JP5029315B2 - モータ駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、多相電圧形インバータによりモータを駆動するモータ駆動装置を複数台備えたモータ駆動システムにおいて、主として回路損失を低減させるための技術に関するものである。

電圧形インバータによりモータを駆動するシステムは種々提供されているが、効率の向上等を目的として、回路電流を低減させるために電源の直流電圧をインバータにより昇圧してモータを駆動するシステムが知られている。

例えば、特許文献１には、インバータによる昇圧機能を有するモータ駆動装置と、昇圧機能を持たないモータ駆動装置とを、直流母線を介して接続する技術が開示されている。
また、特許文献２には、直流電源等の個別の電源供給手段を備え、かつインバータによる昇圧機能を有する２台のモータ駆動装置を直流母線を介して接続する技術が開示されている。
更に、特許文献３には、インバータによる昇圧機能を備えたモータ駆動装置において、構成素子の損失を低減させるために、ＰＷＭキャリア周波数（スイッチング周波数）を高くして回路電流リプルを低減させる技術が開示されている。

特開２００２−２９１２５６号公報（段落［００４０］〜［００４５］、図５等） 特開２００２−１０６７０号公報（段落［００４１］、図１１，図１２等） 国際公開公報ＷＯ２００２−０６５６２８（第２０頁第１２行〜第２８行、第２２頁第１０行〜第２３頁第５行、図１，図９等）

しかしながら、特許文献１に係る従来技術では、昇圧機能を果たすインバータが１台であり、このインバータが複数台のインバータの昇圧エネルギーを負担しなければならないため、損失が集中する。
また、特許文献２に係る従来技術では、昇圧する際に発生する損失は２台のモータ駆動装置に分散するものの、電源供給手段を蓄電池にした場合、これらの蓄電池が個別に存在するため、電力残量の影響を受け、昇圧動作を個別に設定できる自由度が少ない。その結果、複数のモータ駆動装置間における昇圧機能の責務の割合を自由に制御することができない。
また、特許文献３に記載されているように、ＰＷＭキャリア周波数を高くして電流リプルを低減させ、回路損失を低減する方式は、スイッチング素子の損失増加を招くという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、個々に昇圧機能を有するモータ駆動装置の電気定数や運転状態に応じて、昇圧動作の責務を任意かつ動的に振り分けて回路損失の最小化を可能としたモータ駆動システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、多相電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された電力蓄積手段と、前記インバータの交流出力端子に固定子巻線がスター結線されたモータと、前記固定子巻線の中性点と前記インバータの直流母線の一方との間に接続された電源と、を有し、かつ、前記電源の電圧を昇圧して前記電力蓄積手段に供給する昇圧機能を備えたモータ駆動装置を複数台備えてなるモータ駆動システムにおいて、各モータの前記中性点を共通接続すると共に、前記直流母線の正側及び負側をそれぞれ共通接続したものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載したモータ駆動システムにおいて、各モータ駆動装置の昇圧動作により各モータの中性点に流れる零相電流の分配率を決定する制御手段を備えたものである。

上記分配率の制御方法としては、請求項３に記載するように各モータの巻線抵抗値、請求項４に記載するように各モータの温度、請求項５に記載するように各インバータを構成する半導体スイッチング素子の温度、または、請求項６に記載するように各モータを流れる正相分電流を用いて決定することができる。

なお、各モータ駆動装置の昇圧機能は、請求項７に記載する如く、インバータの上アームまたは下アームの全ての半導体スイッチング素子をオンさせて零相電圧を出力させ、インバータを昇圧チョッパとして動作させる機能により実現可能である。

本発明によれば、個々に昇圧機能を有する複数台のモータ駆動装置からなるモータ駆動システムにおいて、各モータ駆動装置のモータ巻線抵抗等の電気定数や、運転状態に応じたモータ温度、スイッチング素子温度、正相分電流等に応じて、昇圧動作に伴って流れる零相電流の分配率を任意かつ動的に決定することにより、モータ巻線の導通損失等の回路損失を最小化するモータ駆動システムを提供することができる。
同時に、特定のモータ駆動装置に、導通損失から生じる温度上昇が集中するのを回避することも可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図である。
図１において、１０１，１０２は互いに並列接続されたモータ駆動装置であり、第１のモータ駆動装置１０１は、電力蓄積手段としての平滑コンデンサＣ_１と、その両端に直流入力端子が接続され、かつＩＧＢＴ等の自己消弧形スイッチング素子及び環流ダイオードからなる半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６とを備えた三相電圧形インバータＩＮＶ_１と、その交流出力端子に接続された三相誘導電動機（以下、単にモータと呼ぶ）Ｍ_１と、から構成されている。同様に、第２のモータ駆動装置１０２は、平滑コンデンサＣ_２と半導体スイッチング素子Ｔ_２１〜Ｔ_２６とを備えた三相電圧形インバータＩＮＶ_２と、その交流出力端子に接続されたモータＭ_２と、から構成されている。

モータＭ_１，Ｍ_２のスター結線された固定子巻線の中性点は、電源としてのバッテリＢＡＴＴの正極に共通して接続されている。また、各駆動装置１０１，１０２の直流母線は正側同士、負側同士が共通して接続されており、負側の直流母線はバッテリＢＡＴＴの負極に接続されている。
なお、上記バッテリＢＡＴＴに代えて、交流電源とダイオードブリッジとからなる整流電源を用いても良い。

ここで、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２を備えたモータ駆動装置１０１，１０２は、例えば参考文献１（特許第３２２３８４２号公報）に記載されているように、バッテリＢＡＴＴの直流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ_１，Ｃ_２（直流母線間）に供給する昇圧動作を行う。
以下、モータ駆動装置の昇圧動作について詳述する。

ここでは、第１のモータ駆動装置１０１を例に挙げて説明する。
参考文献１に記載されているように、モータ駆動装置１０１の三相電圧形インバータＩＮＶ_１の上アームの全てのスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１３または下アームの全てのスイッチング素子Ｔ_１４〜Ｔ_１６をオンさせると、零電圧ベクトルを出力させることができる。このときの等価回路は図２に示すようになる。

すなわち、モータ駆動装置１０１のインバータＩＮＶ_１を構成する３アームは、上アームの全てのスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１３または下アームの全てのスイッチング素子Ｔ_１４〜Ｔ_１６をオンさせることで２つのスイッチング素子Ｔ_ｚ１，Ｔ_ｚ２からなる１つのアームとみなすことができ、参考文献１の段落［０００７］に記載されている如く、スイッチング素子Ｔ_ｚ１，Ｔ_ｚ２のオンオフ動作によりバッテリＢＡＴＴの直流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ_１に供給する２象限チョッパとして動作させることが可能である。
ここで、モータＭ_１は、漏れインダクタンスの値を持つリアクトルＬ_１と考えることができる。

なお、上述したようにインバータＩＮＶ_１の零電圧ベクトルを制御することにより実現される昇圧チョッパの昇圧比は、スイッチング素子Ｔ_ｚ１，Ｔ_ｚ２をオンオフするデューティーを変えることで制御可能である。
従って、図１のモータ駆動装置１０１，１０２は、参考文献１に記載されている方法でインバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の零相電圧を制御することにより、バッテリＢＡＴＴと平滑コンデンサＣ_１，Ｃ_２との間で授受する零相電力、言い換えれば零相電流を制御することができ、これにより平滑コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧を任意の値に調整することが可能である。

ここで、参考文献１に記載されているように、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２から出力される零相電圧は線間電圧には現れないので、モータＭ_１，Ｍ_２の駆動動作には影響しない。従って、各インバータの正相分の等価回路は図３のようになり、モータＭ_１，Ｍ_２の駆動に関しては通常のインバータとして動作し、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の線間電圧及び線間を流れる電流の制御によってモータＭ_１，Ｍ_２との間で交流電力を授受することになる。

図１において、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２を構成するスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６は、制御回路２００により生成されたＰＷＭ信号（ゲート信号）Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２にて駆動される。この制御回路２００はマイコン２００ａ及び記憶装置２００ｂを備えており、各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２に対する外部からの周波数指令ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊及び後述する電流検出値、電圧検出値を受けて所定の演算を行い、ＰＷＭ信号を出力する機能を有する。

モータ駆動装置１０１，１０２には、モータＭ_１，Ｍ_２の相電流ｉ_{ｕ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｕ２ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ２ｄｅｔ}を検出する電流検出手段１１１，１１２と、モータＭ_１，Ｍ_２の中性点電流（零相電流）Ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}を検出する電流検出手段１２１，１２２とがそれぞれ設けられ、モータ駆動装置１０２には、直流母線電圧Ｖ_{ｄｃｄｅｔ}を検出する電圧検出手段１３０が設けられている。これらの電流検出値ｉ_{ｕ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｕ２ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ２ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}及び電圧検出値Ｖ_{ｄｃｄｅｔ}は、周波数指令ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊と共に前記制御回路２００に入力されている。

次に、図４は、制御回路２００において、スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６に対するゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２を生成するための回路構成を示しており、参考文献１に記載されている回路（同文献の図６）と実質的に同一である。
すなわち、図４は一般的に用いられているＰＷＭ信号生成法に基づいており、三相各相の正相分交流電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊と零相電圧指令値Ｖ_０ ^＊とを各相について加算器２１０にて加算する。これらの加算値をＰＷＭ生成部２２０内の比較器にてキャリアとしての三角波と比較し、その出力を各相上下アームのスイッチング素子ごとに反転してゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２を生成する。
これらのゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２によって各スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６を駆動すれば、各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の直流母線電圧をバッテリＢＡＴＴの電圧に対して所望の昇圧比にて昇圧しながらモータＭ_１，Ｍ_２を駆動することができる。

図５は、制御回路２００の内部構成を示すブロック図である。この制御回路２００は、以下のように構成されている。
まず、モータ制御部２３１，２３２は、外部からの周波数指令ｆ_１ ^＊，ｆ_２ ^＊及び電流検出値ｉ_{ｕ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｕ２ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ２ｄｅｔ}に基づき、モータＭ_１，Ｍ_２に与える所定の振幅、周波数の交流電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊及びＶ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊を演算する。この実施形態では、モータ駆動装置１０１，１０２の２系統を独立して制御するために、２系統のモータ制御部２３１，２３２を備えている。また、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の制御方式は、例えば参考文献２（中野孝良，「交流モータのベクトル制御」，ｐ.１３８〜ｐ.１４２，日刊工業新聞社，１９９６年発行）に記載されているＶ／ｆ制御を用いているが、その具体的な内容は公知であるため、ここでは詳述を省略する。

零相電流分配制御部２４０は、各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２からモータＭ_１，Ｍ_２にそれぞれ流す零相電流の分配率ｋ（０≦ｋ≦１）を演算するものであり、この実施形態では、モータ巻線抵抗による零相電流導通損失が最小となるように、分配率ｋを決定する。
昇圧動作制御部２５０は、上記分配率ｋに応じた零相電流がモータＭ_１，Ｍ_２にそれぞれ流れるように、零相電流検出値Ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}及び直流母線電圧検出値Ｖ_{ｄｃｄｅｔ}に基づいてインバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２に対する零相電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊を演算し、出力する。

これらの零相電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊は、図４により説明した如く、図５の加算器２１１，２１２において交流電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊及びＶ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊にそれぞれ加算され、その加算値がＰＷＭ生成部２２１，２２２に入力される。
ＰＷＭ生成部２２１，２２２は、上記加算値と三角波との比較により、スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６に対するゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２をそれぞれ生成する。

前記零相電流分配制御部２４０の詳細な動作は、以下の通りである。
すなわち、モータＭ_１，Ｍ_２の駆動電力をまかなうために必要な零相電流をＩ_０とおくと、昇圧動作制御部２５０は、零相電流分配制御部２４０から出力される分配率ｋと零相電流指令値Ｉ_０ ^＊とを用いて、モータＭ_１，Ｍ_２に数式１，数式２に示す指令値Ｉ_０１ ^＊，Ｉ_０２ ^＊どおりの零相電流が流れるように電流制御を行う。
［数式１］
Ｉ_０１ ^＊＝ｋ・Ｉ_０ ^＊
［数式２］
Ｉ_０２ ^＊＝（１−ｋ）・Ｉ_０ ^＊

ここで、モータＭ_１，Ｍ_２の巻線抵抗値ｒ_１，ｒ_２を制御回路２００の記憶装置２００ｂに予め記憶しておくものとし、これらの巻線抵抗値ｒ_１，ｒ_２及び数式１，数式２から、モータＭ_１，Ｍ_２の巻線で発生する導通損失合計値を求めると、数式３となる。
［数式３］
Ｐ＝ｋ^２・Ｉ_０ ^＊２・ｒ_１＋（１−ｋ）^２・Ｉ_０ ^＊２・ｒ_２＝（Ｉ_０ ^＊２・ｒ_１＋Ｉ_０ ^＊２・ｒ_２）・ｋ^２−２・Ｉ_０ ^＊・ｒ_２・ｋ＋Ｉ_０ ^＊・ｒ_２
ここで、ｋを変数と考えると、数式３は下に凸な二次関数となり、その最小値を与えるｋは数式４となる。
［数式４］
ｋ＝｛ｒ_２／（ｒ_１＋ｒ_２）｝
このように、本実施形態では、モータＭ_１，Ｍ_２の巻線抵抗値ｒ_１，ｒ_２に基づき、モータＭ_１，Ｍ_２の巻線で生じる導通損失が最小となるような分配率ｋ（０≦ｋ≦１）を演算する。

次に、図６は昇圧動作制御部２５０の構成を示している。
その動作を説明すると、直流母線電圧指令値Ｖ_ｄｃ ^＊に同検出値Ｖ_{ｄｃｄｅｔ}をフィードバックし、加算器２５１から出力される偏差を０にするようなＰＩ調節器２５２の出力を零相電流指令値Ｉ_０ ^＊とする。この零相電流指令値Ｉ_０ ^＊に従って、モータＭ_１，Ｍ_２の駆動電力をまかなうため必要な零相電流Ｉ_０が流れる。

次いで、前記零相電流分配制御部２４０から入力される分配率ｋに従って、乗算器２５３及び加算器２５４により各モータＭ_１，Ｍ_２に流す零相電流指令値Ｉ_０１ ^＊，Ｉ_０２ ^＊を算出する。そして、これらの零相電流指令値Ｉ_０１ ^＊，Ｉ_０２ ^＊に各モータＭ_１，Ｍ_２の零相電流検出値Ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}をフィードバックし、加算器２５５，２５７から出力される偏差を０にするようなＰＩ調節器２５６，２５８の出力を、インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２に対する零相電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊とする。
これらの零相電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊を用いてスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６に対するゲート信号Ｇ_ｕ１〜Ｇ_ｚ１，Ｇ_ｕ２〜Ｇ_ｚ２を生成する動作は、図５により説明した通りである。

以上のように第１実施形態によれば、複数台のモータ駆動装置を構成する各インバータの直流母線電圧を任意に昇圧することができ、しかも、昇圧動作に伴って発生する導通損失を最小限にすることができる。なお、本実施形態は２台のモータ駆動装置１０１，１０２からなるモータ駆動システムであるが、モータ駆動装置の台数は何ら限定されるものではない。
また、モータＭ_１，Ｍ_２は三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても良く、その制御方式もＶ／ｆ制御に限定されず、例えば、速度センサ付きベクトル制御等の制御方式を用いても良い。
更に、本実施形態ではバッテリＢＡＴＴの正極をモータＭ_１，Ｍ_２の中性点に接続し、バッテリＢＡＴＴの負極を直流母線の負側に接続してあるが、バッテリＢＡＴＴの正極を直流母線の正側に接続し、バッテリＢＡＴＴの負極をモータＭ_１，Ｍ_２の中性点に接続しても、本実施形態と同様な作用効果が得られる。

次に、本発明の第２実施形態を図７，図８に基づいて説明する。
この第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、図７に示すように、モータ駆動装置１０１Ａ，１０２Ａを構成するモータＭ_１，Ｍ_２に温度検出手段ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２をそれぞれ取り付け、これらによる温度検出値Ｔｅｍｐ_１，Ｔｅｍｐ_２を用いて、零相電流分配制御部２４０が零相電流の分配率ｋを決定するようにした点であり、他の部分は第１実施形態と同様である。
以下に、本実施形態における分配率ｋの決定方法を説明する。

図８は、零相電流分配制御部２４０に入力されるモータＭ_１，Ｍ_２の温度検出値Ｔｅｍｐ_１，Ｔｅｍｐ_２の差（Ｔｅｍｐ_１−Ｔｅｍｐ_２）を横軸とし、分配率ｋを縦軸として示した分配率特性図であり、本実施形態では、実線で示すような座標（０，０．５）を通る特性線を使用する。

図８における実線の特性線によれば、モータＭ_１，Ｍ_２の温度が等しい場合にはｋ＝０．５となり、零相電流の分配比は１：１となる。また、モータＭ_１の温度がモータＭ_２の温度より高い場合、その差に応じて分配率ｋが減少し、モータＭ_１に流れる零相電流を減少させると共にモータＭ_２に流れる零相電流を増加させる。また、図８に破線で示すように特性線を上下方向に平行移動させれば、分配率ｋを偏らせることができると共に、特性線の傾きを変えれば、温度検出値の差（Ｔｅｍｐ_１−Ｔｅｍｐ_２）に対して分配率ｋが変化する感度を変更することもできる。

この第２実施形態によれば、第１実施形態と同様に各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の直流母線電圧を任意に昇圧することができると共に、昇圧動作により発生する損失によるモータＭ_１，Ｍ_２の温度上昇を最小限にすることが可能となる。
なお、本実施形態では、モータＭ_１，Ｍ_２に取り付けた温度検出手段ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２により温度を測定しているが、温度を直接検出せずに、モータＭ_１，Ｍ_２の電流検出値及び熱時定数から算出されるサーマル演算値を用いても良い。

次に、本発明の第３実施形態を図９に基づいて説明する。
この実施形態が第２実施形態と異なる点は、零相電流分配率ｋを決定するための温度検出値Ｔｅｍｐ_１，Ｔｅｍｐ_２を、図９のモータ駆動装置１０１Ｂ，１０２Ｂに示す如く各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２を構成するスイッチング素子、例えばＴ_１４，Ｔ_２４から得るように温度検出手段ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２を取り付けた点である。勿論、温度検出手段ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２を他のスイッチング素子に取り付けても良い。
また、図示されていないが、各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２が有する冷却フィンに温度検出手段ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２を取り付けて温度を検出しても良い。

この実施形態における零相電流の分配率ｋの決定方法は、第２実施形態と同一であるため、説明を省略する。
本実施形態によれば、第２実施形態と同様に、各インバータＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２の直流母線電圧を任意に昇圧でき、しかも昇圧動作に伴うモータＭ_１，Ｍ_２の温度上昇を最小限にできる効果がある。なお、この実施形態でも、スイッチング素子や冷却フィンの温度を直接検出せずに、モータＭ_１，Ｍ_２の電流検出値及び熱時定数から算出されるサーマル演算値を用いることができる。

次いで、本発明の第４実施形態を図１０，図１１に基づいて説明する。
この実施形態の回路構成は第１実施形態（図１）と同様であり、第１〜第３実施形態と異なるのは零相電流分配制御部２４０における零相電流の分配率ｋの決定方法にある。

本実施形態では、例えば後述する方法でモータＭ_１，Ｍ_２を流れる電流の正相分電流振幅Ｉ_１，Ｉ_２を求める。そして、図１０に示すように、モータＭ_１，Ｍ_２の正相分電流振幅Ｉ_１，Ｉ_２の差（Ｉ_１−Ｉ_２）を横軸とし、零相電流の分配率ｋを縦軸とした平面上で、座標（０，０．５）を通る実線の直線を分配率特性とする。

例えば、モータＭ_１，Ｍ_２の正相分電流振幅が等しい場合にはｋ＝０．５となり、零相電流の分配比は１：１となる。また、モータＭ_１の正相分電流振幅がモータＭ_２の正相分電流振幅より大きい場合、その差に応じて分配率ｋが減少し、モータＭ_１に流れる零相電流を減少させると共にモータＭ_２に流れる零相電流を増加させる。この特性線を破線に示すように上下方向に平行移動させれば、分配率ｋを偏らせることができ、特性線の傾きを変えれば、モータＭ_１，Ｍ_２の正相分電流振幅の差（Ｉ_１−Ｉ_２）に対して分配率ｋが変化する感度を変更することもできる。

なお、モータＭ_１，Ｍ_２の正相分電流振幅Ｉ_１，Ｉ_２は、図１１に示す演算手段により算出可能である。
すなわち、モータＭ_１，Ｍ_２の零相電流検出値Ｉ_{ｂ１ｄｅｔ}，Ｉ_{ｂ２ｄｅｔ}に乗算器２６１ａ，２６２ａにて１／３を乗じた値を、加算器２６１ｂ，２６１ｃ及び２６２ｂ，２６２ｃにて電流検出値ｉ_{ｕ１ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ１ｄｅｔ}及びｉ_{ｕ２ｄｅｔ}，ｉ_{ｗ２ｄｅｔ}からそれぞれ減算し、その結果と加算器２６１ｄ，２６２ｄの出力とにより、各モータの電流検出値から零相分を除去した３相の正相分電流を得る。

正相分の電流振幅を求めるため、上述した３相の正相分電流を３相／２相変換器２６１ｅ，２６２ｅ及び座標変換器２６１ｆ，２６２ｆに順次加え、ｄ−ｑ座標系における電流値ｉ_ｄ１，ｉ_ｑ１及びｉ_ｄ２，ｉ_ｑ２を求める。次に、振幅演算器２６１ｇ，２６２ｇによりこれらの電流値の２乗和の平方根を求めることにより、モータＭ_１，Ｍ_２の正相電流振幅Ｉ_１，Ｉ_２を得ることができる。

以上のようにこの第４実施形態によれば、インバータ直流母線電圧を任意に昇圧できると共に、各モータ電流の正相分と零相分との和を最小にできるので、モータＭ_１，Ｍ_２の温度上昇を最小限にすることが可能となる。

なお、上述した各実施形態ではモータの正相分電流検出値を用いて種々の演算を行っているが、その代わりに正相分電流指令値またはトルク指令値を用いてもよい。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。 図１におけるモータ駆動装置の零相分等価回路図である。 図１におけるモータ駆動装置の正相分等価回路図である。 図１の各スイッチング素子に対するゲート信号を生成するための回路構成図である。 図１における制御回路の内部構成を示すブロック図である。 図５における昇圧動作制御部の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。 第２実施形態における零相電流分配率ｋの説明図である。 本発明の第３実施形態を示す回路構成図である。 本発明の第４実施形態における零相電流分配率ｋの説明図である。 第４実施形態における正相分電流振幅の演算手段を示すブロック図である。

符号の説明

１０１，１０１Ａ，１０１Ｂ，１０２，１０２Ａ，１０２Ｂ モータ駆動装置
１１１，１１２，１２１，１２２ 電流検出手段
１３０ 電圧検出手段
２００，２００Ａ，２００Ｂ 制御回路
２００ａ マイコン
２００ｂ 記憶装置
２１０，２１１，２１２ 加算器
２２０，２２１，２２２ ＰＷＭ生成部
２３１，２３２ モータ制御部
２４０ 零相電流分配制御部
２５０ 昇圧動作制御部
２５１，２５４，２５５，２５７ 加算器
２５２，２５６，２５８ ＰＩ調節器
２５３ 乗算器
２６１ａ，２６２ａ 乗算器
２６１ｂ，２６１ｃ，２６１ｄ，２６２ｂ，２６２ｃ，２６２ｄ 加算器
２６１ｅ，２６２ｅ ３相／２相変換器
２６１ｆ，２６２ｆ 座標変換器
２６１ｇ，２６２ｇ 振幅演算器
Ｃ_１，Ｃ_２ 平滑コンデンサ
ＩＮＶ_１，ＩＮＶ_２ インバータ
Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６，Ｔ_Ｚ１，Ｔ_Ｚ２ 半導体スイッチング素子
Ｍ_１，Ｍ_２ モータ
Ｌ_１ リアクタンス
ＢＡＴＴ バッテリ
ＮＴＣ_１，ＮＴＣ_２ 温度検出手段

Claims (7)

1. 多相電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された電力蓄積手段と、前記インバータの交流出力端子に固定子巻線がスター結線されたモータと、前記固定子巻線の中性点と前記インバータの直流母線の一方との間に接続された電源と、を有し、かつ、前記電源の電圧を昇圧して前記電力蓄積手段に供給する昇圧機能を備えたモータ駆動装置を複数台備えてなるモータ駆動システムにおいて、
   各モータの前記中性点を共通接続すると共に、前記直流母線の正側及び負側をそれぞれ共通接続したことを特徴とするモータ駆動システム。
2. 請求項１に記載したモータ駆動システムにおいて、
   各モータ駆動装置の昇圧動作により各モータの前記中性点に流れる零相電流の分配率を決定する制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動システム。
3. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
   前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータの巻線抵抗値を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。
4. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
   前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータの温度を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。
5. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
   前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記インバータを構成する半導体スイッチング素子の温度を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。
6. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
   前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータを流れる正相分電流を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。
7. 請求項１〜６の何れか１項に記載したモータ駆動システムにおいて、
   各モータ駆動装置が有する昇圧機能は、前記インバータの上アームまたは下アームの全ての半導体スイッチング素子をオンさせて零相電圧を出力させ、前記インバータを昇圧チョッパとして動作させる機能であることを特徴とするモータ駆動システム。

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