JP3791767B2 - フライングキャパシタ式電圧検出回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、フライングキャパシタ式電圧検出回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来のフライングキャパシタ式電圧検出回路の典型例を図12に示す。
【0003】
1は電圧源、2、3は入力側サンプリングスイッチ、4はフライングキャパシタ、5、6は出力側サンプリングスイッチ、7、8は電位設定抵抗素子、9は高入力抵抗の差動増幅回路、10はA/Dコンバータである。差動増幅回路9の第一入力端は電位設定抵素子7を通じて接地され、差動増幅回路9の第二入力端は電位設定抵素子8を通じて接地されている。Csは差動増幅回路9の両入力端に接続される信号線L1、L2の寄生容量である。
【0004】
電圧源1の電圧検出は次のように行われる。まず、入力側サンプリングスイッチ2、3をオンして電圧源1の電圧ΔVをフライングキャパシタ4にサンプルホールドする。次に、入力側サンプリングスイッチ2、3をオフした後で出力側サンプリングスイッチ5、6オンしてフライングキャパシタ4の蓄電電圧を差動増幅回路9の一対の入力端子間に印加するとともに、信号線L1、L2の対地電位差を電位設定抵素子7、8を通じて設定する。
【0005】
なお、フライングキャパシタ4の蓄電電圧をΔVとすると、電位設定用抵抗素子7,8の抵抗値が等しい場合、電位設定抵素子7には接地電位より1/2・ΔVだけ高い電圧が生じ、電位設定抵素子8には接地電位より1/2・ΔVだけ低い電圧が生じ、差動増幅回路9の入力電圧範囲を接地電位を中心として正負所定範囲内に設定することができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した従来のフライングキャパシタ式電圧検出回路では、差動増幅回路9の入力抵抗(差動増幅回路9の一対の入力端子と基準電位源との間の等価合成抵抗、電位設定用抵抗素子7、8もその一部であるが、電位設定用抵抗素子7、8により入力抵抗を代表することもある)を大きくすると信号ラインL1、L2が略浮遊化する結果、スイッチング素子の寄生容量を通じて信号ラインL1、L2に影響するコモンモードノイズ電圧Vcが信号ラインL1、L2の寄生容量のばらつきによりキャンセルされることなく差動増幅回路9に入力されるという問題があった。
【0007】
すなわち、電位設定用抵抗素子7、8などの入力抵抗の高抵抗化は、特にサンプリングスイッチ2、3、5、6を高速断続させる場合において差動増幅回路9の両入力端子の対地電位を速やかに安定させることができないために好ましくない。
【0008】
逆に、電位設定用抵抗素子7、8などの入力抵抗を低抵抗化すると、フライングキャパシタ4に充電された電荷が入力抵抗により短絡されたような状態となるため、フライングキャパシタ4の蓄電電荷が出力側サンプリングスイッチ5、6をオンしてすぐに電位設定用抵抗素子7、8を通じて放電してしまい、差動増幅回路9の入力電圧が時間の経過とともに速やかに低下してしまうという問題を生じる。
【0009】
この問題は、たとえば差動増幅回路9の出力電圧を更にA/Dコンバータ10で所定タイミングでサンプルホールドしてデジタル信号に変換する場合において、A/Dコンバータ10のサンプリングタイミングのばらつきにより信号電圧が変化してしまうため特に重要である。
【0010】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、フライングキャパシタを用いて電圧検出を行うフライングキャパシタ式電圧検出回路のSN比を改善することをその目的としている。
【0011】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路は、
フライングキャパシタと、被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、差動増幅回路と、前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチとを備えるフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサを有するコモンノイズ低減回路を備えることを特徴としている。
【0012】
本構成によれば、信号線L1、L2の浮遊容量ばらつきによるコモンモ−ドノイズ電圧すなわち信号ラインL1、L2の電位変動の差をノイズ低減回路(コンデンサ)により低減できるので、差動増幅器の入力抵抗を大きく設定することができる。また、前述した両信号ライン(差動増幅回路の両入力端子)は前記コンデンサを通じて基準電位に接続されるので、両信号ラインの基準電位からの電位変動(電位フローティング)を抑止し、信号電圧の印加による差動増幅回路の入力電圧範囲を基準電位を中心として正負の所定範囲内に安定に維持することができる。さらに出力側サンプリングスイッチのON期間に差動増幅器の出力電圧をAD変換する場合、被計測側から入ってくる交流ノイズは入力側サンプリングスイッチのオフ容量とコンデンサ・差動増幅回路の入力抵抗の合成インピーダンスとの分圧作用により減衰するので、フライングキャパシタの両端に重畳する低周波側交流ノイズを低減することができる。
【0013】
請求項2記載の構成は請求項1記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記差動増幅回路は、前記差動増幅回路の入力抵抗及び前記コモンモ−ドノイズ低減回路のインピーダンスにより定まる合成インピーダンスと、前記入力側サンプリングスイッチのオフ容量とにより定まる時定数よりも長く設定された時定数をもつ低域通過フィルタ特性を有することを特徴としている。
【0014】
本構成によれば、出力側サンプリングスイッチのON期間に差動増幅回路の出力電圧をAD変換する場合、被計測側から入力側サンプリングスイッチのオフ容量を通じて入ってくる高周波側交流ノイズを差動増幅回路に付された低域通過フィルタによって除去できるので、高周波側で高いSN比を得ることができる。
【0015】
また、差動増幅回路のカットオフ周波数を入力側サンプリングスイッチのオフ容量とコンデンサ・差動増幅回路の入力抵抗の合成インピーダンスから定まるカットオフ周波数より低く設定することにより、低周波ノイズ・高周波ノイズを問わず被計測側から侵入してくるさまざまな周波数成分の交流ノイズを除去できるので、例えば電気自動車の電池電圧計測等、インバータスイッチングに伴うさまざまなノイズ成分が重畳される環境下においても全ての周波数帯域で高いSN比を得ることができる。
【0016】
請求項3記載の構成は請求項2記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングする信号処理回路部を有し、前記信号処理回路部は、前記出力側サンプリングスイッチのオン後、少なくとも前記差動増幅回路の前記時定数に相当する時間以上経過後に前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングすることを特徴としている。
【0017】
本構成によれば出力側サンプリングスイッチをオン後、少なくとも低域通過型のフィルタ時定数経過後にAD変換することによって、フライングキャパシタの両端電圧を正確に検出することができる。
【0018】
請求項4記載の構成は請求項1記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記フライングキャパシタの両端を前記一対の入力側サンプリングスイッチに個別に接続する一対の中間サンプリングスイッチと、略等しい静電容量を有して前記入力側サンプリングスイッチと前記中間サンプリングスイッチとの接続点を所定の基準電位源に個別接続する一対のコンデンサとを含む第2のコモンモ−ドノイズ低減回路を有することを特徴としている。
【0019】
本構成では、フライングキャパシタの両端と入力側サンプリングスイッチの中間に一対の中間サンプリングスイッチを備え、入力側サンプリングスイッチと中間サンプリングスイッチとの間に略等しい容量を有して基準電位源とを個別接続する一対のコンデンサを備えることにより、フライングキャパシタの両端に重畳する低周波側交流ノイズを請求項1記載の構成よりさらに低減することができる。すなわち、出力側サンプリングスイッチのON期間に差動増幅回路の出力電圧をAD変換する場合、入力側サンプリングスイッチと中間サンプリングスイッチはオフしているので、被計測側から入ってくる交流ノイズは入力側サンプリングスイッチのオフ容量とコンデンサ・オフ状態における中間サンプリングスイッチのインピーダンスの合成インピーダンスとの分圧作用により減衰するので、フライングキャパシタの両端に重畳する低周波側交流ノイズを請求項1記載の構成よりさらに低減することができる。
【0020】
請求項5記載の構成は請求項1乃至4のいずれか記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記一対のコンデンサの前記基準電位源側の端部は、電流制限抵抗を通じて前記基準電位源に接続されていることを特徴としている。
【0021】
本構成によれば、一対のコンデンサの反出力側サンプリングスイッチの端部(出力側サンプリングスイッチ側の端部と反対側の端部すなわち基準電源側の端部を言う)と基準電位源との間に電流制限抵抗を接続することにより、フライングキャパシタの電荷をコモンノイズ低減回路内のコンデンサに分配するときの電流ピーク値を抑止することができるので、この時(出力側サンプリングスイッチのオン直後)における大きな電流変化を抑止し、配線インダクタンスに作用して生じる誘導サージ電圧を防止することができる。
【0022】
請求項6記載の構成によれば請求項1乃至5のいずれか記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記出力側サンプリングスイッチのオンにより前記フライングキャパシタから前記コンデンサへの電荷転送により生じる信号電圧の減衰を補正する補正手段を有することを特徴としている。
【0023】
本構成によれば、増設した第1のコモンモ−ドノイズの低減用のコンデンサへの充電による信号電圧の減衰をフライングキャパシタとコモンモ−ドノイズ低減用のコンデンサの容量比で補正するので、当該コンデンサへの充電による信号電圧の誤差を低減することができる。
【0024】
請求項7記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路は、フライングキャパシタと、被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、低域通過型フィルタ特性を有する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチと、略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサを有するコモンノイズ低減回路と、前記出力側サンプリングスイッチのオン後、少なくとも前記差動増幅回路の前記時定数に相当する時間以上経過後に前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングする信号処理回路部とを備え、
前記差動増幅回路の時定数は、前記差動増幅回路の入力抵抗及び前記コモンモ−ドノイズ低減回路のインピーダンスにより定まる合成インピーダンスと、前記入力側サンプリングスイッチのオフ容量とにより定まる時定数よりも長く設定されることを特徴としている。
【0025】
本構成によれば、上記した請求項1〜3の効果を同時に奏することができる。
【0026】
請求項8記載の構成は請求項7記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において更に、前記フライングキャパシタの両端を前記一対の入力側サンプリングスイッチに個別に接続する一対の中間サンプリングスイッチと、略等しい静電容量を有して前記入力側サンプリングスイッチと前記中間サンプリングスイッチとの接続点を所定の基準電位源に個別接続する一対のコンデンサとを含む第2のコモンモ−ドノイズ低減回路を有することを特徴としている。
【0027】
本構成によれば、請求項8記載の効果とともに請求項4と同一の効果を奏することができる。
【0028】
請求項9記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路は、フライングキャパシタと、被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、差動増幅回路と、前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチとを備えるフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサと、前記一対のコンデンサと個別に並列接続されて前記両コンデンサを放電する一対のリセットスイッチとを備えることを特徴としている。
【0029】
すなわち、本構成によれば、フライングキャパシタの両端の寄生容量に蓄電された電荷量の次段コンデンサへの分配により、信号ラインの基準電位よりのシフトを低減することができる。
【0030】
また、上記説明した電位設定用抵抗素子を用いないので、それによる蓄電電圧(信号電圧)の時間的な減衰を防止することができ、SN比を改善でき、更に、その後のA/Dコンバータによるサンプリングタイミングがばらついてもサンプリング電圧値の変動を防止することができる。
【0031】
更に、リセットスイッチをオンすれば、次段コンデンサの蓄電電荷を短時間で消去することができるので、高速サンプリング時においても、次段コンデンサに電荷が残留して、次回サンプリングした電荷と混じることがない。
【0032】
なお、信号ラインに入力抵抗を設け、電位設定用抵抗素子の代わりにこのリセットスイッチを設置すれば同様の効果を奏することができる。
【0033】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のフライングキャパシタ式電圧検出回路の好適な態様を以下の実施例により詳細に説明する。
【0034】
【実施例1】
(回路構成)
本発明を適用する組電池の電圧検出装置を図1に示す回路図を参照して説明する。
【0035】
1は電圧源、2、3は入力側サンプリングスイッチ、4はフライングキャパシタ、5、6は出力側サンプリングスイッチ、7、8は抵抗素子、9は高入力抵抗の差動増幅回路、10はA/Dコンバータ、11、12は次段コンデンサ(本発明で言うコンデンサ)、13、14は入力抵抗素子である。差動増幅回路9はオペアンプOP1、OP2、OP3を有し、OP1、OP2はボルテージホロワ回路を、OP3は電圧増幅回路を構成している。
【0036】
15、16は一対のオペアンプOP1、OP2の+入力端と接地とを接続するコンデンサ、150は電流制限抵抗素子、A、Bは出力側サンプリングスイッチ5、6の出力端、C、Dは一対のオペアンプOP1、OP2の+入力端子である。Csはそれぞれ浮遊容量であるがそれぞれ異なる静電容量をもつ。Coffはサンプリングスイッチ2、3、5、6の両端を不可避的に結合する寄生容量であって、その大きさはスイッチの構造により異なる。入力側サンプリングスイッチ2、3は、被計測電圧源1の両端とフライングキャパシタ4の両端とを個別接続している。出力側サンプリングスイッチ5、6は、フライングキャパシタ4の両端と信号ラインL1、L2の両端とを個別接続している。信号ラインL1、L2は途中に入力抵抗素子13、14を個別に有している。出力側サンプリングスイッチ5、6の出力端A、Bは次段コンデンサ11、12の一端に個別接続され、次段コンデンサ11、12の他端は、電流制限抵抗150を通じて接地されている。一対のオペアンプOP1、OP29の両+入力端子C、Dは抵抗素子7、8の一端に個別接続され、抵抗素子7、8の他端は接地されている。
【0037】
入力抵抗素子13、14は等しい抵抗値をもち、抵抗素子7、8は等しい抵抗値をもち、コンデンサ15、16は等しい容量値をもち、次段コンデンサ11、12は浮遊容量Csよりも大きく、フライングキャパシタ4よりも小さい等しい静電容量をもつ。
【0038】
(動作)
この実施例のフライングキャパシタ式電圧検出回路の動作を図1を参照して以下に説明する。
【0039】
まず、出力側サンプリングスイッチ5、6をオフした後、入力側サンプリングスイッチ2、3をオンして電圧源1の電圧ΔVをフライングキャパシタ4にサンプルホールドする。
【0040】
次に、入力側サンプリングスイッチ2、3をオフした後、出力側サンプリングスイッチ5、6をオンしてフライングキャパシタ4の蓄電電圧を一対のオペアンプOP1、OP2の+入力端子C、D間に印加する。これにより、フライングキャパシタ4の電荷は次段コンデンサ11、12に分配される。
【0041】
さらに、出力側サンプリングスイッチ5、6がオンしている期間内に、ADコンバータ10を駆動して差動増幅回路9の出力電圧をサンプリングし、アナログーデジタル変換する。アナログーデジタル変換終了後、出力側サンプリングスイッチ5、6をオフする。
【0042】
このように、入力側サンプリングスイッチ2、3及び出力側サンプリングスイッチ5、6のオンオフを繰り返すことにより、電圧源1の電圧ΔVを絶縁的に計測することができる。
【0043】
なお、次段コンデンサ11、12に充電された電荷は、出力側サンプリングスイッチ5、6がオフしている期間内に差動増幅回路9の入力抵抗素子群7、8、13、14を通じてほぼ完全に放電する。
【0044】
(ノイズ電圧の低減についての説明)
上記回路におけるノイズ電圧の低減について以下に説明する。
【0045】
この実施例では、電圧源1は接地電位に対して浮遊状態とされており、コモンノイズ電圧Enが電圧源1の一端に重畳される。このコモンノイズ電圧Enは、寄生容量Coffを通じて信号ラインL1、L2に侵入する。それぞれペアをなす各回路素子の回路定数が完全に等しければ、このコモンノイズ電圧Enは差動増幅回路9の出力からはほとんどキャンセルされるのは明白である。しかし、各回路素子の回路定数のばらつきにより、コモンノイズ電圧Enに一部がキャンセルされずに差動増幅回路9の出力電圧に混入してしまう。
【0046】
そこで、出力側サンプリングスイッチ5、6の差動増幅回路側の端子と基準電位との間に次段コンデンサ11、12をそれぞれ設置する。このように、次段コンデンサ11,12を抵抗素子7、8と並列接続すれば、抵抗素子7、8が規制容量Coffとともに構成したハイパスフィルタの遮断周波数を高くすることができる効果が生じるので、入力端子C、Dに侵入するコモンモードノイズ電圧Enの低域成分を低減することができる。
【0047】
また、この実施例では、抵抗7,8が寄生容量Coffとともにハイパスフィルタを構成するので、コモンノイズ電圧Enの低域成分を低減することができる。また、この実施例では、コンデンサ15、18が入力抵抗13、14とともにローパスフィルタを構成するので、コモンノイズ電圧Enの高域成分を低減する。回路定数の適切な選択により、上記ハイパスフィルタの遮断周波数及び上記ローパスフィルタのそれをほぼ等しい値に設定することにより、ほとんどすべての周波数帯域にわたってコモンノイズ電圧Enの一対のオペアンプOP1、OP2の+入力端子C、Dへの侵入を排除することができる。
【0048】
更に、この実施例では、寄生容量Coffとコンデンサ11、12とはコモンノイズ電圧Enに対して直列接続体となるので、コモンノイズ電圧Enは、電流制限抵抗150などの抵抗素子を無視すれば、これら寄生容量Coffとコンデンサ11、12の直列接続体に印加されることになる。したがって、コモンノイズ電圧Enは寄生容量Coffとコンデンサ11、12との容量比の逆数で分割されてコンデンサ11、12に印加される。たとえば、コンデンサ11、12の容量を寄生容量Coffの約100倍とすれば、コモンノイズ電圧Enの約1%がコンデンサ11、12の両端に印加され、信号ラインL1、L2のコモンノイズ電圧En成分は大幅に低減される。この意味で、コンデンサ11、12の容量は寄生容量Coffに対して大きい方が好ましい。ただし、コンデンサ11、12の容量が大きいと、ADコンバータ10のサンプリング後における抵抗7、8、13、14によるコンデンサ11、12の自然放電を十分に完了できない可能性が生じる。この場合には、コンデンサ11、12の電荷を放電するスイッチを追加したり、抵抗素子7、8、13、14の抵抗値を低下することも可能である。
【0049】
また、上記と同様に、回路各部の浮遊容量Csを通じても信号ラインL1、L2にはコモンノイズ電圧が混入し、更に、サンプリングスイッチ2,3,5,6の制御電極と主電極との間の寄生容量を通じてもコモンノイズ電圧が混入するが、この浮遊容量Cs経由のコモンノイズ電圧に対しても、浮遊容量Csとコンデンサ11、12の容量とが直列接続体あるいは並列接続体として働くので、この場合もコンデンサ11、12が浮遊容量Cs経由のコモンノイズ電圧を低減でき、更に上記ハイパスフィルタ機能及びローパスフィルタ機能により低減できることはあきらかである。
【0050】
更に、電圧源1の電圧には、この電圧源1が給電する負荷のインピーダンス変化による電圧源1の電流変化に起因する電圧源1の電圧の交流成分や、電圧源1との負荷インピーダンスとを接続するラインなどに電磁的に侵入する外部ノイズ電圧が重畳されるが、これらのノイズ電圧もまた、上記コモンノイズ電圧Enと同様の方法でに低減される。すなわち、図1の回路構成により、上記した差動増幅回路9のフィルタ機能と上記したコンデンサ11、12の容量分割効果とによりコモンノイズ電圧や電圧源などに起因する交流ノイズ電圧を低減することができるので、信号電圧のSN比を大幅に向上することができる。
【0051】
なお、フライングキャパシタ4から読み出される信号電圧は本質的に直流電圧であり、上記フィルタ特性により遮断されることはない。また、上記した差動増幅回路9のハイパスフィルタ機能は、上記したローパスフィルタ機能による信号変化レスポンスの遅延を抑制する効果を有し、出力側サンプリングスイッチ5、6をオンしてからADコンバータ10に正常な大きさの信号電圧が入力されるまでの遅延時間を短縮し、動作に必要な時間を短縮することができる。
【0052】
(差動増幅回路9の出力電圧をサンプリング又はサンプルホールド処理するA/Dコンバータの駆動方式についての説明)
次に、差動増幅回路9の出力電圧をサンプリングするA/Dコンバータ(信号処理回路部)10の動作について説明を補足する。
【0053】
ADコンバータ10のサンプリングタイミングは、上記説明したように、出力側サンプリングスイッチ5、6のオン後、少なくとも差動増幅回路9の低域通過フィルタ特性をCRローパスフィルタと仮定した場合の時定数τ=CRに相当する時間経過した後に設定される。これにより、差動増幅回路9の信号伝播遅延の影響を回避することができる。
【0054】
(差動増幅回路9の電圧増幅率について)
上記実施例では、フライングキャパシタ4の蓄電電圧は出力側サンプリングスイッチ5、6のオンにより次段コンデンサ11、12に分配されて低下する。そこで、この低下を補償するように差動増幅回路9の電圧増幅率を決定する。すなわち、差動増幅回路9の総合電圧増幅率を1あるいは所定の一定値に設定する。この時、ADコンバータ10のサンプリング時点における差動増幅回路9のレスポンス遅れによる電圧減少率も含めて差動増幅回路9の電圧増幅率をたとえば1に設定すれば、更に好適である。もちろん、上記電圧補償はADコンバータ10側で行ってもよい。
【0055】
(電流制限抵抗150についての説明)
本実施例では更に、電流制限抵抗150が、コンデンサ11、12の反出力側サンプリングスイッチの主端子(出力側サンプリングスイッチ側の主端子(端部)とは反対側の主端子(端部)すなわち基準電源側の主端子(端部)を言う)と接地電位(基準電位源)との間に接続されている。
【0056】
これにより、フライングキャパシタ4の両端子と接地との間に存在する浮遊容量Csに蓄電された電荷を出力側サンプリングスイッチ5、6のオンと同時にノイズ低減回路内のコンデンサ11、12に分配するときの突入電流を抑止することができ、この時の大きな電流変化が信号線L1、L2などの配線インダクタンスに作用して大きな誘導サージ電圧が生じるのを抑止することができる。
【0057】
(変形態様)
実施例1の変形態様を図2に示す。
【0058】
図2は、図1の電流制限抵抗150を抵抗値が等しい一対の電流制限抵抗150、150’に変更したものである。このようにすれば、電流制限抵抗150、150’は、次段コンデンサ11、12に分配される前段寄生容量Csの蓄電電荷の分配に起因する電流ピーク値を制限するだけでなく、フライングキャパシタ4の蓄電電荷を次段コンデンサ11、12に分配する際の電流ピーク値も制限する。
【0059】
(変形態様)
実施例1の変形態様を図3に示す。
【0060】
図3は、図1の電流制限抵抗150及び入力抵抗素子13、14を省略したものである。この場合でも、フライングキャパシタ4の両端の寄生容量Csに蓄電された電荷量の分配に起因する信号ラインL1、L2の対地電位からのシフトを抑止することができる。
【0061】
【実施例2】
他の実施例を図4を参照して以下に説明する。
【0062】
この実施例は、図1〜図3に示す実施例においてさらに、中間サンプリングスイッチ2’、3’をフライングキャパシタ4の両端と入力側サンプリングスイッチ2、3のフライングキャパシタ側の主端子との間に介設し、更に、入力側サンプリングスイッチ2、3と中間サンプリングスイッチ2’、3’との接続点を一対のコンデンサ21、21’の一端に個別接続し、コンデンサ21,21’の他端を電流制限用の抵抗素子22を通じて接地したものである。当然、コンデンサ21、21’は同一容量に設定されている。電流制限用の抵抗素子22の機能は電流制限用の抵抗素子150のそれと同じである。
【0063】
この実施例では、中間サンプリングスイッチ2’、3’は、入力側サンプリングスイッチ2、3と同時にオンオフなされる。
【0064】
このようにすれば、すべてのサンプリングスイッチ2、2’、3、3’、5、6をオフし、出力側サンプリングスイッチ5、6をオンした状態でADコンバータ10で信号電圧をサンプリングする場合、電圧源1に重畳するコモンモードノイズ電圧Enが、コンデンサ21、21’により実施例1で説明した原理(図1参照)で減衰されるうえ、中間サンプリングスイッチ2’、3’の寄生容量が途中に直列に介在するために、コンデンサ11、12に到達するコモンモードノイズ電圧を更に一層減衰することができる。
(変形態様)
実施例2の変形態様を図5に示す。
【0065】
図5は、図4の電流制限抵抗22を抵抗値が等しい一対の電流制限抵抗22、22’に変更したものであり、本質的な機能は、図2の場合と同一である。
(変形態様)
実施例1、2の変形態様を図6に示す。
【0066】
図6は、差動増幅回路9のオペアンプ電圧回路部分を1アンプ形式で構成した例を示すが、本質的な機能は同じである。同様に差動増幅回路9のオペアンプ電圧回路部分を公知の差動電圧増幅回路に変換できることはもちろんである。
【0067】
また、差動増幅回路9のオペアンプ回路部分にローパスフィルタ用のコンデンサを追加して、その周波数特性をRCフィルタ特性とすることも当然可能である。
【0068】
【実施例3】
他の実施例を図7を参照して以下に説明する。
【0069】
この実施例は図3に示す電位設定用抵抗素子7、8をリセットスイッチ210、220に置換したものである。
【0070】
出力側サンプリングスイッチ5、6をオンした時点でリセットスイッチ210、220はオフされている。その結果、出力側サンプリングスイッチ5、6のオンによりフライングキャパシタ4の蓄電電荷は次段コンデンサ11、12に分配され、差動増幅回路9のオペアンプ電圧増幅回路部90により信号電圧として検出される。また、フライングキャパシタ4の両端の寄生容量Csに蓄電された電荷量も次段コンデンサ11、12やそれと並列の寄生容量Csに分配され、信号ラインL1、L2の基準電位(接地電位)からのシフトは抑止される。電位設定用抵抗素子7、8がないので、上記信号電圧の時間的減衰は無視することができる。A/Dコンバータ10による信号電圧のサンプルホールドの後、かつ、出力側サンプリングスイッチ5、6のオフの後、リセットスイッチ21、22がオンされ、次段コンデンサ11、12の蓄電電荷が消去される。
【0071】
このようにすれば、既述した作用効果を奏することができる。もちろん、図7において、図1などに示した入力抵抗素子13、14や電流制限抵抗15、15’を追加することが可能である。この場合、図1の電位設定用抵抗素子7、8をリセットスイッチ21、22に置換すればよい。
【0072】
すなわち、この実施例によれば、次段コンデンサの蓄電電荷を短時間で消去することができるので、高速サンプリング時においても、次段コンデンサに電荷が残留して、次回サンプリングした電荷と混じることがなく、コンデンサ11、12の放電による信号電圧減衰も防止することができる。
【0073】
(変形態様)
なお、実施例3においても実施例1と同様に、次段コンデンサ11、12の充電による信号電圧の減衰をその後の回路や処理により補正してもよいことはもちろんである。
【0074】
(変形態様)
なお、上記実施例において、出力側サンプリングスイッチ5、6をオンしてフライングキャパシタ式電圧検出回路の電圧をコンデンサ11、12に読み込み、その後、出力側サンプリングスイッチ5、6をオフし、その直後にコンデンサ11、12の蓄電電圧を差動増幅する差動増幅回路9の出力電圧をADコンバータ10でサンプリングするようにしてもよい。このようにすれば、差動増幅回路9の一対のオペアンプOP1、OP2の+入力端子C、Dには、それぞれ一対の寄生容量Coffの直列接続体を通じて侵入することになるので、+入力端子C、Dに侵入するコモンノイズ電圧En自体を半減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施例1のフライングキャパシタ式電圧検出回路を示す回路図である。
【図2】実施例1の変形態様を示す回路図である。
【図3】実施例1の変形態様を示す回路図である。
【図4】実施例2のフライングキャパシタ式電圧検出回路を示す回路図である。
【図5】実施例2の変形態様を示す回路図である。
【図6】実施例2、3の変形態様を示す回路図である。
【図7】実施例3のフライングキャパシタ式電圧検出回路を示す回路図である。
【図8】従来のフライングキャパシタ式電圧検出回路を示す回路図である。
【符号の説明】
1 被計測電圧源
2 入力側サンプリングスイッチ
3 入力側サンプリングスイッチ
4 フライングキャパシタ
5 出力側サンプリングスイッチ
6 出力側サンプリングスイッチ
7 電位設定用抵抗素子
8 電位設定用抵抗素子
9 差動増幅回路
10 A/Dコンバータ
11 次段コンデンサ
12 次段コンデンサ
13 入力抵抗素子(入力抵抗)
14 入力抵抗素子(入力抵抗)
150 電流制限抵抗
150’電流制限抵抗
21 リセットスイッチ
22 リセットスイッチ
L1 信号ライン
L2 信号ライン
Cs 寄生容量
Claims (9)
- フライングキャパシタと、
被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、
差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチと、
を備えるフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサを有するコモンノイズ低減回路を備えることを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項1記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記差動増幅回路は、
前記差動増幅回路の入力抵抗及び前記コモンモ−ドノイズ低減回路のインピーダンスにより定まる合成インピーダンスと、前記入力側サンプリングスイッチのオフ容量とにより定まる時定数よりも長く設定された時定数をもつ低域通過フィルタ特性を有することを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項2記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングする信号処理回路部を有し、
前記信号処理回路部は、前記出力側サンプリングスイッチのオン後、少なくとも前記差動増幅回路の前記時定数に相当する時間以上経過後に前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングすることを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項1記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記フライングキャパシタの両端を前記一対の入力側サンプリングスイッチに個別に接続する一対の中間サンプリングスイッチと、略等しい静電容量を有して前記入力側サンプリングスイッチと前記中間サンプリングスイッチとの接続点を所定の基準電位源に個別接続する一対のコンデンサとを含む第2のコモンモ−ドノイズ低減回路を有することを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項1乃至4のいずれか記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記一対のコンデンサの前記基準電位源側の端部は、電流制限抵抗を通じて前記基準電位源に接続されていることを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項1乃至5のいずれか記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記出力側サンプリングスイッチのオンにより前記フライングキャパシタから前記コンデンサへの電荷転送により生じる信号電圧の減衰を補正する補正手段を有することを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - フライングキャパシタと、
被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、
低域通過型フィルタ特性を有する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチと、
略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサを有するコモンノイズ低減回路と、
前記出力側サンプリングスイッチのオン後、少なくとも前記差動増幅回路の前記時定数に相当する時間以上経過後に前記差動増幅回路の出力電圧をサンプリングする信号処理回路部と、
を備え、
前記差動増幅回路の時定数は、前記差動増幅回路の入力抵抗及び前記コモンモ−ドノイズ低減回路のインピーダンスにより定まる合成インピーダンスと、前記入力側サンプリングスイッチのオフ容量とにより定まる時定数よりも長く設定されることを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - 請求項7記載のフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
前記フライングキャパシタの両端を前記一対の入力側サンプリングスイッチに個別に接続する一対の中間サンプリングスイッチと、略等しい静電容量を有して前記入力側サンプリングスイッチと前記中間サンプリングスイッチとの接続点を所定の基準電位源に個別接続する一対のコンデンサとを含む第2のコモンモ−ドノイズ低減回路を有することを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。 - フライングキャパシタと、
被計測電圧源の両端を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の入力側サンプリングスイッチと、
差動増幅回路と、
前記差動増幅回路の一対の入力端子を前記フライングキャパシタの両端に個別に接続する一対の出力側サンプリングスイッチと、
を備えるフライングキャパシタ式電圧検出回路において、
略等しい静電容量を有して前記両出力側サンプリングスイッチの差動増幅回路側の端子を所定の基準電位源に個別に接続する一対のコンデンサと、
前記一対のコンデンサと個別に並列接続されて前記両コンデンサを放電する一対のリセットスイッチとを備えることを特徴とするフライングキャパシタ式電圧検出回路。
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