JP3942332B2 - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体記憶装置に係り、特に行アドレスデコーダ内の信号伝播遅延時間を短縮した半導体記憶装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
半導体記憶装置では、行アドレスをデコーダ回路でデコードして、メモリセルアレイ内の単一のワード線を活性化する。
【0003】
図13は、2入力ナンドゲートを4個用いて2ビットの行アドレスをデコードするデコーダ回路を示す。
【0004】
この回路方式では、Nビットの行アドレスの場合、N入力のナンドゲートが2N個必要になる。ナンドゲートは、全配線長を短くするために、メモリセルアレイ側に配置される。しかし、N入力ナンドゲートはNの値が大きくなると、回路のサイズが大きくなるので、メモリセルアレイの行ピッチが長くなって記憶密度が低下する。
【0005】
そこで、行アドレスデコーダ回路は、行アドレス入力側のプリデコーダと、メモリセルアレイ側のメインデコーダとに分割された2段構成になっている。
【0006】
図14は、従来の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す。
【0007】
プリデコーダ10は、下位2ビットA1及びA0の2ビットデコーダ11と、上位2ビットA3及びA2の2ビットデコーダ12とからなる。2ビットデコーダ11の4出力の1つと2ビットデコーダ12の4出力の1つとの全組み合わせの各々が、メインデコーダ20内の2入力ナンドゲートに供給される。
【0008】
半導体記憶装置の記憶容量増大に伴い行アドレスのビット数が増加して、プリデコーダ10とメインデコーダ20との間の配線長が長くなる。一般に、行アドレスが1ビット増加すると、プリデコーダ10とメインデコーダ20との間の平均配線長が2倍になる。配線長が2倍になると、配線の抵抗及び容量がそれぞれ2倍になるため、CR遅延が4倍になって、信号の立ち上がり及び立ち下がりの傾斜が緩やかになる。このため、半導体記憶装置のアクセス時間が増大して半導体記憶装置の高速化が妨げられる。
【0009】
図15は、従来の半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【0010】
アドレス制御回路30は、アドレスバッファ回路、アドレスバッファレジスタ及びプリデコーダを備えており、アドレスが供給され、プリデコード信号を出力する。メインデコーダ20は、その両側のメモリセルアレイMC1〜MC4のワード線に行選択信号を供給する。
【0011】
メモリセルアレイMC1〜MC4中の活性化されたワード線に接続されたメモリセルの内容は、ビット線を介してデータ入出力制御回路33及び34に供給される。データ入出力制御回路33及び34はいずれも、ビット線上の信号を増幅するセンスアンプと、増幅された信号を列アドレスに応じて選択するカラムスイッチ回路とを備えている。
【0012】
配線遅延を短縮して動作を高速化するために、従来では図16に示す如く、図15のアドレス制御回路30をアドレス制御回路30Aと30Bとに分割し、メモリセルアレイMC1及びMC2に対しアドレス制御回路30A及びメインデコーダ20Aを備え、メモリセルアレイMC3及びMC4に対しアドレス制御回路30B及びメインデコーダ20Bを備え、メモリセルアレイMC1〜MC4に対しそれぞれデータ入出力制御回路33A、34A、33B及び34Bを備えていた。
【0013】
しかし、この半導体記憶装置は、図15のそれよりもチップ面積が増加してコスト高になる。
【0014】
この問題は、図17に示す如く、中央部にアドレス制御回路30を配置し、メモリセルアレイMC1とMC3の間にデータ入出力制御回路33を配置し、メモリセルアレイMC2とMC4との間にデータ入出力制御回路34を配置することにより改善される。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、記憶容量増加のためにメモリセルアレイMC1〜MC4がそれぞれビット線方向に長くなると、図15の問題が生じ、この問題を解決するために図16に示すようにデータ入出力制御回路を分散配置すると、図16の問題が生ずる。
【0016】
本発明の目的は、このような問題点に鑑み、チップ面積を増加させることなくデコード時間を短縮することが可能なアドレスデコーダ回路を備えた半導体記憶装置を提供することにある。
【0017】
請求項1の半導体記憶装置では、
ワード線を有する第1メモリセルアレイと、
該ワード線と直角な方向に該第1メモリセルアレイと隣接して配置され、ワード線を有する第2メモリセルアレイと、
第1プリデコード信号をさらにデコードして該第1メモリセルアレイの該ワード線に供給する第1メインデコーダと、
第2プリデコード信号をさらにデコードして該第2メモリセルアレイの該ワード線に供給する第2メインデコーダと、
アドレス信号をプリデコードして該第1プリデコード信号を出力するプリデコーダと、
該第1プリデコード信号の論理レベルを反転して該第2プリデコード信号を生成する反転回路とを有し、該第1メインデコーダは、入力論理が該第2メインデコーダのそれと逆である。
【0018】
この半導体記憶装置によれば、プリデコーダと第2メインデコーダとの間の長い配線によるCR値が低減されて信号のエッジ傾斜が急になり、行デコーダ回路内の信号伝播遅延時間が短縮され、結果として半導体記憶装置のアクセス時間が短縮される。
【0019】
また、反転回路の論理ゲート段数を1にすることができるので、論理ゲート段数が2の非反転回路を配置した場合よりもチップ面積を低減することができる。
【0021】
さらに、互いに同一構成の第1及び第2のメモリセルアレイを用いることができる。
【0022】
請求項2の半導体記憶装置では、請求項1において、上記反転回路は、上記ワード線と直角な方向の配設位置が上記第1メインデコーダと上記第2メインデコーダとの間である。
【0023】
請求項3の半導体記憶装置では、請求項2において、上記第1メモリセルアレイと上記第2メモリセルアレイとの間に、ビット線間の電位差を増幅するサブセンスアンプ回路が配置されている。
【0024】
この半導体記憶装置によれば、サブセンスアンプ回路50と51との間に反転回路40が配置されているので、サブセンスアンプ回路50及び51の配置に加えて反転回路40を配置することによるチップ面積の増大を避けることができる。
【0025】
請求項4の半導体記憶装置では、請求項1において、
上記第1メインデコーダに第1イネーブル信号を供給する第1配線と、
上記第2メインデコーダに第2イネーブル信号を供給する第2配線と、
該第1配線と該第2配線との間に接続され、該第1イネーブル信号を該第2イネーブル信号に変換するインバータとをさらに有する。
【0026】
この半導体記憶装置によれば、インバータが、第1メインデコーダと第2メインデコーダの入力論理の正負が逆であるのに対応するとともに、信号のエッジ傾斜を急峻にして配線遅延を短縮するのに寄与する。
【0027】
本発明の他の目的、構成及び効果は以下の説明から明らかになる。
【0028】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
【0029】
[第1実施形態]
図1は、本発明の第1実施形態の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す。
【0030】
この回路は、プリデコーダ10Aと、メインデコーダ20Aと、反転回路40とからなる。
【0031】
プリデコーダ10Aは、行アドレスの下位2ビットA1及びA0に対するデコーダ11Aと、行アドレスの上位2ビットA3及びA2に対するデコーダ12Aとからなる。
【0032】
デコーダ11Aでは、信号A0及びこれをインバータ130で反転した信号のうちの1つと、信号A1及びこれをインバータ131で反転した信号の1つとの全組み合わせがナンドゲート140〜143に供給される。ナンドゲート140〜143の出力端はそれぞれ、配線B0〜B3に接続されている。これにより、下位2ビット行アドレスA1及びA0の値に応じて、配線B3〜B0上の1つの信号が低レベルとなり、他が高レベルとなる。
【0033】
デコーダ12Aは、デコーダ11Aと同一構成であり、上位2ビット行アドレスA3及びA2が供給され、4つの出力端に配線B4〜B7が接続されている。
上位2ビット行アドレスA3及びA2の値に応じて、配線B7〜B4上の1つの信号が低レベルとなり、他が高レベルとなる。
【0034】
配線B0〜B7はそれぞれ反転回路40内のインバータを介して配線C0〜C7に接続されている。
【0035】
メインデコーダ20Aは、入力が正論理のメインデコーダ21と、入力が負論理のメインデコーダ22とからなる。
【0036】
配線B0〜B3のうちの1つと、配線B6及びB7のうちの1つとの全組み合わせが、メインデコーダ22内の2入力ノアゲートの入力端に接続されている。
例えば配線B0とB6とがノアゲート221の入力端に接続されている。ノアゲート221の出力端は、インバータ222及び223を介して、メモリセルアレイ内のワード線に接続されている。
【0037】
配線C0〜C3のうちの1つと、配線C4及びC5のうちの1つとの全組み合わせが、メインデコーダ21内の2入力ナンドゲートの入力端に接続されている。例えば配線C0とC4とがナンドゲート211の入力端に接続されている。ナンドゲート211の出力端は、インバータ212を介してメモリセルアレイ内のワード線に接続されている。
【0038】
プリデコーダ10Aの出力端からメインデコーダ21の出力端までのゲート段数は3であり、これはプリデコーダ10Aの出力端からメインデコーダ22の出力端までのゲート段数に等しい。
【0039】
これにより、ゲート段数は図14の場合と同一になり、反転回路40を備えてもゲート段数の増加がないので、ゲート段数増加によるゲート遅延の増加を防ぐことができる。
【0040】
プリデコーダ10Aの出力端に接続された配線の長さは、図14のプリデコーダ10に接続されたそれの半分である。これにより、配線の抵抗及び容量がいずれも従来の1/2となって、配線のCR遅延時間が従来の1/4となる。反転回路40の出力端に接続された配線についても同様である。実際には、例えば配線C0からナンドゲート211の入力端までの配線長は、配線C0のそれに比し無視できる。
【0041】
CR遅延時間の短縮により、信号の立ち上がり及び立ち下がりの傾斜が急になって、半導体記憶装置のアクセス時間が短縮される。
【0042】
図2は、図1の回路の前段の回路を示す。
【0043】
外部からのアドレス信号AX0は、アドレスバッファ回路35を介してナンドゲート36の一方の入力端に供給される。
一方、外部からのクロックCKは、遅延・パルス幅調整回路37で遅延され且つパルス幅が調整されて図3に示すようなイネーブル信号ENが生成され、ナンドゲート36の他方の入力端に供給される。ナンドゲート36の出力は、インバータ38で反転されてアドレス信号A0となる。同様に、外部からのアドレス信号AX1〜AX3は図2の回路でそれぞれアドレス信号A1〜A3に変換される。
【0044】
図3は、図1及び図2の回路の動作を示すタイムチャートである。イネーブル信号ENにより、メモリセル活性化時間が短縮され、結果として消費電力が低減される。
【0045】
図4は、半導体チップ内の回路ブロック概略配置図であり、図15に対応している。
【0046】
アドレス制御回路30Aは、図2の回路及び図1のプリデコーダ(10A)を備えており、アドレスが供給され、プリデコード信号を出力する。メインデコーダ(MD2)22は、その両側のメモリセルアレイMC1及びMC2のワード線に行選択信号を供給する。メインデコーダ(MD1)21は、その両側のメモリセルアレイMC3及びMC4のワード線に行選択信号を供給する。
【0047】
図5は、図4中の反転回路40及びサブセンスアンプ回路50の一部を示す図である。
【0048】
図5中、BL及び*BLは一対の相補ビット線、VDDは電源供給線、CTRLはサブセンスアンプ活性/非活性化制御線、○印付及び不付のトランジスタはそれぞれPMOSトランジスタ及びNMOSトランジスタである。
【0049】
メモリセルアレイMC1とMC3との間には、各ビット線対の線間にフリップフロップ型のサブセンスアンプが接続されたサブセンスアンプ回路50が配置されている。メモリセルアレイMC2とMC4との間にも、サブセンスアンプ回路50と同一構成のサブセンスアンプ回路51が配置されている。
【0050】
これにより、メモリセルアレイからデータ入出力制御回路へデータを読み出す時間が短縮される。
【0051】
サブセンスアンプ回路50と51との間に反転回路40が配置されているので、サブセンスアンプ回路50及び51の配置に加えて反転回路40を配置することによるチップ面積の増大を避けることができる。
【0052】
また、反転回路40の配置に対応して、メインデコーダ21と22の入力論理の正負が互いに逆になっているので、互いに同一構成のメモリセルアレイMC1〜MC4を用いることができる。
【0053】
[第2実施形態]
図6は、本発明の第2実施形態に係る半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【0054】
このチップでは、アドレス制御回路30B、データ入出力制御回路33A及び34Aに関し、メモリセルアレイMC1〜MC4、反転回路40、サブセンスアンプ回路50、51、メインデコーダ21及び22と対称にそれぞれメモリセルアレイMC5〜MC8、反転回路41、サブセンスアンプ回路52、53、メインデコーダ23及び24が配置されている。アドレス制御回路30B、データ入出力制御回路33A及び34Aはそれぞれ、その一方側と他方側に関する回路である。
【0055】
このような配置によれば、図17の全回路を2つ隣接して配置した場合よりもチップ面積を狭くすることができる。
【0056】
[第3実施形態]
図7は、本発明の第3実施形態の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す。
【0057】
この回路では、イネーブル信号ENがインバータ42を介してメインデコーダ22Aの各ノアゲートに供給され、さらに、インバータ42の出力がインバータ43を介してメインデコーダ21Aの各アンドゲートに供給される。これにより、メインデコーダ20Bの出力がイネーブル信号ENが高レベルの間のみ有効になるので、メモリセル活性化時間が短縮され、結果として消費電力が低減される。イネーブル信号ENは、図2のように外部クロックCKが遅延・パルス幅調整回路37に供給されて生成される。
【0058】
インバータ42及び43はそれぞれ、プリデコーダ10A及び反転回路40に隣接して配置されている。インバータ43は、メインデコーダ21と22の入力論理の正負が逆であるのに対応しているとともに、信号のエッジ傾斜を急峻にして配線遅延を短縮している。
【0059】
図8は、図7の回路の動作を示すタイムチャートである。
【0060】
イネーブル信号をメインデコーダ20Bへ供給することにより、外部クロックCKの立ち上がりからワード線電位の立ち上がりまでの時間T2は、図3のそれT1よりも短くなって、第1実施形態の場合よりもアクセス時間が短縮される。
【0061】
[第4実施形態]
図9は、本発明の第4実施形態の、図7のメインデコーダ22A内の1行分の他の回路を示す。
【0062】
この回路では、インバータ224〜226の出力がナンドゲート227を介してインバータ223に供給される。インバータ224〜226とナンドゲート227とからなる回路は、図7のノアゲート221Aとインバータ222とからなる回路と、同じ機能及びゲート段数を有する。
【0063】
[第5実施形態]
図10は、本発明の第5実施形態のメインデコーダ20Cを示す。
【0064】
メインデコーダ21Bでは、2入力ナンドゲート211の出力がノアゲート213の一方の入力端に供給され、ノアゲート213の他方の入力端にインバータ43の出力が供給される。ナンドゲート211とノアゲート213とからなる回路は、図7のナンドゲート211Aとインバータ212とからなる回路と、同じ機能及びゲート段数を有する。但し、図7のイネーブル信号ENを反転したイネーブル信号*ENがインバータ42に供給される。
【0065】
ナンドゲート211Aが3入力であるのに対し、ナンドゲート211及びノアゲート213が2入力であるので、電源配線間のトランジスタのカスケード接続数が少なくなって、高速動作が行なわれる。
【0066】
メインデコーダ22Bでは、2入力ノアゲート221の出力がナンドゲート228の一方の入力端に供給され、ナンドゲート228の他方の入力端にインバータ42の出力が供給される。ノアゲート221とナンドゲート228とからなる回路は、図7のノアゲート221Aとインバータ222とからなる回路と、同じ機能及びゲート段数を有する。
【0067】
ノアゲート221Aが3入力であるのに対し、ノアゲート221及びナンドゲート228が2入力であるので、電源配線間のトランジスタのカスケード接続数が少なくなって、高速動作が行なわれる。
【0068】
[第6実施形態]
図11は、本発明の第6実施形態の行アドレスデコーダ回路を示す。
【0069】
この回路では、1つのプリデコーダ10Aに対し3以上のメインデコーダを有し、プリデコード信号線方向の隣り合うメインデコーダ間の位置に反転回路が配置されている。入力論理の正負は隣り合うメインデコーダ間で逆になっている。すなわち、MD1とMD2の入力論理は、一方が正で他方が負である。
【0070】
図12は、図11と対比される行アドレスデコーダ回路を示す。
【0071】
この回路にように、隣り合うメインデコーダ間で入力論理の正負が同一である場合には、反転回路の代わりにインバータを2個縦続接続した非反転回路を配置する必要があるので、回路素子数が増えるとともに、ゲート遅延時間が長くなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す図である。
【図2】図1の回路の前段の回路を示す図である。
【図3】図1及び図2の回路の動作を示すタイムチャートである。
【図4】半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【図5】図4中の反転回路及びサブセンスアンプ回路の一部を示す図である。
【図6】本発明の第2実施形態に係る半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【図7】本発明の第3実施形態の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す図である。
【図8】図7の回路の動作を示すタイムチャートである。
【図9】本発明の第4実施形態の、図7のメインデコーダ内の1行分の他の回路を示す図である。
【図10】本発明の第5実施形態のメインデコーダを示す図である。
【図11】本発明の第6実施形態の行アドレスデコーダ回路を示すブロック図である。
【図12】図11と対比される行アドレスデコーダ回路を示すブロック図である。
【図13】2入力ナンドゲートを4個用いて2ビットの行アドレスをデコードする従来のデコーダ回路を示す図である。
【図14】従来の4ビット行アドレスデコーダ回路を示す図である。
【図15】従来の半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【図16】従来の他の半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【図17】従来のさらに他の半導体チップ内の回路ブロック概略配置図である。
【符号の説明】
10、10A プリデコーダ
11、11A、12、12A 2ビットデコーダ
130、131、212、222〜226、42、43 インバータ
140〜143、211、211A、227、228 ナンドゲート
20〜24、20A〜20D、21A、21B、22A、22B メインデコーダ
213、221、221A ノアゲート
30、30A、30B アドレス制御回路
33、33A、33B、34、34A、34B データ入出力制御回路
40、41 反転回路
50〜53 サブセンスアンプ回路
MC1〜MC8 メモリセルアレイ
B0〜B7、C0〜C7 配線
Claims (4)
- ワード線を有する第1メモリセルアレイと、
該ワード線と直角な方向に該第1メモリセルアレイと隣接して配置され、ワード線を有する第2メモリセルアレイと、
第1プリデコード信号をさらにデコードして該第1メモリセルアレイの該ワード線に供給する第1メインデコーダと、
第2プリデコード信号をさらにデコードして該第2メモリセルアレイの該ワード線に供給する第2メインデコーダと、
アドレス信号をプリデコードして該第1プリデコード信号を出力するプリデコーダと、
該第1プリデコード信号の論理レベルを反転して該第2プリデコード信号を生成する反転回路と、
を有し、該第1メインデコーダは、入力論理が該第2メインデコーダのそれと逆であることを特徴とする半導体記憶装置。 - 上記反転回路は、上記ワード線と直角な方向の配設位置が上記第1メインデコーダと上記第2メインデコーダとの間であることを特徴とする請求項1記載の半導体記憶装置。
- 上記第1メモリセルアレイと上記第2メモリセルアレイとの間に、ビット線間の電位差を増幅するサブセンスアンプ回路が配置されていることを特徴とする請求項2記載の半導体記憶装置。
- 上記第1メインデコーダに第1イネーブル信号を供給する第1配線と、
上記第2メインデコーダに第2イネーブル信号を供給する第2配線と、
該第1配線と該第2配線との間に接続され、該第1イネーブル信号を該第2イネーブル信号に変換するインバータと、
をさらに有することを特徴とする請求項1記載の半導体記憶装置。
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