JP3963597B2 - 短絡保護回路 - Google Patents
短絡保護回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3963597B2 JP3963597B2 JP29757798A JP29757798A JP3963597B2 JP 3963597 B2 JP3963597 B2 JP 3963597B2 JP 29757798 A JP29757798 A JP 29757798A JP 29757798 A JP29757798 A JP 29757798A JP 3963597 B2 JP3963597 B2 JP 3963597B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- transistor
- gate
- channel enhancement
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源回路におけるいわゆる短絡保護回路に係り、特に、半導体集積回路において用いられる定電圧レギュレータにおける短絡保護回路の改良に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種の回路としては、例えば図4に示されたようなものが公知・周知となっている。
以下、同図を参照しつつこの従来の定電圧レギュレータにおける短絡保護回路について概括的に説明する。
まず、この定電圧レギュレータは、被安定化電圧VDDが印加される入力端子40と、図示されない負荷が接続される出力端子41との間に、直列にPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタによる出力トランジスタP1が設けられており、この出力トランジスタP1が、次述するように出力電圧のフィードバックに応じてその導通中状態が制御されて、出力電圧の安定化が図られるようになっている。
すなわち、出力電圧は、2つの抵抗器R3,R4により分圧されて誤差増幅器OP1の非反転入力端子に印加され、この誤差増幅器OP1の反転入力端子に印加される基準電圧VREFと大小比較されるようになっている。そして、基準電圧VREFとの差に応じた電圧が誤差増幅器OP1により出力され、出力トランジスタP1のゲートに印加される結果、出力電圧の安定化が図られるようになっている。
【0003】
また、この定電圧レギュレータにおいては、出力端子41から所定以上の出力電流が出力されないようにして回路保護を図るいわゆる短絡保護回路Sが形成されている。すなわち、まず、出力端子41を介して図示されない負荷に流れる電流が必要以上に流れると、抵抗器R2における電圧降下が増大し、終にNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタN1のいわゆるスレッショルド電圧を超えるとNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタN1が導通するようになっている。その結果、PチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタP2も導通し、出力トランジスタP1のゲート電圧が入力端子40に印加された正電圧VDDに保持されるため、出力トランジスタP1が非導通状態となり、出力電流の過出力が抑圧されて回路保護がなされるようになっている。
この従来回路は、実際には、N型半導体基板をベースにして、出力トランジスタP1等を形成して集積回路化されるものである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の定電圧レギュレータは、正電圧の安定化を図るものであるが、集積回路において負電圧の安定化が必要となることもある。
このような場合に、例えば、上述したようなN型半導体基板をベースにしてなる負電圧用の定電圧レギュレータ回路においては、図4におけるNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタN1をPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタに変える必要がある。
しかしながら、回路全体がN型半導体基板をベースとしており、PチャンネルCMOSトランジスタが形成される部位を、正電圧VDDから分離することが半導体製造プロセスとの関係から不可能であるため、負電圧用の定電圧レギュレータにおいては、上述したような短絡保護回路を備えた回路構成とすることができないという問題があった。
本発明は、上記実状に鑑みてなされたもので、正電圧用の定電圧レギュレータを製造する場合と同じ半導体製造プロセスにより製造することができる負電圧用の定電圧レギュレータにおける短絡保護回路を提供するものである。
本発明の他の目的は、従来に比して動作電流の安定化を図ることができる短絡保護回路を提供することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項1に係る発明は、被安定化電圧が印加される入力端子と、安定化電圧とが出力される出力端子との間に、NチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタによる出力トランジスタが直列接続され、前記出力端子における出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との大小比較により前記出力トランジスタの動作が制御されるよう構成されると共に、N型半導体基板をベースに集積回路化されてなる定電圧レギュレータにおける短絡保護回路であって、ソースが前記出力トランジスタのソースに、ドレインが前記出力トランジスタのゲートに、それぞれ接続されてなる第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが共通電位に保持され、ドレインが第1の抵抗器を介して前記入力端子に接続されると共に、当該第1の抵抗器とドレインとの接続点が前記第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲートに接続されてなる第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが前記入力端子に、ドレインが第2の抵抗器を介して前記出力端子に、それぞれ接続されると共に、ゲートが前記出力トランジスタのゲートに接続されてなる第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが前記第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインと前記第2の抵抗器との接続点に、ゲートが前記第2の抵抗器と前記出力端子との接続点に、それぞれ接続されてなる第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ドレインが前記第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲート及び前記第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインに接続される一方、ソース及びゲートが共通電位に保持されてなる第2のPチャンネルディプレッションCMOSトランジスタと、を具備してなることを特徴とする。
請求項2に係る発明は、請求項1記載の短絡保護回路において、出力端子と共通電位との間には、複数の分圧抵抗器が直列接続されて、前記複数の分圧抵抗器の所定の接続点における分圧電圧がフィードバック電圧とされる一方、誤差増幅器が設けられ、当該誤差増幅器の非反転入力端子には所定の基準電圧が、反転入力端子には前記フィードバック電圧が、それぞれ印加される一方、当該誤差増幅器の出力端子は出力トランジスタのゲートに接続されてなることを特徴とする。
請求項3に係る発明は、被安定化電圧が印加される入力端子と、安定化電圧とが出力される出力端子との間に、PチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタによる出力トランジスタが直列接続され、前記出力端子における出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との大小比較により前記出力トランジスタの動作が制御されるよう構成されると共に、P型半導体基板をベースに集積回路化されてなる定電圧レギュレータにおける短絡保護回路であって、ソースが前記出力トランジスタのソースに、ドレインが前記出力トランジスタのゲートに、それぞれ接続されてなる第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが共通電位に保持され、ドレインが第1の抵抗器を介して前記入力端子に接続されると共に、当該第1の抵抗器とドレインとの接続点が前記第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲートに接続されてなる第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが前記入力端子に、ドレインが第2の抵抗器を介して前記出力端子に、それぞれ接続されると共に、ゲートが前記出力トランジスタのゲートに接続されてなる第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ソースが前記第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインと前記第2の抵抗器との接続点に、ゲートが前記第2の抵抗器と前記出力端子との接続点に、それぞれ接続されてなる第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、ドレインが前記第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲート及び前記第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインに接続される一方、ソース及びゲートが共通電位に保持されてなる第2のNチャンネルディプレッションCMOSトランジスタと、を具備してなることを特徴とする。
請求項4に係る発明は、請求項3記載の短絡保護回路において、出力端子と共通電位との間には、複数の分圧抵抗器が直列接続されて、前記複数の分圧抵抗器の所定の接続点における分圧電圧がフィードバック電圧とされる一方、誤差増幅器が設けられ、当該誤差増幅器の反転入力端子には所定の基準電圧が、非反転入力端子には前記フィードバック電圧が、それぞれ印加される一方、当該誤差増幅器の出力端子は出力トランジスタのゲートに接続されてなることを特徴とする。
【0008】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図1乃至図3を参照しつつ説明する。
最初に、第1の回路構成例について、図1を参照しつつ説明する。
この第1の回路構成例における短絡保護回路は、N型半導体基板を用いて集積回路化されてなる負電圧用の定電圧レギュレータに設けられるもので、次述するように回路構成されたものである。
すなわち、まず、この第1の回路構成例における定電圧レギュレータは、被安定化電圧である負電圧VSSが印加される負電圧入力端子12と、安定化電圧が出力される出力端子13との間に、NチャンネルエンハンスメントCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)出力トランジスタ(図1においては「N1」と表記)1が、そのソース側が負電圧入力端子12に、ドレイン側が出力端子13側に、それぞれ位置するように直列接続されている。
このNチャンネルエンハンスメントCMOS出力トランジスタ(以下「出力トランジスタ」と言う)1のゲートには、誤差増幅器(図1においては「OP1」と表記)7の出力端子が接続されている。
誤差増幅器7は、例えば、演算増幅器を用いてなるもので、その非反転入力端子には、基準電圧VREFが印加されるようになっており、また、反転入力端子には、出力電圧がいわゆる抵抗分圧されたものが印加されるようになっている。
【0009】
すなわち、出力端子13と共通端子15との間には、第3の抵抗器(図1においては「R3」と表記)10と第4の抵抗器(図1においては「R4」と表記)11とが直列接続されており、相互の接続点が先の誤差増幅器7の反転入力端子に接続されることで、出力電圧を分圧した電圧がいわゆるフィードバック電圧として誤差増幅器7へ入力されるようになっている。
そして、誤差増幅器7は、非反転入力端子に印加された基準電圧VREFと反転入力端子に印加されたフィードバック電圧との差に応じた電圧を出力するようになっている。すなわち、誤差増幅器7は、フィードバック電圧が基準電圧を下回る場合には、その差に対応する正電圧を、また、フィードバック電圧が基準電圧を超える場合には、その差に対応する負電圧を、それぞれ出力するようになっている。
【0010】
また、この定電圧レギュレータにおいては、次述するように短絡保護回路S1が構成されている。
まず、負電圧入力端子12と出力端子13との間には、第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図1においては「N3」と表記)3と第2の抵抗器(図1においては「R2」と表記)9とが直列接続されている。すなわち、第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第3のNMOS」と言う)3のソースは、負電圧入力端子12に接続される一方、ドレインは、第2の抵抗器9の一端に接続されており、第2の抵抗器9の他端は、出力端子13に接続されている。さらに、第3のNMOS3のゲートは、先の誤差増幅器7の出力端子に接続されている。
また、第2の抵抗器9と第3のNMOS3のドレインとの接続点には、過電流検出用の第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図1においては「N4」と表記)4のソースが接続され、第2の抵抗器9の他端には、第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第4のNMOS」と言う)4のゲートが接続されている。
そして、第4のNMOS4のドレインは、第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図1においては「P1」と表記)5のゲート及び第2のPチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(図1においては「P2」と表記)6のドレインに接続されたものとなっている。
【0011】
第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第1のPMOS」と言う)5は、そのドレインが、第1の抵抗器(図1においては「R1」と表記)8を介して負電圧入力端子12に印加された負の電圧VSSが印加されるようになっていると共に、第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図1においては「N2」と表記)2のゲートに接続されている。
また、第1のPMOS5のソースは、所定の共通電位が印加されるようになっている。すなわち、この回路構成例では、正電圧入力端子14と、出力側の共通端子15とが接続されて、正電圧入力端子14には、所定の正電圧VDDが印加されるようになっている。そして、先の第1のPMOS5のソース及び第2のPチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(以下「第2のPMOS」と言う)6のソース並びに第2のPMOS6のゲートは、共にこの正電圧入力端子14及び共通端子15に接続されるようになっており、共通電位VDDに保持されるようになっている。
一方、先の第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第2のNMOS」と言う)2は、ソースが出力トランジスタ1のソースに、ドレインが出力トランジスタ1のゲートに、それぞれ接続されたものとなっている。
【0012】
次に、かかる構成における動作について説明する。
まず、入力された電圧に対する安定化動作について説明すれば、この安定化動作は、基本的に従来と変わるところがないものである。すなわち、出力電圧VOUTは、第3及び第4の抵抗器10,11によりいわゆる抵抗分圧されて、VOUT×{R4/(R3+R4)}で表される(R3,R4はそれぞれ第3及び第4の抵抗器10,11の抵抗値とする)大きさの分圧電圧で誤差増幅器7へフィードバックされるようになっている。
誤差増幅器7においては、抵抗分圧によりフィードバックされた電圧と基準電圧VREFとの大小比較が行われ、フィードバックされた分圧電圧が基準電圧VREFを下回る場合には、誤差増幅器7からは、2つの電圧の差に対応する正の電圧が出力されて、出力トランジスタ1のゲートに印加される結果、出力トランジスタ1の導通抵抗が小さくなり、出力電圧が上昇することとなる。
【0013】
次に、短絡保護動作について説明すれば、まず、誤差増幅器7の反転入力端子へのフィードバック電圧が基準電圧VREFを上回ると、誤差増幅器7からは、その2つの電圧の差に対応する負の電圧が出力されるため、出力トランジスタ1の導通抵抗が大きくなり、出力電圧が低下することとなる。このようにして出力電圧に対応する分圧電圧のフィードバックにより出力トランジスタ1の導通状態が制御される結果、出力電圧は基準電圧VREFに安定化されるようになっている。
【0014】
一方、出力端子13に図示されない負荷が接続されて負荷電流が流れると、第2の抵抗器9にも、その負荷電流の大きさ応じた電流が流れ、電圧降下が生ずるようになっている。
そして、第2の抵抗器9における電圧降下が増加し、その大きさが第4のNMOS4のいわゆる基板電位から上昇してスレッショルド電圧付近に達すると第4のNMOS4が導通状態となる。ここで、第4のNMOS4のドレインに接続された第2のPMOS6のゲートには、基板電位である正電圧VDDが印加されているために、第4のNMOS4の動作電流は、第2のPMOS6の物理的なサイズに応じて低く抑圧されることとなる。
その結果、出力トランジスタ1が導通状態となり、第1の抵抗器8に電流が流れて電圧降下が生じ、この第1の抵抗器8の両端の電圧は、第2のNMOS2の基板電位からスレッショルド電圧付近まで上昇することとなるため、第2のNMOS2が導通することとなる。この第2のNMOS2の導通により、出力トランジスタ1のゲート電圧は、負電圧VSSに保持されるため、出力トランジスタ1は非導通状態となり、過大な電流出力が回避されることとなり、回路保護が図られるようになっている。
【0015】
次に、第2の回路構成例について、図2を参照しつつ説明する。
この第2の回路構成例は、P型半導体基板を用いて集積回路化された正電圧用の定電圧レギュレータで、その基本的な構成は、先の第1の回路構成例と同様のものである。なお、先の図1に示された構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付することとする。
以下、この第2の回路構成例について図2を参照しつつ説明する。
まず、この第2の回路構成例における定電圧レギュレータは、被安定化電圧である正電圧VDDが印加される正電圧入力端子27と、安定化電圧が出力される出力端子28との間に、PチャンネルエンハンスメントCMOS出力トランジスタ(図2においては「P1」と表記)21が、そのソース側が正電圧入力端子27に、ドレイン側が出力端子28側に、それぞれ位置するように直列接続されている。
このPチャンネルエンハンスメントCMOS出力トランジスタ(以下「出力トランジスタ」と言う)21のゲートには、誤差増幅器7の出力端子が接続されている。
誤差増幅器7は、例えば、演算増幅器を用いてなるもので、その反転入力端子には、基準電圧VREFが印加されるようになっており、また、非反転入力端子には、出力電圧がいわゆる抵抗分圧されたものが印加されるようになっている。
【0016】
すなわち、出力端子28と共通端子30との間には、第3の抵抗器10と第4の抵抗器11とが直列接続されており、相互の接続点が先の誤差増幅器7の非反転入力端子に接続されることで、出力電圧を分圧した電圧がいわゆるフィードバック電圧として誤差増幅器7へ入力されるようになっている。
そして、誤差増幅器7は、反転入力端子に印加された基準電圧VREFと非反転入力端子に印加されたフィードバック電圧との差に応じた電圧を出力するようになっている。すなわち、誤差増幅器7は、フィードバック電圧が基準電圧を下回る場合には、その差に対応する負電圧を、また、フィードバック電圧が基準電圧を超える場合には、その差に対応する正電圧を、それぞれ出力するようになっている。
【0017】
また、この定電圧レギュレータにおいては、次述するように短絡保護回路S2が構成されている。
まず、正電圧入力端子27と出力端子28との間には、第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図2においては「P3」と表記)23と第2の抵抗器9とが直列接続されている。すなわち、第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第3のPMOS」と言う)23のソースは、正電圧入力端子27に接続される一方、ドレインは、第2の抵抗器9の一端に接続されており、第2の抵抗器9の他端は、出力端子28に接続されている。さらに、第3のPMOS23のゲートは、先の誤差増幅器7の出力端子に接続されている。
また、第2の抵抗器9と第3のPMOS23のドレインとの接続点には、過電流検出用の第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図2においては「P4」と表記)24のソースが接続され、第2の抵抗器9の他端には、第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第4のPMOS」と言う)24のゲートが接続されている。
そして、第4のPMOS24のドレインは、第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図2においては「N1」と表記)25のゲート及び第2のNチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(図2においては「N2」と表記)26のドレインに接続されたものとなっている。
【0018】
第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第1のNMOS」と言う)25は、そのドレインが、第1の抵抗器8を介して正電圧入力端子27に印加された正の電圧VDDが印加されるようになっている共に、第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(図2においては「P2」と表記)22のゲートに接続されている。
また、第1のNMOS25のソースは、所定の共通電位が印加されるようになっている。すなわち、この回路構成例では、負電圧入力端子29と、出力側の共通端子30とが接続されて、負電圧入力端子29には、所定の負電圧VSSが印加されるようになっている。そして、先の第1のNMOS25のソース及び第2のNチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(以下「第2のNMOS」と言う)26のソース並びに第2のNMOS26のゲートは、共にこの負電圧入力端子29及び共通端子30に接続されるようになっており、共通電位VSSに保持されるようになっている。
一方、先の第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(以下「第2のPMOS」と言う)22は、ソースが出力トランジスタ21のソースに、ドレインが出力トランジスタ21のゲートに、それぞれ接続されたものとなっている。
【0019】
次に、かかる構成における動作について説明する。
まず、入力された電圧に対する安定化動作は、基本的に図1に示された第1の回路構成例と同様であるので、ここでは概括的に説明することとする。
出力端子28における出力電圧が変動し、誤差増幅器7において、出力電圧に対応する第3及び第4の抵抗器10,11による分圧電圧が、基準電圧VREFを下回ると、誤差増幅器7からはその2つの電圧の差に対応する負の電圧が出力されて、出力トランジスタ21の導通抵抗が小さくなり、出力電圧が上昇することとなる。
一方、誤差増幅器7において、分圧電圧が、基準電圧VREFを上回ると、誤差増幅器7からはその2つの電圧の差に対応する正の電圧が出力されて、出力トランジスタ21の導通状態抵抗が大きくなり、出力電圧が低下することとなる。
このようにして出力電圧に対応する分圧電圧のフィードバックにより出力トランジスタ21の導通状態が制御される結果、出力電圧は基準電圧VREFに安定化されるようになっている。
【0020】
次に、短絡保護動作について説明する。
まず、出力端子28に図示されない負荷が接続されて負荷電流が流れると、第2の抵抗器9にも、その負荷電流の大きさ応じた電流が流れ、電圧降下が生ずるのは、先の図1に示された第1の回路構成例の場合と同様である。
そして、第2の抵抗器9における電圧降下が増加し、その大きさが第4のPMOS24のいわゆる基板電位から上昇してスレッショルド電圧付近に達すると第4のPMOS24が導通状態となる。ここで、第4のPMOS24のドレインに接続された第2のNMOS26のゲートには、いわゆる基板電位である負電圧VSSが印加されているために、第4のPMOS24の動作電流は、第2のNMOS26の物理的なサイズに応じて低く抑圧されることとなる。
その結果、出力トランジスタ21が導通状態となり、第1の抵抗器8に電流が流れて電圧降下が生じ、この第1の抵抗器8の両端の電圧は、第2のPMOS22のいわゆる基板電位からスレッショルド電圧付近まで上昇することとなるため、第2のPMOS22が導通することとなる。そして、この第2のPMOS22の導通により、出力トランジスタ21のゲート電圧は、負電圧VDDに保持されるため、出力トランジスタ21は非導通状態となり、過大な電流出力が回避されて、回路保護が図られるようになっている。
【0021】
図3には、上述した構成を有してなる定電圧レギュレータの出力特性が示されており、同図によれば、所定以上の出力電流を得ようとすると、出力電圧が低下してゆき、最終的には出力電圧が零となって回路保護が確実に図られるようになっていることが確認できる。
【0022】
【発明の効果】
以上、述べたように、本発明によれば、短絡保護回路において過電流検出用のCMOSトランジスタを、ディプレッションCMOSトランジスタを用いて集積回路のベースとなる半導体基板に接続するような構成とすることにより、正電圧を安定化する定電圧レギュレータにおける短絡保護回路を集積回路化する場合と、負電圧を安定化する定電圧レギュレータにおける短絡保護回路を集積回路化する場合とで、同一の半導体基板をベースとして製造することができることとなるので、安定化する電圧の極性によって基本的な回路構成や、製造プロセスを違える必要がなくなり、電圧の極性に関わりなく比較的簡易な回路構成、製造プロセスにより集積回路化された短絡保護回路を提供することができるという効果を奏するものである。
また、特に、過電流検出用のエンハンスメントCMOSトランジスタのドレイン側にディプレッショントランジスタCMOSトランジスタを接続したので、短絡保護動作の際に、従来に比して、動作電流の安定化を図ることができるという効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態における短絡保護回路を有する定電圧レギュレータの第1の回路構成例を示す回路図である。
【図2】本発明の実施の形態における短絡保護回路を有する定電圧レギュレータの第2の回路構成例を示す回路図である。
【図3】本発明の実施の形態における定電圧レギュレータの出力特性を示す特性線図である。
【図4】従来の短絡保護回路を有する定電圧レギュレータの構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
1…出力トランジスタ(第1の回路構成例)
4…第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(第1の回路構成例)
6…第2のPチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(第1の回路構成例)
7…誤差増幅器
21…出力トランジスタ(第2の回路構成例)
24…第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタ(第2の回路構成例)
26…第2のNチャンネルディプレッションCMOSトランジスタ(第2の回路構成例)
Claims (4)
- 被安定化電圧が印加される入力端子と、安定化電圧とが出力される出力端子との間に、NチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタによる出力トランジスタが直列接続され、前記出力端子における出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との大小比較により前記出力トランジスタの動作が制御されるよう構成されると共に、N型半導体基板をベースに集積回路化されてなる定電圧レギュレータにおける短絡
保護回路であって、
ソースが前記出力トランジスタのソースに、ドレインが前記出力トランジスタのゲートに、それぞれ接続されてなる第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが共通電位に保持され、ドレインが第1の抵抗器を介して前記入力端子に接続されると共に、当該第1の抵抗器とドレインとの接続点が前記第2のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲートに接続されてなる第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが前記入力端子に、ドレインが第2の抵抗器を介して前記出力端子に、それぞれ接続されると共に、ゲートが前記出力トランジスタのゲートに接続されてなる第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが前記第3のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインと前記第2の抵抗器との接続点に、ゲートが前記第2の抵抗器と前記出力端子との接続点に、それぞれ接続されてなる第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ドレインが前記第1のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲート及び前記第4のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインに接続される一方、ソース及びゲートが共通電位に保持されてなる第2のPチャンネルディプレッションCMOSトランジスタと、
を具備してなることを特徴とする短絡保護回路。 - 出力端子と共通電位との間には、複数の分圧抵抗器が直列接続されて、前記複数の分圧抵抗器の所定の接続点における分圧電圧がフィードバック電圧とされる一方、
誤差増幅器が設けられ、当該誤差増幅器の非反転入力端子には所定の基準電圧が、反転入力端子には前記フィードバック電圧が、それぞれ印加される一方、当該誤差増幅器の出力端子は出力トランジスタのゲートに接続されてなることを特徴とする請求項1記載の短絡保護回路。 - 被安定化電圧が印加される入力端子と、安定化電圧とが出力される出力端子との間に、PチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタによる出力トランジスタが直列接続され、前記出力端子における出力電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との大小比較により前記出力トランジスタの動作が制御されるよう構成されると共に、P型半導体基板をベースに集積回路化されてなる定電圧レギュレータにおける短絡保護回路であって、
ソースが前記出力トランジスタのソースに、ドレインが前記出力トランジスタのゲートに、それぞれ接続されてなる第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが共通電位に保持され、ドレインが第1の抵抗器を介して前記入力端子に接続されると共に、当該第1の抵抗器とドレインとの接続点が前記第2のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲートに接続されてなる第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが前記入力端子に、ドレインが第2の抵抗器を介して前記出力端子に、それぞれ接続されると共に、ゲートが前記出力トランジスタのゲートに接続されてなる第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ソースが前記第3のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインと前記第2の抵抗器との接続点に、ゲートが前記第2の抵抗器と前記出力端子との接続点に、それぞれ接続されてなる第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタと、
ドレインが前記第1のNチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのゲート及び前記第4のPチャンネルエンハンスメントCMOSトランジスタのドレインに接続される一方、ソース及びゲートが共通電位に保持されてなる第2のNチャンネルディプレッションCMOSトランジスタと、
を具備してなることを特徴とする短絡保護回路。 - 出力端子と共通電位との間には、複数の分圧抵抗器が直列接続されて、前記複数の分圧抵抗器の所定の接続点における分圧電圧がフィードバック電圧とされる一方、
誤差増幅器が設けられ、当該誤差増幅器の反転入力端子には所定の基準電圧が、非反転入力端子には前記フィードバック電圧が、それぞれ印加される一方、当該誤差増幅器の出力端子は出力トランジスタのゲートに接続されてなることを特徴とする請求項3記載の短絡保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29757798A JP3963597B2 (ja) | 1998-10-06 | 1998-10-06 | 短絡保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29757798A JP3963597B2 (ja) | 1998-10-06 | 1998-10-06 | 短絡保護回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000115987A JP2000115987A (ja) | 2000-04-21 |
JP3963597B2 true JP3963597B2 (ja) | 2007-08-22 |
Family
ID=17848365
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29757798A Expired - Fee Related JP3963597B2 (ja) | 1998-10-06 | 1998-10-06 | 短絡保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3963597B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103592991A (zh) * | 2013-12-01 | 2014-02-19 | 西安电子科技大学 | 用于双极型线性稳压器的功率限制型保护电路 |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005251130A (ja) | 2004-03-08 | 2005-09-15 | Nec Electronics Corp | 短絡保護回路付きボルテージレギュレータ回路 |
JP5292155B2 (ja) | 2009-03-27 | 2013-09-18 | Tdkラムダ株式会社 | 電源供給制御装置、電源装置および電源供給制御方法 |
KR102554858B1 (ko) * | 2016-05-03 | 2023-07-13 | 한국단자공업 주식회사 | 고속충전단자의 단락 보호회로 |
WO2019008817A1 (ja) * | 2017-07-03 | 2019-01-10 | 三菱電機株式会社 | 半導体スイッチング素子の短絡保護回路 |
CN112859995B (zh) * | 2021-01-12 | 2024-05-24 | 拓尔微电子股份有限公司 | 一种电压基准电路及调节方法 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5996604U (ja) * | 1982-12-20 | 1984-06-30 | ソニー株式会社 | 電源安定化回路の保護回路 |
JP2774176B2 (ja) * | 1990-03-20 | 1998-07-09 | 富士通株式会社 | 半導体集積回路 |
JP2557478Y2 (ja) * | 1990-10-05 | 1997-12-10 | 日本無線株式会社 | 直流安定化電源 |
US5684663A (en) * | 1995-09-29 | 1997-11-04 | Motorola, Inc. | Protection element and method for protecting a circuit |
JPH10233506A (ja) * | 1997-02-21 | 1998-09-02 | Toshiba Corp | 絶縁ゲート型半導体装置 |
-
1998
- 1998-10-06 JP JP29757798A patent/JP3963597B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103592991A (zh) * | 2013-12-01 | 2014-02-19 | 西安电子科技大学 | 用于双极型线性稳压器的功率限制型保护电路 |
CN103592991B (zh) * | 2013-12-01 | 2016-06-29 | 西安电子科技大学 | 用于双极型线性稳压器的功率限制型保护电路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2000115987A (ja) | 2000-04-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100472719B1 (ko) | 전압 레귤레이터의 과전류 보호 회로 | |
US7646574B2 (en) | Voltage regulator | |
US7602162B2 (en) | Voltage regulator with over-current protection | |
US8384370B2 (en) | Voltage regulator with an overcurrent protection circuit | |
JP4713280B2 (ja) | 基準電圧発生回路及び基準電圧発生回路を使用した定電圧回路 | |
JP5008472B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
US20070229041A1 (en) | Excess Current Detecting Circuit and Power Supply Device Provided with it | |
JP3575453B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
JP5279544B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
JP2008015925A (ja) | 基準電圧発生回路 | |
US8570098B2 (en) | Voltage reducing circuit | |
JP2008211707A (ja) | 入力回路 | |
US8085006B2 (en) | Shunt regulator | |
US20030030482A1 (en) | Semiconductor integrated circuit and reference voltage generating circuit employing it | |
JP4084872B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
JP2012203528A (ja) | ボルテージ・レギュレータ | |
US7349190B1 (en) | Resistor-less accurate low voltage detect circuit and method for detecting a low voltage condition | |
JP3963597B2 (ja) | 短絡保護回路 | |
JP2002108465A (ja) | 温度検知回路および加熱保護回路、ならびにこれらの回路を組み込んだ各種電子機器 | |
JP2000114891A (ja) | 電流源回路 | |
US10551860B2 (en) | Regulator for reducing power consumption | |
JP4868868B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
US7868686B2 (en) | Band gap circuit | |
US7965125B2 (en) | Current drive circuit | |
JP2000284844A (ja) | バンドギャップ回路及びこれを具備する半導体装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040908 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070301 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070313 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070403 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070515 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070522 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130601 Year of fee payment: 6 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |