JP4136785B2

JP4136785B2 - Control device for power converter

Info

Publication number: JP4136785B2
Application number: JP2003134765A
Authority: JP
Inventors: 英樹大口; 淳一伊東
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-05-13
Filing date: 2003-05-13
Publication date: 2008-08-20
Anticipated expiration: 2023-05-13
Also published as: JP2004343837A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換器の小形化及び出力電流の歪み低減を可能にした電力変換器の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は、電流形整流器及び電流形インバータにより交流−直流−交流変換を行う従来の電力変換器とその制御装置を示している。
図３において、１は三相の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続されたフルブリッジ構成の電流形整流器であり、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子１０１Ｔ，１０２Ｔ，１０３Ｔ，１０４Ｔ，１０５Ｔ，１０６Ｔ及びダイオード１０１Ｄ，１０２Ｄ，１０３Ｄ，１０４Ｄ，１０５Ｄ，１０６Ｄから構成されている。また、２は三相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されたフルブリッジ構成の電流形インバータであり、半導体スイッチング素子２０１Ｔ，２０２Ｔ，２０３Ｔ，２０４Ｔ，２０５Ｔ，２０６Ｔ及びダイオード２０１Ｄ，２０２Ｄ，２０３Ｄ，２０４Ｄ，２０５Ｄ，２０６Ｄから構成されている。
これらの電流形整流器１と電流形インバータ２との間には、直流リアクトル３が接続されている。
【０００３】
上記電力変換器の制御装置の構成を動作と共に説明すると、電流検出器１６により検出した直流電流ｉ_ｄｃを、加算器１７にて直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊から減算し、その偏差を、ＰＩ（比例・積分）調節器１１を介して整流器ＰＷＭ生成部１０に入力する。
整流器ＰＷＭ生成部１０には、整流器搬送波発生部１４からの搬送波信号も入力されており、ＰＷＭ生成部１０はこれらの入力信号に基づいてＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号により電流形整流器１の各スイッチング素子をオン、オフして直流電流ｉ_ｄｃを制御する。すなわち、ＰＩ制御により電流形整流器１の出力電流ｉ_ｄｃを制御している。
【０００４】
一方、電流形インバータ２側では、インバータ搬送波発生部１５からの搬送波信号と、インバータ２の出力電流指令値ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊とがインバータＰＷＭ生成部１２に入力されており、ＰＷＭ生成部１２はこれらの入力信号に基づいてＰＷＭ信号を発生し、このＰＷＭ信号により電流形インバータ２の各スイッチング素子をオン、オフしてインバータ２の出力電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを制御している。
【０００５】
ここで、直流電流ｉ_ｄｃには整流器１の動作により電源周波数の６倍等の低周波電流リプルが生じ、この電流リプルは直流リアクトル３のインダクタンス値が小さいほど大きくなる。このため、インバータ２の出力電流には低周波電流リプルが重畳することになる。
インバータ２の負荷として電動機を接続した場合、低周波電流リプルによって電動機のトルク脈動が発生し、騒音を発生したり負荷機械を破損させるおそれがある。また、電源電圧の歪みや変動、更には主回路に接続されるフィルタ（図示せず）の共振によってもインバータ２の出力電流に歪みが生じる。
従って、電流形インバータ２の出力電流の歪みを十分に低減させるためには直流リアクトル３のインダクタンス値を大きくする必要があり、これらが部品体積の増加による電力変換器の大型化やコスト上昇の要因となっていた。
【０００６】
図４は、シミュレーションにより求めた、電流形インバータ２の各相出力電流のＦＦＴ（高速フーリエ変換）高調波解析結果である。なお、インバータ出力容量は１．５［ｋＷ］を想定し、インバータの負荷には抵抗を接続した。また、三相交流電源は２００［Ｖ］，５０［Ｈｚ］とし、電流形整流器及び電流形インバータのスイッチング周波数は１０［ｋＨｚ］、インバータ出力周波数を２８［Ｈｚ］、直流リアクトルの％インピーダンスを１４．８［％］とした。
この図４から、各相出力電流に含まれる７次高調波成分は約１［％］であることがわかる。
ここで、例えば１［ｋＨｚ］以下の低次高調波成分を１［％］以下に抑えるには、直流リアクトルのインダクタンス値を上記以上にしなくてはならないため、直流リアクトルの小形化にも自ずと限界がある。
【０００７】
一方、下記の特許文献１には、電流形インバータにおいて、直流リアクトルの小形化を可能とし、かつ、出力の高調波成分を低減するようにした電力変換装置の制御装置が開示されている。
この従来技術は、電流形インバータに入力されるリプル成分に応じて、電流形インバータから負荷に電流を流す時間と負荷を通さずに還流させる時間との関係である電流形インバータの変調率を制御する手段を備えており、前記リプル成分は実測または予測演算によって求められる。具体的には、基準変調率から直流電流のリプル成分を差し引いて得た変調率に基づいてインバータに対するＰＷＭパルス幅を調整することにより、リプル成分を見かけ上打ち消して直流リアクトルの小形化を図っている。
【０００８】
【特許文献１】
特公平７−８７６９８号公報（請求項１〜４、第２頁右欄第１９行〜第４６行、第３頁右欄第２２行〜第４頁右欄第１８行、第１図〜第３図等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記特許文献１に記載された従来技術では、実測または予測演算したリプル成分をメモリから読み取る処理や、ＰＷＭパルス幅を調整するための時間データをテーブルを参照して書き換える処理等が多数必要であり、制御が複雑である。このため、制御用に高速のＣＰＵが必要になってコスト高になるという問題があった。
【００１０】
そこで本発明は、直流リアクトルの値を大きくしたり複雑な制御を要することなく、出力電流の歪みを低減し、電力変換器の小形化、低価格化を可能にした電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源に接続されて交流を直流に変換する電流形整流器と、この電流形整流器に直流リアクトルを介して接続され、かつ、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する電流形インバータとを備えた電力変換器において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流を直流電流指令値により除算して直流電流指令補正値を算出する第１の除算手段と、電流形インバータの出力電流指令値を前記直流電流指令補正値により除算して出力電流指令補正値を算出する第２の除算手段と、前記出力電流指令補正値に従って電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
【００１２】
請求項２に記載した発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段が、前記出力電流指令補正値と搬送波とを用いて電流形インバータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する手段であることを特徴とする。
【００１３】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２記載の電力変換器の制御装置において、前記直流リアクトルを流れる直流電流が直流電流指令値に一致するように電流形整流器をＰＷＭ制御するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示す回路図であり、図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
電力変換器の構成、及び、制御装置の主要部の構成は図３と同一であり、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１５】
すなわち、図１において、１３ａは第１の除算手段としての除算器であり、以下の数式１の演算により電力変換器の直流電流検出値ｉ_ｄｃを直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊により除算して直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊を演算する。
【００１６】
【数１】

【００１７】
また、１３ｂはインバータ２の各相の出力電流指令値ｉ_Ｕ ^＊，ｉ_Ｖ ^＊，ｉ_Ｗ ^＊を前記直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊によりそれぞれ除算して各相の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊を求める第２の除算手段としての除算器であり、数式２の演算が実行される。
【００１８】
【数２】

【００１９】
上記数式１，２から、直流電流ｉ_ｄｃが減少するとインバータ２の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊が増加し、逆に、直流電流ｉ_ｄｃが増加するとインバータ２の出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊が減少することがわかる。
インバータＰＷＭ生成部１２では、出力電流指令補正値ｉ_Ｕ ^＊＊，ｉ_Ｖ ^＊＊，ｉ_Ｗ ^＊＊とインバータ搬送波発生部１５からの搬送波信号とを用いて、インバータ２のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
【００２０】
以下に、本実施形態において直流電流ｉ_ｄｃにリプルが発生しても出力電流に歪みが発生しない理由について述べる。
ＰＷＭ制御される電流形インバータにおいて、出力電流のｎ次高調波成分（ｎが奇数の場合、すなわち奇数次高調波成分）の実効値は、直流電流をＩ_ｄｃとして、インバータの出力パルス数（出力半周期のパルス数）が２ｍ＋１の場合には、数式３によって表される。なお、ｍは自然数である。
この数式３は、社団法人電気学会発行の「半導体電力変換回路」（１９９０年４月１０日発行第５版）ｐ．１５３の数式（６．３．７７）により公知となっている。
【００２１】
【数３】

【００２２】
数式３において、α_ｉはパルス幅を示しており、例えば出力パルス数が７、すなわちｍ＝３である７パルスインバータでは、図４に示すようにパルス幅α_１，α_２，α_３が定義される（前掲の「半導体電力変換回路」の図６．３．６４を参照）。また、数式３における直流電流Ｉ_ｄｃにリプル成分Ｉ_ｒが含まれると、直流電流Ｉ_ｄｃは直流成分Ｉ_ｄとリプル成分Ｉ_ｒとの和によって表され、数式４となる。
【００２３】
【数４】

【００２４】
ここで、数式３の右辺における第１の係数をＩ_ｎｃとすると、数式４から、数式５が成り立つ。
【００２５】
【数５】

【００２６】
数式５から、直流リアクトルの値が小さく直流電流Ｉ_ｄｃにリプル成分Ｉ_ｒが含まれる場合、数式３によって表される出力電流のｎ次高調波成分Ｉ_ｎにはリプル成分Ｉ_ｒが含まれ、その分だけｎ次高調波成分Ｉ_ｎが増加することがわかる。
【００２７】
そこで、この実施形態では、図１に示した除算器１３ａにより、数式４の直流電流Ｉ_ｄｃに相当する直流電流ｉ_ｄｃを、同じく数式４の直流成分Ｉ_ｄに相当する直流電流指令値ｉ_ｄｃ ^＊により除算して直流電流指令補正値ｉ_ｄｃ ^＊＊を求めることとした。すなわち、図１の直流電流ｉ_ｄｃにリプル成分が含まれる場合、除算器１３ａによる数式１の演算は数式６と等価になる。
【００２８】
【数６】

【００２９】
また、除算器１３ｂによる数式２の演算の結果、インバータ２の出力電流に含有される高調波成分の係数は、数式７となる。
【００３０】
【数７】

【００３１】
上記数式７と数式５との比較から明らかなように、本実施形態では、インバータ２の出力パルス数に関わらず、インバータ２の出力電流に含まれるｎ次高調波成分にはリプル成分Ｉ_ｒが存在しない。すなわち、インバータ２に対する出力電流指令値を生成する段階でリプル成分Ｉ_ｒの影響を除去している。
これにより、直流リアクトルのインダクタンス値を大きくする手段によらなくても、インバータ２の出力電流に含まれる高調波成分を少なくして出力電流の歪みを低減することができる。
【００３２】
以下に、この実施形態による効果をシミュレーションにより確認した結果を述べる。条件としては、図４の場合と同様に、インバータ出力容量を１．５［ｋＷ］とし、インバータの負荷には抵抗を接続した。また、三相交流電源は２００［Ｖ］，５０［Ｈｚ］とし、電流形整流器及び電流形インバータのスイッチング周波数は１０［ｋＨｚ］とした。
【００３３】
図５は、インバータ出力周波数を２８［Ｈｚ］、直流リアクトルの％インピーダンスを２．９６［％］とした場合の、各相出力電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_ＷのＦＦＴ高調波解析結果を示している。このように直流リアクトルの％インピーダンスを図４の約１／５とした場合にも、各相出力電流に含まれる１［ｋＨｚ］以下の低次高調波成分は１［％］以下であることがわかる。
図６は同じ条件における従来技術のＦＦＴ高調波解析結果であり、５次、７次の低次高調波成分が１［％］を超えているのがわかる。
【００３４】
また、図７，図８はインバータ出力周波数を３３［Ｈｚ］として他の条件を図５，図６と同様にした場合、図９，図１０はインバータ出力周波数を４２［Ｈｚ］として他の条件を図５，図６と同様にした場合のＦＦＴ高調波解析結果であり、図７，図９は本実施形態、図８，図１０は従来技術を示している。
これらの図からも、本実施形態によれば、直流リアクトルのインダクタンス値が小さく、直流電流にリプルが発生している場合でもインバータの出力電流に含まれる低次高調波成分を低減できることが明らかである。
【００３５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電力変換器の直流リアクトルを流れる直流電流及び直流電流指令値を用いて直流電流指令補正値を算出すると共に、この直流電流指令補正値により補正して得た出力電流指令補正値に従って電流形インバータを制御するものである。これにより、インバータの出力電流指令値を生成する過程で、直流電流に含まれるリプル成分を見かけ上、除去することができ、直流リアクトルのインダクタンス値を大きくしたり複雑な制御を要することなく、出力電流の歪みを低減して小形かつ低価格の電力変換器を提供することができる。
特に、本発明では図３の従来技術に除算手段を付加するだけの簡単な構成によって実現可能であるから、経済的に大きな効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す構成図である。
【図２】本発明の実施形態におけるＰＷＭパルスの波形図である。
【図３】従来技術を示す構成図である。
【図４】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図５】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図６】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図７】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図８】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図９】本発明の実施形態によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【図１０】従来技術によるインバータ出力電流のＦＦＴ高調波解析結果を示す図である。
【符号の説明】
１：電流形整流器
２：電流形インバータ
３：直流リアクトル
１０：整流器ＰＷＭ生成部
１１：ＰＩ調節器
１２：インバータＰＷＭ生成部
１３ａ，１３ｂ：除算器
１４：整流器搬送波発生部
１５：インバータ搬送波発生部
１６：電流検出器
１７：加算器
１０１Ｔ，１０２Ｔ，１０３Ｔ，１０４Ｔ，１０５Ｔ，１０６Ｔ，２０１Ｔ，２０２Ｔ，２０３Ｔ，２０４Ｔ，２０５Ｔ，２０６Ｔ：半導体スイッチング素子１０１Ｄ，１０２Ｄ，１０３Ｄ，１０４Ｄ，１０５Ｄ，１０６Ｄ，２０１Ｄ，２０２Ｄ，２０３Ｄ，２０４Ｄ，２０５Ｄ，２０６Ｄ：ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power converter control device that enables downsizing of a power converter and reduction of distortion of an output current.
[0002]
[Prior art]
FIG. 3 shows a conventional power converter that performs AC-DC-AC conversion using a current source rectifier and a current source inverter, and a control device therefor.
In FIG. 3, reference numeral 1 denotes a full-bridge current source rectifier connected to three-phase input terminals R, S, and T.

Semiconductor switching elements

101T, 102T, 103T, 104T, 105T, 106T, and a diode 101D, such as IGBTs. , 102D, 103D, 104D, 105D, and 106D. Reference numeral 2 denotes a full-bridge current source inverter connected to the three-phase output terminals U, V, W, and includes

semiconductor switching elements

201T, 202T, 203T, 204T, 205T, 206T and

diodes

201D, 202D, 203D, 204D, 205D, and 206D.
A DC reactor 3 is connected between the current source rectifier 1 and the current source inverter 2.
[0003]
The configuration of the control device for the power converter will be described together with the operation. The DC current i _dc detected by the current detector 16 is subtracted from the DC current command value i _dc ^* by the adder 17, and the deviation is expressed as PI ( The signal is input to the rectifier PWM generator 10 via the proportional / integrator controller 11.
The rectifier PWM generator 10 also receives a carrier signal from the rectifier carrier generator 14. The PWM generator 10 generates a PWM signal based on these input signals, and the PWM signal generates a current signal from the current source rectifier 1. Each switching element is turned on and off to control the direct current i _dc . That is, the output current i _dc of the current source rectifier 1 is controlled by PI control.
[0004]
On the other hand, on the current source inverter 2 side, the carrier wave signal from the inverter carrier wave generator 15 and the output current command values i _U ^* , i _V ^* , i _W ^* of the inverter 2 are input to the inverter PWM generator 12. The PWM generator 12 generates a PWM signal based on these input signals, and turns on and off each switching element of the current source inverter 2 by the PWM signal to output currents i _U , i _V , i _{W of the} inverter 2. Is controlling.
[0005]
Here, a low frequency current ripple such as six times the power supply frequency is generated in the direct current i _dc by the operation of the rectifier 1, and this current ripple becomes larger as the inductance value of the direct current reactor 3 becomes smaller. For this reason, a low frequency current ripple is superimposed on the output current of the inverter 2.
When an electric motor is connected as the load of the inverter 2, torque ripples of the electric motor are generated due to the low frequency current ripple, which may cause noise or damage the load machine. Further, distortion of the output current of the inverter 2 is also caused by distortion and fluctuation of the power supply voltage, and resonance of a filter (not shown) connected to the main circuit.
Therefore, in order to sufficiently reduce the distortion of the output current of the current source inverter 2, it is necessary to increase the inductance value of the DC reactor 3, which increases the size of the power converter and increases the cost due to the increase in the volume of components. It was.
[0006]
FIG. 4 is a result of FFT (Fast Fourier Transform) harmonic analysis of each phase output current of the current source inverter 2 obtained by simulation. The inverter output capacity was assumed to be 1.5 [kW], and a resistor was connected to the load of the inverter. The three-phase AC power supply is 200 [V], 50 [Hz], the switching frequency of the current source rectifier and the current source inverter is 10 [kHz], the inverter output frequency is 28 [Hz], and the% impedance of the DC reactor is 14 .8 [%].
From FIG. 4, it can be seen that the seventh harmonic component contained in each phase output current is about 1%.
Here, for example, in order to suppress a low-order harmonic component of 1 [kHz] or less to 1 [%] or less, the inductance value of the DC reactor must be set to the above or more, and thus the size reduction of the DC reactor is naturally limited. There is.
[0007]
On the other hand, Patent Document 1 below discloses a control device for a power conversion device that enables downsizing of a DC reactor and reduces output harmonic components in a current source inverter.
This prior art controls the modulation factor of the current source inverter, which is the relationship between the time for current to flow from the current source inverter to the load and the time for reflux without passing through the load, depending on the ripple component input to the current source inverter. The ripple component is obtained by actual measurement or prediction calculation. Specifically, by adjusting the PWM pulse width for the inverter based on the modulation factor obtained by subtracting the ripple component of the DC current from the reference modulation factor, the ripple component is apparently canceled to reduce the size of the DC reactor. Yes.
[0008]
[Patent Document 1]
JP-B-7-87698 (Claims 1-4, page 2, right column, lines 19 to 46, page 3, right column, line 22 to page 4, right column, line 18, FIG. 1 to FIG. (Fig. 3)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
The prior art described in Patent Document 1 requires a large number of processes such as reading a measured or predicted ripple component from a memory, rewriting time data for adjusting a PWM pulse width with reference to a table, and the like. The control is complicated. For this reason, there has been a problem that a high-speed CPU is required for control and the cost is increased.
[0010]
Therefore, the present invention provides a control device for a power converter that reduces output current distortion and enables downsizing and cost reduction of the power converter without increasing the value of the DC reactor or requiring complicated control. It is something to be offered.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is a current source rectifier that is connected to an AC power source and converts AC to DC, and is connected to the current source rectifier via a DC reactor, In a power converter comprising a current source inverter that converts power into alternating current and supplies power to a load,
A first dividing means for calculating a DC current command correction value by dividing a DC current flowing through the DC reactor by a DC current command value; and dividing an output current command value of the current source inverter by the DC current command correction value. A second dividing unit for calculating an output current command correction value; and a unit for generating a drive signal for the semiconductor switching element of the current source inverter according to the output current command correction value.
[0012]
According to a second aspect of the present invention, in the power converter control device according to the first aspect, the means for generating the drive signal of the semiconductor switching element of the current source inverter uses the output current command correction value and the carrier wave. It is a means for generating a PWM signal for PWM control of the current source inverter.
[0013]
According to a third aspect of the present invention, in the power converter control device according to the first or second aspect, the current source rectifier is PWM-controlled so that the direct current flowing through the direct current reactor matches the direct current command value. is there.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and the same reference numerals are given to the same components as those in FIG.
The configuration of the power converter and the configuration of the main part of the control device are the same as those in FIG. 3, and different portions will be mainly described below.
[0015]
That is, in FIG. 1, 13a is a divider as the first dividing means, and the DC current detection value i _dc of the power converter is divided by the DC current command value i _dc ^* by the calculation of the following formula 1. The current command correction value i _dc ^** is calculated.
[0016]
[Expression 1]

[0017]
Moreover, 13b of each phase of the output current command value _i ^U * of the inverter _{_2, ⁱ} V _^*, ⁱ ^W * said DC current command correction value _i ^{dc **} by dividing each phase of the output current command correction value i _U ^_**, _i ^V ^**, a divider as a second dividing means for obtaining a ^{i W **,} calculation of equation 2 is performed.
[0018]
[Expression 2]

[0019]
From the

above formulas

1 and 2, when the DC current i _dc decreases, the output current command correction values i _U ^** , i _V ^** and i _W ^{** of the} inverter 2 increase, and conversely, when the DC current i _dc increases. output current instruction correction value _i ^U ** inverter _{^{_{^{2, i V **, i W}}}} ** is seen to decrease.
The inverter PWM generator 12 drives the switching element of the inverter 2 using the output current command correction values i _U ^** , i _V ^** , i _W ^** and the carrier signal from the inverter carrier generator 15. PWM signal is generated.
[0020]
Hereinafter, the reason why the output current is not distorted even when ripple occurs in the DC current i _dc in this embodiment will be described.
In a current source inverter that is PWM-controlled, the effective value of the n-order harmonic component of the output current (when n is an odd number, that is, an odd-order harmonic component) is the number of output pulses of the inverter (output) with DC current as I _dc When the number of pulses in a half cycle is 2m + 1, it is expressed by Equation 3. Note that m is a natural number.
This Equation 3 is a “semiconductor power conversion circuit” published by the Institute of Electrical Engineers of Japan (5th edition, published on April 10, 1990) p. It is known from the formula (153.6.37) of 153.
[0021]
[Equation 3]

[0022]
In Formula 3, α _i indicates a pulse width. For example, in a 7-pulse inverter having 7 output pulses, that is, m = 3, pulse widths α ₁ , α ₂ , and α ₃ are defined as shown in FIG. (See FIG. 6.3.64 in “Semiconductor Power Conversion Circuit” above). Also, when include ripple component _{I r} into a direct current _{I dc} in equation 3, the DC current _{I dc} is expressed by the sum of the DC component _{I d} and ripple component _{I r,} the formula 4.
[0023]
[Expression 4]

[0024]
Here, when the first coefficient on the right side of Equation 3 is I _nc , Equation 5 is established from Equation 4.
[0025]
[Equation 5]

[0026]
From Equation 5, if the value of the DC reactor is included ripple component I _r for small DC current I _dc, contains the ripple component I _r for the n-th harmonic component I _n of the output current, represented by formula 3, it can be seen that the amount corresponding the n-th harmonic component I _n increases.
[0027]
Therefore, in this embodiment, the divider 13a shown in FIG. 1, a DC current i _dc corresponding to the DC current I _dc in Equation 4, also the DC current command value i _dc corresponding to the DC component I _d of Equation 4 ^The DC current command correction value i _dc ^** is determined by dividing by ^* . That is, when the DC current i _dc of FIG. 1 includes a ripple component, the calculation of Equation 1 by the divider 13a is equivalent to Equation 6.
[0028]
[Formula 6]

[0029]
Further, as a result of the calculation of Formula 2 by the divider 13b, the coefficient of the harmonic component contained in the output current of the inverter 2 is expressed by Formula 7.
[0030]
[Expression 7]

[0031]
As is apparent from a comparison between the equation 7 and equation 5, in the present embodiment, regardless of the number of output pulses inverter 2, the ripple component I _r for the n-th harmonic component included in the output current of the inverter 2 not exist. That is, to remove the influence of the ripple component I _r at the stage of generating an output current command value to the inverter 2.
Thereby, even if it does not depend on the means to enlarge the inductance value of a direct current reactor, the harmonic component contained in the output current of the inverter 2 can be decreased and distortion of an output current can be reduced.
[0032]
Below, the result of having confirmed the effect by this embodiment by simulation is described. As the conditions, as in the case of FIG. 4, the inverter output capacity was 1.5 [kW], and a resistor was connected to the load of the inverter. The three-phase AC power supply was 200 [V], 50 [Hz], and the switching frequency of the current source rectifier and the current source inverter was 10 [kHz].
[0033]
FIG. 5 shows the result of FFT harmonic analysis of each phase output current i _U , i _V , i _W when the inverter output frequency is 28 [Hz] and the% impedance of the DC reactor is 2.96 [%]. ing. Thus, even when the% impedance of the DC reactor is about 1/5 in FIG. 4, the low-order harmonic component of 1 [kHz] or less included in each phase output current may be 1 [%] or less. Recognize.
FIG. 6 shows the result of conventional FFT harmonic analysis under the same conditions. It can be seen that the fifth and seventh order lower harmonic components exceed 1 [%].
[0034]
7 and 8 show that the inverter output frequency is 33 [Hz] and other conditions are the same as those shown in FIGS. 5 and 6. FIGS. 9 and 10 show that the inverter output frequency is 42 [Hz] and other conditions. 5 and FIG. 6 show the results of FFT harmonic analysis, FIGS. 7 and 9 show the present embodiment, and FIGS. 8 and 10 show the prior art.
Also from these figures, according to the present embodiment, it is clear that the low-order harmonic component included in the output current of the inverter can be reduced even when the inductance value of the DC reactor is small and ripple is generated in the DC current. is there.
[0035]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the DC current command correction value is calculated using the DC current flowing through the DC reactor of the power converter and the DC current command value, and the DC current command correction value is corrected and obtained. The current source inverter is controlled in accordance with the output current command correction value. As a result, in the process of generating the output current command value of the inverter, the ripple component included in the direct current can be apparently removed, and the output value can be output without increasing the inductance value of the direct current reactor or complicated control. A small and low-cost power converter can be provided by reducing current distortion.
In particular, the present invention can be realized by a simple configuration in which the dividing means is added to the prior art of FIG.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram of a PWM pulse in the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a conventional technique.
FIG. 4 is a diagram showing the result of FFT harmonic analysis of inverter output current according to the prior art.
FIG. 5 is a diagram showing a result of FFT harmonic analysis of the inverter output current according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a result of FFT harmonic analysis of inverter output current according to the prior art.
FIG. 7 is a diagram showing the result of FFT harmonic analysis of the inverter output current according to the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a result of FFT harmonic analysis of inverter output current according to the prior art.
FIG. 9 is a diagram showing the result of FFT harmonic analysis of the inverter output current according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a result of FFT harmonic analysis of inverter output current according to the prior art.
[Explanation of symbols]
1: Current source rectifier 2: Current source inverter 3: DC reactor 10: Rectifier PWM generator 11: PI controller 12: Inverter PWM generator 13a, 13b: Divider 14: Rectifier carrier generator 15: Inverter carrier generator 16 : Current detector 17:

Adders

101T, 102T, 103T, 104T, 105T, 106T, 201T, 202T, 203T, 204T, 205T, 206T:

Semiconductor switching elements

101D, 102D, 103D, 104D, 105D, 106D, 201D, 202D , 203D, 204D, 205D, 206D: diode

Claims

交流電源に接続されて交流を直流に変換する電流形整流器と、この電流形整流器に直流リアクトルを介して接続され、かつ、直流を交流に変換して負荷に電力を供給する電流形インバータとを備えた電力変換器において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流を直流電流指令値により除算して直流電流指令補正値を算出する第１の除算手段と、
前記電流形インバータの出力電流指令値を前記直流電流指令補正値により除算して出力電流指令補正値を算出する第２の除算手段と、
前記出力電流指令補正値に従って前記電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。A current source rectifier that is connected to an AC power source and converts AC to DC, and a current source inverter that is connected to the current source rectifier via a DC reactor and that converts DC to AC and supplies power to a load. In the provided power converter,
First dividing means for calculating a DC current command correction value by dividing a DC current flowing through the DC reactor by a DC current command value;
Second division means for calculating an output current command correction value by dividing an output current command value of the current source inverter by the DC current command correction value;
Means for generating a drive signal for the semiconductor switching element of the current source inverter according to the output current command correction value;
An apparatus for controlling a power converter, comprising:

請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記電流形インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段が、前記出力電流指令補正値と搬送波とを用いて前記電流形インバータをＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成する手段であることを特徴とする電力変換器の制御装置。In the control apparatus of the power converter according to claim 1,
The means for generating a drive signal for the semiconductor switching element of the current source inverter is a means for generating a PWM signal for PWM control of the current source inverter using the output current command correction value and a carrier wave. A power converter control device.

請求項１または２記載の電力変換器の制御装置において、
前記直流リアクトルを流れる直流電流が直流電流指令値に一致するように前記電流形整流器をＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換器の制御装置。In the control apparatus of the power converter according to claim 1 or 2,
A control device for a power converter, wherein the current source rectifier is PWM-controlled so that a direct current flowing through the direct current reactor matches a direct current command value.