JP4136785B2

JP4136785B2 - 電力変換器の制御装置

Info

Publication number: JP4136785B2
Application number: JP2003134765A
Authority: JP
Inventors: 英樹大口; 淳一伊東
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-05-13
Filing date: 2003-05-13
Publication date: 2008-08-20
Anticipated expiration: 2023-05-13
Also published as: JP2004343837A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換器の小形化及び出力電流の歪み低減を可能にした電力変換器の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、電流形整流器及び電流形インバータにより交流−直流−交流変換を行う従来の電力変換器とその制御装置を示している。
図３において、１は三相の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されたフルブリッジ構成の電流形整流器であり、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子１０１Ｔ，１０２Ｔ，１０３Ｔ，１０４Ｔ，１０５Ｔ，１０６Ｔ及びダイオード１０１Ｄ，１０２Ｄ，１０３Ｄ，１０４Ｄ，１０５Ｄ，１０６Ｄから構成されている。また、２は三相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されたフルブリッジ構成の電流形インバータであり、半導体スイッチング素子２０１Ｔ，２０２Ｔ，２０３Ｔ，２０４Ｔ，２０５Ｔ，２０６Ｔ及びダイオード２０１Ｄ，２０２Ｄ，２０３Ｄ，２０４Ｄ，２０５Ｄ，２０６Ｄから構成されている。
これらの電流形整流器１と電流形インバータ２との間には、直流リアクトル３が接続されている。
【０００３】
上記電力変換器の制御装置の構成を動作と共に説明すると、電流検出器１６により検出した直流電流ｉ_ｄｃを、加算器１７にて直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊から減算し、その偏差を、ＰＩ（比例・積分）調節器１１を介して整流器ＰＷＭ生成部１０に入力する。
整流器ＰＷＭ生成部１０には、整流器搬送波発生部１４からの搬送波信号も入力されており、ＰＷＭ生成部１０はこれらの入力信号に基づいてＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号により電流形整流器１の各スイッチング素子をオン、オフして直流電流ｉ_ｄｃを制御する。すなわち、ＰＩ制御により電流形整流器１の出力電流ｉ_ｄｃを制御している。
【０００４】
一方、電流形インバータ２側では、インバータ搬送波発生部１５からの搬送波信号と、インバータ２の出力電流指令値ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊とがインバータＰＷＭ生成部１２に入力されており、ＰＷＭ生成部１２はこれらの入力信号に基づいてＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号により電流形インバータ２の各スイッチング素子をオン、オフしてインバータ２の出力電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを制御している。
【０００５】
ここで、直流電流ｉ_ｄｃには整流器１の動作により電源周波数の６倍等の低周波電流リプルが生じ、この電流リプルは直流リアクトル３のインダクタンス値が小さいほど大きくなる。このため、インバータ２の出力電流には低周波電流リプルが重畳することになる。
インバータ２の負荷として電動機を接続した場合、低周波電流リプルによって電動機のトルク脈動が発生し、騒音を発生したり負荷機械を破損させるおそれがある。また、電源電圧の歪みや変動、更には主回路に接続されるフィルタ（図示せず）の共振によってもインバータ２の出力電流に歪みが生じる。
従って、電流形インバータ２の出力電流の歪みを十分に低減させるためには直流リアクトル３のインダクタンス値を大きくする必要があり、これらが部品体積の増加による電力変換器の大型化やコスト上昇の要因となっていた。
【０００６】
図４は、シミュレーションにより求めた、電流形インバータ２の各相出力電流のＦＦＴ（高速フーリエ変換）高調波解析結果である。なお、インバータ出力容量は１．５［ｋＷ］を想定し、インバータの負荷には抵抗を接続した。また、三相交流電源は２００［Ｖ］，５０［Ｈｚ］とし、電流形整流器及び電流形インバータのスイッチング周波数は１０［ｋＨｚ］、インバータ出力周波数を２８［Ｈｚ］、直流リアクトルの％インピーダンスを１４．８［％］とした。
この図４から、各相出力電流に含まれる７次高調波成分は約１［％］であることがわかる。
ここで、例えば１［ｋＨｚ］以下の低次高調波成分を１［％］以下に抑えるには、直流リアクトルのインダクタンス値を上記以上にしなくてはならないため、直流リアクトルの小形化にも自ずと限界がある。
【０００７】
一方、下記の特許文献１には、電流形インバータにおいて、直流リアクトルの小形化を可能とし、かつ、出力の高調波成分を低減するようにした電力変換装置の制御装置が開示されている。
この従来技術は、電流形インバータに入力されるリプル成分に応じて、電流形インバータから負荷に電流を流す時間と負荷を通さずに還流させる時間との関係である電流形インバータの変調率を制御する手段を備えており、前記リプル成分は実測または予測演算によって求められる。具体的には、基準変調率から直流電流のリプル成分を差し引いて得た変調率に基づいてインバータに対するＰＷＭパルス幅を調整することにより、リプル成分を見かけ上打ち消して直流リアクトルの小形化を図っている。
【０００８】
【特許文献１】
特公平７−８７６９８号公報（請求項１〜４、第２頁右欄第１９行〜第４６行、第３頁右欄第２２行〜第４頁右欄第１８行、第１図〜第３図等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記特許文献１に記載された従来技術では、実測または予測演算したリプル成分をメモリから読み取る処理や、ＰＷＭパルス幅を調整するための時間データをテーブルを参照して書き換える処理等が多数必要であり、制御が複雑である。このため、制御用に高速のＣＰＵが必要になってコスト高になるという問題があった。
【００１０】
そこで本発明は、直流リアクトルの値を大きくしたり複雑な制御を要することなく、出力電流の歪みを低減し、電力変換器の小形化、低価格化を可能にした電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源に接続されて交流を直流に変換する電流形整流器と、この電流形整流器に直流リアクトルを介して接続され、かつ、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する電流形インバータとを備えた電力変換器において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流を直流電流指令値により除算して直流電流指令補正値を算出する第１の除算手段と、電流形インバータの出力電流指令値を前記直流電流指令補正値により除算して出力電流指令補正値を算出する第２の除算手段と、前記出力電流指令補正値に従って電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段が、前記出力電流指令補正値と搬送波とを用いて電流形インバータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する手段であることを特徴とする。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２記載の電力変換器の制御装置において、前記直流リアクトルを流れる直流電流が直流電流指令値に一致するように電流形整流器をＰＷＭ制御するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示す回路図であり、図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
電力変換器の構成、及び、制御装置の主要部の構成は図３と同一であり、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１５】
すなわち、図１において、１３ａは第１の除算手段としての除算器であり、以下の数式１の演算により電力変換器の直流電流検出値ｉ_ｄｃを直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊により除算して直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊を演算する。
【００１６】
【数１】

【００１７】
また、１３ｂはインバータ２の各相の出力電流指令値ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊を前記直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊によりそれぞれ除算して各相の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊を求める第２の除算手段としての除算器であり、数式２の演算が実行される。
【００１８】
【数２】

【００１９】
上記数式１，２から、直流電流ｉ_ｄｃが減少するとインバータ２の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊が増加し、逆に、直流電流ｉ_ｄｃが増加するとインバータ２の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊が減少することがわかる。
インバータＰＷＭ生成部１２では、出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊とインバータ搬送波発生部１５からの搬送波信号とを用いて、インバータ２のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００２０】
以下に、本実施形態において直流電流ｉ_ｄｃにリプルが発生しても出力電流に歪みが発生しない理由について述べる。
ＰＷＭ制御される電流形インバータにおいて、出力電流のｎ次高調波成分（ｎが奇数の場合、すなわち奇数次高調波成分）の実効値は、直流電流をＩ_ｄｃとして、インバータの出力パルス数（出力半周期のパルス数）が２ｍ＋１の場合には、数式３によって表される。なお、ｍは自然数である。
この数式３は、社団法人電気学会発行の「半導体電力変換回路」（１９９０年４月１０日発行第５版）ｐ．１５３の数式（６．３．７７）により公知となっている。
【００２１】
【数３】

【００２２】
数式３において、α_ｉはパルス幅を示しており、例えば出力パルス数が７、すなわちｍ＝３である７パルスインバータでは、図４に示すようにパルス幅α_１，α_２，α_３が定義される（前掲の「半導体電力変換回路」の図６．３．６４を参照）。また、数式３における直流電流Ｉ_ｄｃにリプル成分Ｉ_ｒが含まれると、直流電流Ｉ_ｄｃは直流成分Ｉ_ｄとリプル成分Ｉ_ｒとの和によって表され、数式４となる。
【００２３】
【数４】

【００２４】
ここで、数式３の右辺における第１の係数をＩ_ｎｃとすると、数式４から、数式５が成り立つ。
【００２５】
【数５】

【００２６】
数式５から、直流リアクトルの値が小さく直流電流Ｉ_ｄｃにリプル成分Ｉ_ｒが含まれる場合、数式３によって表される出力電流のｎ次高調波成分Ｉ_ｎにはリプル成分Ｉ_ｒが含まれ、その分だけｎ次高調波成分Ｉ_ｎが増加することがわかる。
【００２７】
そこで、この実施形態では、図１に示した除算器１３ａにより、数式４の直流電流Ｉ_ｄｃに相当する直流電流ｉ_ｄｃを、同じく数式４の直流成分Ｉ_ｄに相当する直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊により除算して直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊を求めることとした。すなわち、図１の直流電流ｉ_ｄｃにリプル成分が含まれる場合、除算器１３ａによる数式１の演算は数式６と等価になる。
【００２８】
【数６】

【００２９】
また、除算器１３ｂによる数式２の演算の結果、インバータ２の出力電流に含有される高調波成分の係数は、数式７となる。
【００３０】
【数７】

【００３１】
上記数式７と数式５との比較から明らかなように、本実施形態では、インバータ２の出力パルス数に関わらず、インバータ２の出力電流に含まれるｎ次高調波成分にはリプル成分Ｉ_ｒが存在しない。すなわち、インバータ２に対する出力電流指令値を生成する段階でリプル成分Ｉ_ｒの影響を除去している。
これにより、直流リアクトルのインダクタンス値を大きくする手段によらなくても、インバータ２の出力電流に含まれる高調波成分を少なくして出力電流の歪みを低減することができる。
【００３２】
以下に、この実施形態による効果をシミュレーションにより確認した結果を述べる。条件としては、図４の場合と同様に、インバータ出力容量を１．５［ｋＷ］とし、インバータの負荷には抵抗を接続した。また、三相交流電源は２００［Ｖ］，５０［Ｈｚ］とし、電流形整流器及び電流形インバータのスイッチング周波数は１０［ｋＨｚ］とした。
【００３３】
図５は、インバータ出力周波数を２８［Ｈｚ］、直流リアクトルの％インピーダンスを２．９６［％］とした場合の、各相出力電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_ＷのＦＦＴ高調波解析結果を示している。このように直流リアクトルの％インピーダンスを図４の約１／５とした場合にも、各相出力電流に含まれる１［ｋＨｚ］以下の低次高調波成分は１［％］以下であることがわかる。
図６は同じ条件における従来技術のＦＦＴ高調波解析結果であり、５次、７次の低次高調波成分が１［％］を超えているのがわかる。
【００３４】
また、図７，図８はインバータ出力周波数を３３［Ｈｚ］として他の条件を図５，図６と同様にした場合、図９，図１０はインバータ出力周波数を４２［Ｈｚ］として他の条件を図５，図６と同様にした場合のＦＦＴ高調波解析結果であり、図７，図９は本実施形態、図８，図１０は従来技術を示している。
これらの図からも、本実施形態によれば、直流リアクトルのインダクタンス値が小さく、直流電流にリプルが発生している場合でもインバータの出力電流に含まれる低次高調波成分を低減できることが明らかである。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電力変換器の直流リアクトルを流れる直流電流及び直流電流指令値を用いて直流電流指令補正値を算出すると共に、この直流電流指令補正値により補正して得た出力電流指令補正値に従って電流形インバータを制御するものである。これにより、インバータの出力電流指令値を生成する過程で、直流電流に含まれるリプル成分を見かけ上、除去することができ、直流リアクトルのインダクタンス値を大きくしたり複雑な制御を要することなく、出力電流の歪みを低減して小形かつ低価格の電力変換器を提供することができる。
特に、本発明では図３の従来技術に除算手段を付加するだけの簡単な構成によって実現可能であるから、経済的に大きな効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明の実施形態におけるＰＷＭパルスの波形図である。
【図３】従来技術を示す構成図である。
【図４】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図５】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図６】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図７】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図８】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図９】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図１０】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【符号の説明】
１：電流形整流器
２：電流形インバータ
３：直流リアクトル
１０：整流器ＰＷＭ生成部
１１：ＰＩ調節器
１２：インバータＰＷＭ生成部
１３ａ，１３ｂ：除算器
１４：整流器搬送波発生部
１５：インバータ搬送波発生部
１６：電流検出器
１７：加算器
１０１Ｔ，１０２Ｔ，１０３Ｔ，１０４Ｔ，１０５Ｔ，１０６Ｔ，２０１Ｔ，２０２Ｔ，２０３Ｔ，２０４Ｔ，２０５Ｔ，２０６Ｔ：半導体スイッチング素子１０１Ｄ，１０２Ｄ，１０３Ｄ，１０４Ｄ，１０５Ｄ，１０６Ｄ，２０１Ｄ，２０２Ｄ，２０３Ｄ，２０４Ｄ，２０５Ｄ，２０６Ｄ：ダイオード

Claims

交流電源に接続されて交流を直流に変換する電流形整流器と、この電流形整流器に直流リアクトルを介して接続され、かつ、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する電流形インバータとを備えた電力変換器において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流を直流電流指令値により除算して直流電流指令補正値を算出する第１の除算手段と、
前記電流形インバータの出力電流指令値を前記直流電流指令補正値により除算して出力電流指令補正値を算出する第２の除算手段と、
前記出力電流指令補正値に従って前記電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段が、前記出力電流指令補正値と搬送波とを用いて前記電流形インバータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する手段であることを特徴とする電力変換器の制御装置。
請求項１または２記載の電力変換器の制御装置において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流が直流電流指令値に一致するように前記電流形整流器をＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換器の制御装置。