる電流ｉLAの瞬時値
Δｉ1 を常に脈流電圧ＶIdi の瞬時値に比例させること
ができ、脈流電圧ＶIdi の１サイクル期間中の入力電流
（ｉLA＋ｉCA）の平均値ｉAVの波形を入力電圧波形と比
例させることができる。

【００３９】インダクタ（トランス）ＬB の二次巻線Ｎ
s に誘起された電圧は、整流器Ｒec2 により整流された
後、平滑用コンデンサＣF で平滑化され、負荷Ｒに供給
される。

【００４０】また出力電圧ＶO つまり負荷Ｒ両端の電圧
Ｖs+、Ｖs-は抵抗Ｒ1 および抵抗Ｒ2 によって分圧され
た後、可変ツェナーダイオードＣＲにて内蔵基準電圧と
比較されて、その誤差に応じた逆方向電流が可変ツェナ
ーダイオードＣＲのカソードより出力される。このカソ
ード電流は抵抗Ｒ4 によってレベルシフト増幅器ＳＡへ
の入力電圧に変換された後、ホトカプラＰＣを通じて、
図３(F) に示すようなフィードバック電圧ｋＶo となっ
てノッチフィルタＢＥＦに入力される。

【００４１】ノッチフィルタＢＥＦはこのフィードバッ
ク電圧ｋＶo から、リップル電圧成分に当たる商用電源
周波数のほぼ２倍の周波数成分を遮断し、リップル電圧
成分を除去したフィードバック電圧Ｖf をレベルシフト
増幅器ＳＡに与える。レベルシフト増幅器ＳＡは、フィ
ードバック電圧Ｖf と基準電圧ＶB との誤差を増幅した
誤差信号をパルス幅変調器ＰＷＭに与える。パルス幅変
調器ＰＷＭはこの誤差信号を基に次サイクルのパルスオ
ン幅を決定し、駆動回路Ｄに駆動信号を供給する。

【００４２】本実施例のフライバックコンバータの第１
の特徴は、一次側にコンデンサＣAと共にインダクタＬA
およびダイオードＤA を設けことにある。そして、ト
ランジスタＱのオン期間にインダクタＬA に蓄えられた
エネルギーをトランジスタＱのオフ期間にコンデンサＣ
A に移し、さらにトランジスタＱのオン期間にコンデン
サＣA の放電電流をインダクタ電流ｉLAと共にインダク
タ（トランス）ＬB の一次巻線Ｎp に流すようにしたこ
とにある。これにより、一次側に商用電源の瞬停対策用
のコンデンサＣA を配置することが可能になる。瞬停対
策用のコンデンサＣA を一次側に設けたことで、同じ瞬
停耐力を二次側のコンデンサＣF に頼る場合に比べ、所
要のコンデンサの体積を小さく済ますことが可能にな
る。

【００４３】この点についての説明を補足する。一般に
コンデンサの体積Ｖは定格電圧Ｅと静電容量Ｃの積に比
例する。またコンデンサが蓄えるエネルギーＷは定格電
圧Ｅ² の二乗と静電容量Ｃとの積に比例する。したがっ
て、エネルギーＷ＝ＣＥ×Ｅ＝１／ｋ×Ｖ×Ｅ（ｋ：比
例定数，Ｖ：体積）となって、コンデンサが蓄えること
のできるエネルギーＷは体積Ｖと定格電圧Ｅの積に比例
する。よって、同一のエネルギー量を蓄えることのでき
る定格電圧の異なる２種類のコンデンサがある場合、定
格電圧が高い方が小形になると言える。したがって、一
次側に商用電源の瞬停対策用のコンデンサＣA を設ける
ことで、これまで極めて大きな体積となっていた二次側
のコンデンサＣF を小形にでき、各コンデンサＣA 、Ｃ
F の体積のトータルも従来と比べて大幅に縮小できる。

【００４４】また本実施例のフライバックコンバータの
第２の特徴は、出力電圧のフィードバック処理系にノッ
チフィルタＢＥＦを介挿し、フィードバック電圧ｋＶO
に含まれる商用電源周波数の２倍の周波数のリップル電
圧成分をこれで除去するようにした点にある。これによ
り、リップル電圧成分によるＰＷＭ制御系の誤動作を防
止でき、脈流電圧１サイクル期間中のパルスオン幅を一
定に保つことができる。またリップル電圧の最大許容値
を従来よりも高くできるので、先の効果と併せて平滑用
コンデンサＣF のより一層の小形化を図れる。さらに、
リップル電圧成分によるＰＷＭ制御への影響を排除でき
ることで、フィードバック処理系の各部のゲインを高め
ることが可能になり、過渡時のＰＷＭ制御系の応答を改
善することができる。

【００４５】次に本発明の他の実施例を説明する。

【００４６】図４はこの実施例の高調波電流抑制型のフ
ライバックコンバータの構成を示す図である。

【００４７】同図において、Ｖi は商用電源である。Ｌ
ＰＦはローパスフィルタであり、フライバックコンバー
タから商用電源系統へのスイッチングノイズの帰還を阻
止する。Ｒec1 は商用電源Ｖi を整流して脈流電圧ＶId
i に変換する整流器（第１の整流器）である。ＬA は第
１のインダクタ（トランス）である。このインダクタＬ
A はトランジスタＱがオフになると、一次巻線ＮPAに蓄
えた磁気エネルギーを二次巻線ＮSAに伝達する。ＣA は
第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAに並列に接続され
た商用電源瞬停対策用のコンデンサである。このコンデ
ンサＣA は、トランジスタＱのオフ期間に第１のインダ
クタＬA の一次巻線ＮPAから二次巻線ＮSAに伝達しきら
なかった磁気エネルギーを蓄積する。ＤA はダイオード
であり、トランジスタＱのオン期間にコンデンサＣA に
不要動作電流（逆電流）が流れるのを防止する。ＬB は
一次側回路から二次側回路にエネルギーを伝達するため
の第２のインダクタ（トランス）である。Ｑはスイッチ
ング用のトランジスタであり、脈流電圧ＶIdi およびコ
ンデンサＣA の直流電圧をスイッチングして、第２のイ
ンダクタＬB の一次巻線ＮPBに印加する高周波電圧を発
生する。ＤB はダイオードであり、第１のインダクタＬ
A の一次巻線ＮPA、コンデンサＣA を経由して第２のイ
ンダクタＬB の一次巻線ＮPBに逆電流が流れるのを防止
する。Ｒec2は第１のインダクタＬA の二次巻線ＮSAに
誘起された電圧を整流し、脈流電圧を生成する整流器
（第２の整流器）である。Ｒec3 は第２のインダクタＬ
B の二次巻線ＮSBに誘起された電圧を整流し、脈流電圧
を生成する整流器（第３の整流器）である。ＣF は各整
流器Ｒec2 、Ｒec3 で整流後の電圧を平滑する平滑用コ
ンデンサである。Ｒは出力電圧ＶO を消費する負荷であ
る。

【００４８】図５はこのフライバックコンバータにおけ
る出力電圧のフィードバック処理系並びにＰＷＭ制御系
の構成を示すブロック図である。本実施例のＰＷＭ制御
系の構成は図２に示した先の実施例のＰＷＭ制御系と次
の点を除いて同じである。

【００４９】すなわち、補助電源ＡＵＸは、例えば入力
脈流電圧ＶIdc 等から停電の発生を検出して、停電検出
信号ＰＦを定周波発振器ＯＳＣに出力する。そして定周
波発振器ＯＳＣは停電検出信号ＰＦを入力すると、発振
周波数を定常運転時より低い停電時用の設定値に切り替
えるよう動作する。

【００５０】図６は各部の信号波形を示している。同図
において、(A) は整流器Ｒec1 から出力される脈流電圧
ＶIdi である。この脈流電圧ＶIdi の値は２^1/2 Ｅ｜si
n ωｔ｜で表される。ここでＥは商用電源Ｖi の実効
値、ωは角速度でありω＝２πｆL （ｆL は商用周波
数）で表される。またＴL は商用電源Ｖi の半周期であ
る。 また(B) において、ｉLA1 はトランジスタＱのオ
ン期間に第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAを流れる
電流、ｉLA2 はトランジスタＱのオフ期間に第１のイン
ダクタＬA の二次巻線ＮSAを流れる電流、Δｉ1 はｉLA
1 の瞬時値（ピーク値）、ｉAVは入力電流（ｉLA1 ）の
平均値、ＴはトランジスタＱのスイッチング１周期、Ｔ
ONはトランジスタＱのオン期間、ＴOFF1はトランジスタ
Ｑのオフ期間中に第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPA
から二次巻線ＮSAへエネルギーが放出される期間、Ｔd1
は前記一次／二次巻線間のエネルギ伝達完了から次にト
ランジスタＱがオンするまでの期間である。すなわち、
Ｔ＝ＴON＋ＴOFF1＋Ｔd1（但し、Ｔd1≧０）の関係が成
立する。

【００５１】(C) において、ＶCAは一次側のコンデンサ
ＣA の端子電圧である。

【００５２】(D) において、ｉNPB はトランジスタＱの
オン期間におけるコンデンサＣA の放電によって第２の
インダクタＬB の一次巻線ＮPBに流れる電流、ｉNSB は
トランジスタＱのオフ期間に第２のインダクタＬB の二
次巻線ＮSBに流れる電流、ＴOFF2はトランジスタＱのオ
フ期間中に第２のインダクタＬB の一次巻線ＮPBから二
次巻線ＮSBへエネルギーが放出される期間、Ｔd2は前記
一次／二次巻線間のエネルギ伝達完了から次にトランジ
スタＱがオンするまでの期間である。すなわち、Ｔ＝Ｔ
ON＋ＴOFF2＋Ｔd2（但し、Ｔd2≧０）の関係が成立す
る。また、ＴF は停電発生時のスイッチング周波数、Ｔ
ONF は停電発生時のトランジスタＱのオン期間、ＴOFF2
F は停電発生時において第２のインダクタＬB の一次巻
線ＮPBから二次巻線ＮSBへエネルギーが放出される期
間、Ｔd2F は停電発生時において前記一次／二次巻線間
のエネルギ伝達完了から次にトランジスタＱがオンする
までの期間である。

【００５３】次に本実施例の動作を図４乃至図６を参照
しつつ説明する。

【００５４】まず商用電源Ｖi は整流器Ｒec1 により整
流されて、図６(A) に示すような脈流電圧ＶIdi に変換
される。第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAにはトラ
ンジスタＱのスイッチングによって方形波電圧が印加さ
れ、トランジスタＱのオン期間に図６(B) に示すような
電流ｉLA1 が第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAに流
れる。これによりトランジスタＱのオン期間に、第１の
インダクタＬA の一次巻線ＮPAに磁気エネルギーが蓄積
される。なお、この一次巻線ＮPAを流れる電流ｉLA1 の
瞬時値Δｉ1 は（ＶIdi ／ＬA ）ＴONで与えられ、つま
り入力脈流電圧ＶIdi と比例した値となる。

【００５５】トランジスタＱがオフになると、第１のイ
ンダクタＬA の一次巻線ＮPAに蓄積された大部分の磁気
エネルギーは二次巻線ＮSAに移り、二次巻線ＮSAに図６
(B)に示すような電流ｉLA2 が流れる。そしてこの電流
ｉLA2 は整流器Ｒec2 を通して負荷側へ供給される。そ
の際、第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAには漏れイ
ンダクタンスがあるため、一次巻線ＮPAに蓄積された磁
気エネルギーのうち、一部は負荷側へ伝達されずに一次
巻線ＮPAに止まり、この部分の磁気エネルギーはコンデ
ンサＣA に移って電荷となって蓄積される。

【００５６】このコンデンサＣA に蓄積された電荷の一
部は、トランジスタＱのオン期間に、図６(d) に示すよ
うな電流ｉNPB となってインダクタ電流ｉLA1 と共に第
２のインダクタＬB の一次巻線ＮpBに流れ、この一次巻
線ＮPBに磁気エネルギーとして蓄積される。そしてトラ
ンジスタＱのオフ期間に、第２のインダクタＬB の一次
巻線ＮPBに蓄積された磁気エネルギーは二次巻線ＮSBに
移り、整流器Ｒec3 を通じて負荷側に伝達される。この
ときコンデンサＣA の出力電圧ＶCAは、図６(c) に示す
ように、ほぼ直流であり、商用電源の瞬停対策のためコ
ンデンサＣA に十分な静電容量を持たせた場合、小さな
リップル電圧が認められる程度である。

【００５７】なお、以上の動作において、各インダクタ
ＬA 、ＬB を流れる電流はスイッチングの１サイクル期
間中で零から始まり零で終わるようにする必要がある。
本実施例では、図６(B) および(D) に示すように、第１
のインダクタＬA がエネルギーを放出する期間ＴOFF1の
後にＴd1の電流零期間を、第２のインダクタＬB がエネ
ルギーを放出する期間ＴOFF2の後にＴd2の電流零期間を
設け、これらＴd1およびＴd2の電流零期間が入力電圧お
よび負荷の変動範囲内で確保できるかまたは零になるよ
うにしている。この条件は、各インダクタＬA 、ＬB の
インダクタンスを、各インダクタＬA 、ＬB を流れる電
流が零から始まり零で終わる限界のインダクタンス以下
にすることで実現される。

【００５８】トランジスタＱのスイッチングは、先の実
施例と同様、脈流電圧ＶIdi の１サイクルつまり商用電
源周波数の１／２サイクル期間中のパルスオン幅（デュ
ーティ比）を一定に保ちつつ、一定のスイッチング周波
数で、出力電圧ＶO が一定化になるようパルスオン幅を
制御して行われる。

【００５９】このように脈流電圧ＶIdi の１サイクル期
間中はパルスオン幅を一定に保ってスイッチング制御を
行うことで、第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAを流
れる電流ｉLA1 の瞬時値Δｉ1 を常に脈流電圧ＶIdi の
瞬時値に比例させることができ、脈流電圧ＶIdi の１サ
イクル期間中の入力電流の平均値ｉAVの波形を入力電圧
波形と比例させることができる。

【００６０】このように本実施例によれば、第１のイン
ダクタＬA に二次巻線ＮSAを設け、この二次巻線ＮSAを
通じて第１のインダクタＬA の一次巻線ＮPAに蓄積され
た磁気エネルギーの大部分を負荷側へ伝達するようにし
た。これにより図１に示した先の実施例に比べエネルギ
ー損失の少ない高効率型のフライバックコンバータを実
現できる。すなわち、エネルギーの損失は、エネルギー
を負荷側へ伝達するまでのエネルギー蓄積箇所の移動回
数が多いほど大きくなる。本実施例における２つのエネ
ルギー伝達経路を比較すると、一方は第１のインダクタ
ＬA での一次／二次巻線間でのエネルギー伝達のみで済
むのに比べ、他方は第１のインダクタＬA の一次巻線Ｎ
PA、コンデンサＣA 、第２のインダクタＬB の一次巻線
ＮPB、二次巻線ＮSBのエネルギー伝達経路を辿るため、
エネルギー損失が大きくなることは避けられない。そこ
で本実施例のように、第１のインダクタＬA の一次／二
次巻線間で、許される範囲で多くのエネルギーを伝達す
るようにすれば全体のエネルギー損失を減らすことがで
きる。

【００６１】ところで、本実施例では、第２のインダク
タＬB のインダクタンスを第１のインダクタＬA のそれ
よりも十分大きくすることで、より有効なエネルギー損
失低減効果を得ることができる。しかしこの場合、停電
発生によって、負荷側への電力供給をコンデンサＣA の
電荷のみに頼る必要が生じたとき、たとえコンデンサＣ
A に十分な電荷が蓄積されていたとしても、所要の電力
を負荷側に供給できないことが起こり得る。そこで、本
実施例では停電発生時に次の動作を行う。

【００６２】停電の発生は補助電源ＡＵＸにて、例えば
入力脈流電圧ＶIdc を監視することによって検出され
る。停電発生を検出すると、補助電源ＡＵＸより停電検
出信号ＰＦが出力されて定周波発振器ＯＳＣに入力され
る。すると、定周波発振器ＯＳＣは発振周波数を定常運
転時より低い停電時用の設定値に切り替え、トランジス
タＱのスイッチング周波数を低下させる。

【００６３】この結果、図６の(D) に示したように、ス
イッチング周期ＴF 毎のトランジスタＱのオン期間ＴON
F が長くなり、第２のインダクタＬB の一次巻線ＮPBに
流れる電流ｉNPB のピーク値が上がって一次巻線ＮPBに
蓄積される磁気エネルギーが増大する。したがって、停
電時の際のスイッチング周波数を最適に設定しておくこ
とによって、コンデンサＣA の電荷を第２のインダクタ
ＬB を介して伝達する系統だけで、所要の電力を負荷側
に供給することが可能になる。

【００６４】なお、以上説明した実施例は、出力電圧を
定値制御する電源装置について説明したが、本発明は出
力電流を定値制御する電源装置についても適用が可能で
ある。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電源装置に
よれば、商用電源瞬停対策用のコンデンサを一次側に設
けることができ、これにより二次側の平滑用コンデンサ
の小形化を図れると共に、一次側と二次側とを合わせた
トータル的なコンデンサの体積も縮小することができ、
装置全体としての小形化、低コスト化を図ることができ
る。

【００６６】また、二次側出力電圧のフィードバック信
号から、商用電源周波数のほぼ２倍の周波数のリップル
電圧成分をフィルタ手段にて除去することによって、リ
ップル電圧成分によるパルス幅変調制御系の誤動作を防
止でき、脈流電圧１サイクル期間中のパルスオン幅を一
定に保つことができる。

【００６７】さらに、エネルギー蓄積箇所の移動回数が
少ない第１のインダクタの一次／二次巻線間で負荷側へ
のエネルギー伝達を補助することによって、全体のエネ
ルギー損失を減らし、効率の改善を図ることができる。

【００６８】また、停電発生時に、スイッチ素子に供給
する駆動信号パルスの周波数を定常運転時のそれよりも
低い設定値に切り替えて、第２のインダクタを通して負
荷側へ伝達される磁気エネルギーを定常運転時より増大
させることで、エネルギー損失低減効果を高めるために
第２のインダクタのインダクタンスを第１のインダクタ
のそれよりも十分大きくしたとしても、第２のインダク
タを通して所要の電力を負荷側へ供給することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る一実施例の高調波電流抑制型のフ
ライバックコンバータの構成を示す図である。

【図２】図１のフライバックコンバータにおける出力電
圧のフィードバック処理系並びにＰＷＭ制御系の構成を
示すブロック図である。

【図３】図１および図２における各部の信号波形を示す
図である。

【図４】本発明に係る他の実施例の高調波電流抑制型の
フライバックコンバータの構成を示す図である。

【図５】図４のフライバックコンバータにおける出力電
圧のフィードバック処理系並びにＰＷＭ制御系の構成を
示すブロック図である。

【図６】図４および図５における各部の信号波形を示す
図である。

【図７】従来の高調波電流抑制型のフライバックコンバ
ータの構成を示す図である。

【符号の説明】

Ｖi …商用電源、ＬＰＦ…ローパスフィルタ、Ｒec1 、
Ｒec2 、Ｒec3 …整流器、ＬA 、ＬB …インダクタ、Ｃ
A …コンデンサ、ＤA 、ＤB …ダイオード、Ｑ…トラン
ジスタ、ＬB …インダクタ、第２のインダクタ、Ｎp 、
ＮPA、ＮPB…一次巻線、Ｎs 、ＮSA、ＮSB…二次巻線、
ＣF …平滑用コンデンサ、Ｒ…負荷、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3
、Ｒ4 …抵抗、ＣＲ…可変ツェナーダイオード、ＰＣ
…ホトカプラ、ＳＡ…レベルシフト増幅器、ＢＥＦ…ノ
ッチフィルタ、ＰＷＭ…パルス幅変調器、ＯＳＣ…定周
波発振器、Ｄ…駆動回路、ＡＵＸ…補助電源。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高調波電流抑制型の電源装置において、 商用電源を整流する第１の整流器と、 この整流器に接続された第１のインダクタと、 前記第１のインダクタに並列に接続された第１のコンデ
   ンサと、 前記第１のインダクタおよび前記第１のコンデンサにそ
   れぞれ直列に接続されたスイッチ素子と、 前記第１の整流器から前記第１のコンデンサへの逆方向
   電流を防止する逆流防止手段と、 前記第１のインダクタおよび前記第１のコンデンサにそ
   れぞれ前記スイッチ素子を通じて直列に接続された一次
   巻線、並びに二次巻線を有する第２のインダクタと、 前記第２のインダクタの前記二次巻線に直列に接続され
   た第２の整流器と、 前記第２のインダクタの前記二次巻線に並列に接続され
   た第２のコンデンサと、 出力電圧または電流を検出し
   てフィードバック信号を生成する検出手段と、 前記スイッチ素子に供給する駆動信号パルスのオン幅を
   前記商用電源周波数の１／２サイクル期間ごとにほぼ一
   定に保ちつつ、前記検出手段からのフィードバック信号
   を基に前記出力電圧または電流が一定となるよう前記駆
   動信号パルスのオン幅を制御する制御手段とを具備する
   ことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 高調波電流抑制型の電源装置において、 商用電源を整流する第１の整流器と、 この整流器に接続された一次巻線、並びに二次巻線を有
   するインダクタと、 このインダクタに直列に接続されたスイッチ素子と、 前記インダクタの前記二次巻線に直列に接続された第２
   の整流器と、 前記インダクタの前記二次巻線に並列に接続された平滑
   用コンデンサと、 出力電圧または電流を検出してフィードバック信号を生
   成する検出手段と、 この検出手段より出力されるフィードバック信号から前
   記商用電源周波数のほぼ２倍の周波数成分を除去するフ
   ィルタ手段と、 前記スイッチ素子に供給する駆動信号パルスのオン幅を
   前記商用電源周波数の１／２サイクル期間ごとにほぼ一
   定に保ちつつ、前記フィルタ手段を通して入力されるフ
   ィードバック信号を基に前記出力電圧または電流が一定
   となるよう前記駆動信号パルスのオン幅を制御する制御
   手段とを具備することを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 高調波電流抑制型の電源装置において、 商用電源を整流する第１の整流器と、 この整流器に直列に接続された一次巻線、並びに二次巻
   線を有する第１のインダクタと、 前記第１のインダクタの二次巻線に直列に接続された第
   ２の整流器と、 前記第１のインダクタの一次巻線に直列に接続されたス
   イッチ素子と、 前記第１のインダクタの一次巻線に並列に接続された第
   １のコンデンサと、 前記第１の整流器から前記第１のコンデンサへの逆方向
   電流を防止する逆流防止手段と、 前記第１のインダクタの一次巻線に前記スイッチ素子を
   通じて直列に接続された一次巻線、並びに二次巻線を有
   する第２のインダクタと、 前記第２のインダクタの二次巻線に直列に接続された第
   ３の整流器と、 前記第１のインダクタの二次巻線に前記第２の整流器を
   通じて並列に接続され、且つ、前記第２のインダクタの
   二次巻線に前記第３の整流器を通じて並列に接続された
   第２のコンデンサと、 出力電圧または電流を検出してフィードバック信号を生
   成する検出手段と、 前記スイッチ素子に供給する駆動信号パルスのオン幅を
   前記商用電源周波数の１／２サイクル期間ごとにほぼ一
   定に保ちつつ、前記検出手段からのフィードバック信号
   を基に前記出力電圧または電流が一定となるよう前記駆
   動信号パルスのオン幅を制御する制御手段とを具備する
   ことを特徴とする電源装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載の電源装置において、 前記商用電源の停電を検出する停電検出手段と、 前記停電検出手段によって停電が検出されたとき、前記
   スイッチ素子に供給する駆動信号パルスの周波数を所定
   の値に切り替える手段をさらに具備することを特徴とす
   る電源装置。