JP3034895B2

JP3034895B2 - 電力変換器システム

Info

Publication number: JP3034895B2
Application number: JP2055120A
Authority: JP
Inventors: 博美稲葉; 定夫保苅; 仲田　　清; 武喜安藤; 尚之大内
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Building Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Building Systems Co Ltd
Priority date: 1990-03-08
Filing date: 1990-03-08
Publication date: 2000-04-17
Anticipated expiration: 2015-04-17
Also published as: JPH03261376A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、直流中間回路をはさんで２組の変換器によ
り構成される電力変換器システムに係り、特に、２組の
電力変換器を一括してパルス幅制御するようにした電力
変換器システムに関する。

［従来の技術］従来の自励形電力変換器の１種であるコンバータ・イ
ンバータシステムのPWM制御の手法に関する従来技術と
して、例えば、特願昭61−2875号（特開昭62ー163579号
公報参照）に記載された、ワンチツプマイコンに内蔵さ
れた高速にパルスパターンを出力するポートを用いて、
コンバータとインバータのパルス幅制御をそれぞれ独立
に効率よく行う方法に関する技術、特願昭61−2876号
（特開昭62ー163577号公報参照）に記載された、インバ
ータの正弦波PWM制御を行う手法に関する技術、特願昭6
1−10176号（特開昭62ー171470号公報参照）に記載され
た、コンバータの正弦波PWM制御及び電源電圧との同期
処理についての手法に関する技術等が提案されている。

これらの従来技術は、いずれも、２つの自励変換器で
あるコンバータとインバータとを、それぞれ独立の制御
装置により、出力信号の演算を行い、パルス出力制御
を、コンバータ及びインバータに対して個別に行うもの
である。

しかし、これらの従来技術は、システムとしての信頼
性に関する配慮がなされていない。

すなわち、通常、この種電力変換器システムは、シス
テムの異常時、例えば、インバータが過電流となったよ
うな場合には、自励変換器の出力をそれぞれしぼる必要
があるが、そのためには、パルス出力制御装置に、通常
の指令入力線の他に異常信号を入力するポートをそれぞ
れ独立に設ける必要がある。また、故障モードによって
は、両変換器に対して、所定の手順に従った保護処理を
行わなければならない。

このため、前述の従来技術は、両変換器のそれぞれの
ポート間を接続する連絡線を介して情報の送受信を行っ
て保護処理を行う必要があり、また、制御装置自体が複
数存在し、それぞれの制御装置への入力線の本数が多い
こと等により、制御装置自体の故障や断線の点でシステ
ム全体としての信頼性に改善の余地があった。

また、前述の従来技術は、コンバータとインバータと
を独立に制御しているため、コンバータとインバータと
の間に設けられる直流中間回路に、ある程度以上の容量
を持った直流リアクトルを必要とし、直流中間回路の小
型化、ひいては、電力変換器システム全体の小型化が困
難なものであった。

一方、電力変換器システムに関する他の形式の従来技
術として、特開昭60−157472号公報等に記載された技術
も知られている。

この従来技術は、他励変換器であるサイリスタコンバ
ータと自励変換器であるインバータとを、１つのマイク
ロプロセッサとインターフェース回路からなる制御装置
により制御する方式にかんするものである。すなわち、
この従来技術は、具体的には、閑散時にコンバータの点
弧角を制御してコンバータの出力電圧をしぼると共に、
インバータ制御用の変換波もこれに対応して変化させ、
搬送波との比較を行うことによってPWM信号を作成し、
インバータをコントロールしよとするものである。

この従来技術は、１つの制御装置で他励変換器と自励
変換器の２つの変換器を制御しているため、制御装置が
１つでよく、信号入出力のための配線数も少なく、ハー
ドウエア的にはシステムの信頼性が高いシステムと言う
ことができる。

しかし、この従来技術は、インバータが短絡故障を起
したような場合を考えてみると、制御装置が１つであ
り、指令の受け渡しなどに伴う制御の遅れ時間等が存在
しないため、変換器遮断指令発生までの処理をスムーズ
に行うことができるが、電源側変換器が他励式変換器で
あるため、瞬時の電源遮断を行うことができず、しぼり
込み完了までに時間を要するものである。

すなわち、この従来技術は、インバータ短絡の場合、
インバータ側に充分な電流遮断能力がある場合には、イ
ンバータ構成素子に直ちにOFF指令を出力すればよい
が、インバータ側の遮断能力が不充分の場合、大電流を
そのままOFFすることができないため、一度全ての素子
をONとして電流を分流し、中間結合回路のエネルギを減
少させた後、インバータ構成素子をOFFにする必要があ
る。この場合、電流側電力変換器から中間結合回路への
エネルギの供給が速やかに遮断されないと、中間結合回
路のエネルギ減衰がすぐには行われず、前述の電流の分
流期間が伸び、構成素子に悪影響を与える。

このように、他励変換器を含む複数の電力変換器を１
つの制御装置でコントロールする従来技術は、システム
保護上の改善項目が存在する。

［発明が解決しようとする課題］前記従来技術は、自励式変換器単独の正弦波によるPW
M制御方法、他励式変換器のPAM制御方法と自励式変換器
のPWM制御方法との連携動作に関するもので、騒音を低
減できるという効果を得ることのできるものであるが、
電力変換器の種類、制御装置の構成を含めた電力変換器
システム全体の信頼性、直流中間回路の小型化について
は配慮されておらず、電力変換器システム全体の信頼性
が劣り、システム全体の小型化が困難であるという問題
点を有している。

本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決し、シ
ステムの信頼性の向上の実現でき、直流中間回路を小型
化して、システム全体を小型に構成することのできる電
力変換器システムを提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明によれば前記目的は、交流電源または直流電源
を入力とし、これを直流に変換する第１の変換器と、こ
の変換器の出力に接続された直流中間回路と、この中間
回路の出力に接続され直流を交流に変換する第２の変換
器とを備える電力変換器システムにおいて、マイクロプ
ロセッサを含み前記第１及び第２の変換器をそれぞれ独
立してPWM制御するために各PWMパルス信号のパルス幅を
決定するパルス幅制御部と、このパルス幅制御部によっ
て作られたPWMパルス信号を外部へ出力する出力ポート
部とを備え、この出力ポート部から前記第１及び第２の
変換器に、同期させて前記PWMパルス信号を出力するこ
とにより、また、前記第１及び第２の変換器に出力され
るパルス信号を同一周波数としたことにより達成され
る。

また、前記目的は、前記第１の変換器から前記直流中
間回路への通電モード期間に、前記第２の変換器からそ
の負荷への通電モード期間が重なり合うように前記出力
ポート部から前記第１及び第２の変換器にPWMパルス信
号を出力することにより達成される。

さらに、前記目的は、異常時に前記第１及び第２の変
換器を構成するスイッチ素子を全てOFFする緊急遮断部
と、これらパルス幅制御部及び緊急遮断部に基いて作ら
れたパルス信号を外部へ出力する出力ポート部とを備
え、この出力ポート部から、前記パルス幅制御部のパル
ス信号よりも前記緊急遮断部のパルス信号を優先して前
記第１及び第２の変換器に出力することにより達成され
る。

［作用］電源側自励電力変換器は、制御装置からの指令によ
り、システム異常時には、速やかに電源供給を遮断する
よう動作する。これにより、電源側変換器は、速やかな
電源遮断が可能となり、また、１つの制御装置による簡
潔な制御装置構成により、信頼性の高い電力変換器シス
テムを実現することができる。

また、２つの自励電力変換器を同期制御することによ
り、電源側の電力変換器から負荷側の電力変換器に、必
要な電力を直ちに送り込むことができるので、直流中間
回路の直流リアクトルを小容量のものとすることがで
き、システム全体を小型化することができる。

［実施例］以下、本発明による電力変換器システムの実施例を図
面により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。第１図において、１は三相交流電源、２、６は過
電圧抑制用のコンデンサ、３は電流形コンバータ部、31
〜36はその主スイツチング素子を構成するトランジス
タ、４は直流リアクトル、５は電流形インバータ部、51
〜56はその主スイツチング素子を構成するトランジス
タ、７は負荷の一例として示した誘導電動機、８は直流
電流検出器、９は一次電流指令i₁＊とフイードバツク電
流値i₁とを比較する比較器、10はパルスパターン（制御
信号）をトランジスタ31〜36,51〜56に供給するため
の、ワンチップマイコン、12は一次電流指令i₁＊が供給
される端子、13、14はインバータ制御系に与えられる周
波数指令ω_１＊と位相指令θ＊が供給される端子、15は
電源同期用の信号を入力するための信号線である。

ワンチップマイコン10は、入力ポート101、内部バス1
02、プログラム、パルス幅データテーブル等を格納する
ROM103、一次記憶、レジスタとして用いられるRAM104、
演算等を実行するALU105、出力ポート106に所定のパル
スパターン（事象）からなる制御信号を出力するために
必要な事象の設定を行う事象設定レジスタ107、この事
象をいつイネーブルにするかの時刻設定を行う時刻設定
レジスタ108、これら両設定レジスタ107,108の内容を連
結し保持する保持レジスタ109、この保持レジスタ109に
設定されたいく組かの設定データが順次、サイクリック
に格納される連想メモリ110、実際の時刻を出力するタ
イマ111、このタイマ111による時刻と連想メモリ110内
の設定時刻内容とを比較し、これらが一致したときに出
力を発生する比較部112、この比較部112からのトリガを
受け設定された事象を出力ポート106に出力制御する実
行コントローラ113等を備えて構成されている。

次に、この実施例の動作について説明する。

第２図はワンチップマイコン10において、出力ポート
106に発生させる事象、すなわち、パルスパターンのう
ちコンバータ用の事象を求める事象算出処理プログラム
F1000の動作を制御する概略フローチャートである。

（１）まず、コンバータの出力電流偏差Δｉを、入力ポ
ート101のうちアナログ−デジタル変換ポートから取込
む。勿論この場合、電流指令i₁＊をデジタルポートから
取込み、フィードバック電流そのものをアナログ−デジ
タル変換ポートから取込んでマイコン内部でその偏差信
号を算出してもよい（ステップF1010）。

（２）電流偏差Δｉに対応する第１の電力変換器である
コンバータの通流率γ＊、位相PH＊をそれぞれ求める。
この、通流率γ＊、位相PH＊は、第３図にその関係の一
例を示すような、予め定められている特性より求めるこ
とができる（ステップF1020）。

（３）次に、θtc＝Σωｃ＊・Δtc＋PH＊の関係から、コンバータ側の総合位相θtcを算出する。
ここで、ωｃ＊はコンバータに接続される電源の周波数
であり、Δtcはコンバータのスイツチ素子31〜36のスイ
ツチング周波数の逆数である（ステツプF1030）。

（４）ステップF1030で求めた総合位相θtcに対して、
トランジスタ31〜36によるどのスイツチ素子を、Δtcの
間にそれぞれON/OFFさせなければならないかのモードを
判断する。このモードは、電気角360゜を60゜毎に６つ
のモードに分けたもので、総合位相θtcに応じて、今回
はどのモードに該当するかが決まり、ON/OFFするスイツ
チ素子の選択とその順番を求めるためのものである。こ
こではその詳細な説明を省略するが、前述した特願昭61
−10176号（特開昭62ー171470号公報参照）にその詳細
が記載されている（ステップF1040）。

（５）総合位相θtcに応じて、直流中間回路に給電すべ
き２つのパルスの基準値t_1c,t_2c,t_3c｛t_1c＝Δtc・sin
（θtc−240゜）,t_2c＝Δtc・sinθtc,t_3c＝Δtc−t_1c
−t_2c｝を算出する。このt_1c,t_2c,t_3cは、通流率指令γ
＊が最大値の次の基準値であり、実際にコンバータ制御
で使用する値は、次に説明するステップF1060の処理に
より、データ加工を行って求める（ステップF1050）。

（６）F1050で算出されたパルス基準値t_1c,t_2c,t_3cに対
して、通流率γ＊によるパルス幅の加工を行う。すなわ
ち、t_1c′＝γ＊・t_1c,t_2c′＝γ＊・t_2c,t_3c′＝Δtc
−t_1c′−t_2c′の演算を行って、通流率γ＊によって加
工したパルス幅を求める。ここで、t_1c′とt_2c′の期間
は、交流電源から直流リアクトルへの給電モードであ
り、t_3c′の期間は、電源からエネルギが供給されず、
リアクトルの蓄積エネルギが還流する還流モードである
（ステップF1060）。

以上の処理により、第１の変換器の一例であるコンバ
ータのON/OFF制御に用いるデータ（どのスイツチ素子を
いつON/OFFするかというデータ）が算出できたことにな
る。

第４図は第２の電力変換器の一例としてのインバータ
３の制御に用いる事象算出処理F1100の動作を説明する
フローチャートである。

（１）まず、インバータ制御に用いる周波数指令ω
_１＊、位相指令θ＊の取込みを行う。この指令値は、デ
ジタル量を直接取込んでも、アナログ量をアナログ−デ
ジタル変換して取込んでもよい（ステップF1110）。

（２）θti＝Σω_１＊・Δti＋θ＊の関係式から総合位
相θtiを算出する（ステップF1120）。

（３）総合位相θtiの値に応じて、トランジスタ51〜56
によるどのスイツチ素子をΔtiの間に、それぞれON/OFF
させなければならないかを判断する。ここでは、その詳
細な説明を省略するが、その詳細は、前述の特願昭61−
2876号（特開昭62ー163577号公報参照）に記載されてい
る（ステップF1130）。

（４）総合位相θtiに応じて、直流中間回路４から負荷
の例である誘導電動機７に電気エネルギを供給するパル
ス幅t_1i,t_2i｛t_1i＝Δti・sin（θti−240゜）,t_2i＝Δ
ti・sinθti｝を算出すると共に、負荷に電力を供給し
ない還流モードに対応するパルス幅t_3i（＝Δti−t_1i−
t_2i）もここで算出する（ステップF1140）。

前述したインバータ用事象算出処理F1100の実行によ
り、インバータ用のパルス幅（つまり事象変化の時間）
と事象（どのスイツチ素子をON/OFFすべきかというこ
と）とが求められたことになる。

第５図は前述のようにして求められた２つの項目を、
出力ポート制御用の連想メモリ110に設定する処理F2000
の動作を説明するフローチャートである。

まず、ステップF2100の処理で、コンバータ、インバ
ータを構成する12コのトランジスタに対して、必要な事
象設定と時間設定が完了したか否かを判断し、NOであれ
ば、ステップF2200の処理で、該当する事象設定を行
い、ステップF2300の処理で、事象変化の時間設定を行
い、この設定処理を終了する。

第６図は前述した３つのタスク（F1000,F1100,F200
0）の起動タイミングの例を示す図である。

本発明の一実施例においては、第６図から分かるよう
に、まず、コンバータ用、インバータ用の事象を算出
し、その後、その事象をレジスタに順次設定する処理を
行い、パルスパターンを得るようにしている。ここで、
仮りに、事象設定処理の周期Δｔが事象算出処理の周期
Δtc,Δtiに等しければ、コンバータとインバータのス
イツチング周波数が等しく、その周波数は1/Δｔ（Hz）
ということになる。

前述のように構成された本発明の一実施例による電力
変換器システムは、次のような特殊な効果を奏すること
ができる。すなわち、１つのワンチップマイコンを用いて、２つの自励変換
器を一括して制御しているため、緊急遮断時等の処理
を、速やかに行うことが可能である。

以下、このことを図面により説明する。

第７図は緊急遮断処理プログラムF3000の動作を説明
する概略フローチャートである。

この緊急遮断処理プログラムF3000は、異常検出器等
の異常検出による割込み（第１図にはこのハードウエア
を省略）を受けたとき、他の処理が実行中か否かにかか
わらず、緊急度が高いとして起動されるタスクである。

（１）このタスクがが起動されると、コンバータの短絡
相を形成するスイツチ（例えば、この起動が、総合位相
が０゜から60゜の区間、すなわち、モード１の区間に行
われた場合、スイツチ32と35）をONとする指令をレジス
タ107、108に設定し、これらのスイッチをONとすること
により、電源側から電力変換器システムへのエネルギ供
給を遮断する（ステップF3010）。

この例では、電力変換器システムを、電流形インバー
タ・コンバータシステムとし、電流ループ喪失による過
電圧発生を抑制する観点から、エネルギ供給遮断は、ス
イツチをONとして短絡モードを形成して行うとしたが、
過電圧抑制手段が完備している場合には、スイツチを全
てOFFとしてエネルギ供給を遮断してもよい。

また、電力変換器システムが、電圧形インバータシス
テム等の場合、コンバータのスイツチをOFFにすればエ
ネルギ供給を止めることができ、電流側変換器がチヨツ
パの場合にはチヨツパをOFFすれば、やはりエネルギ供
給遮断モードに入ることになる。これは変換器が自励タ
イプのものであるため、電源の位相等の条件にかかわら
ず、ほとんど遅れなく、スイッチをON/OFFすることがで
きるためである。

（２）次に、インバータを短絡モードにするスイツチ素
子（上下アームを短絡する素子）をすぐにONする指令を
設定して、スイッチ素子をすぐにONとすると共に、リア
クトル４のエネルギを消費させるため、図示していない
抵抗をリアクトル４の両端にサイリスタ等を介して接続
する指令を発生させる。この場合の短絡モードも、前述
したコンバータの短絡モードの場合と同様に電流ループ
喪失による過電圧発生を考慮したもので、過電圧対策が
十分の場合には、短絡モードを形成せず、即時OFF指令
を全スイツチ素子に発生すればよい（ステップF302
0）。

（３）次に、事象設定処理等が再び行われて、スイツチ
がONとなるようなスケジユールが行われることを防ぐた
めに、スケジユール処理の再起動を禁止し、緊急遮断処
理を終了する（ステップF3030）。

前述したように、本発明の実施例は、自己遮断能力の
あるスイツチを用いた２つの自励変換器を、１つの制御
装置であるワンチップマイコンで一括制御しているの
で、異常時等に速やかなしぼり込みが可能であり、シス
テム保護を迅速に行うことができる。

前述した本発明の実施例において、自己遮断機能のあ
るスイツチ素子としてトランジスタを用いた例について
説明したが、本発明は、GTOサイリスタ、転流回路付き
サイリスタ等を用いる場合にも適用することができ、こ
れにより、電力変換器システムを大容量化することがで
きる。また、IGBT、FET等を用いることも可能であり、
この場合、装置の高周波スイツチング化を可能にできる
という他の効果を得ることができる。

さらに、本発明の一実施例における前述の緊急遮断処
理において、ステップF3010の処理で、短絡モード形成
のため、スイッチ素子をONとするための指令をレジスタ
107,108へ設定し、実行コントローラ113のスケジユール
に従ってスイッチ素子をON制御したが、出力ポート106
へ直接書き込みを行う機能を持つマイコンを制御装置と
して使用する場合には、レジスタを介することなく、ON
指令を直接出力ポートに書き込むことができ、高速な遮
断を行わせることが可能である。

また、前述した第１図に示す本発明の一実施例は、第
１の電力変換器が三相コンバータであるため、該コンバ
ータを構成するスイッチ素子を６個有し、第２の電力変
換器が３相インバータであるため、該インバータを構成
するスイッチ素子をやはり６個有している。従って、マ
イコン10の出力ポートは、合計12本必要であるが、コン
バータを、直流電力を受けるチョッパとすれば、該チョ
ッパを構成するスイッチ素子は１個、インバータを単相
とすれば、該インバータを構成するスイッチ素子は４個
となり、合計５本の出力ポートを有するマイコンを制御
装置として使用すれば、第１図に示す本発明の実施例と
同等の信頼性の高いシステムを構築することができる。

さらに、第６図に示すタスク起動の例において、事象
設定処理F2000を、事象算出処理F1000とF1100とで一定
時間毎に共用し、２つの電力変換器のスイッチング周波
数の管理を容易にしているが、例えば、インバータ側の
スイッチング周波数（インバータに対する事象算出処理
F1100と事象設定処理F2000の起動頻度）を高くすれば、
負荷に加えられる電力のリップル成分を高周波化し、小
さな値とすることができるので、電動機騒音を低減する
ことができるという他の効果も得ることができる。

また、第１図に示す本発明の一実施例は、制御装置が
１つのCPUコアと複数の出力ポートを内蔵したワンチッ
プマイコン10であったが、本発明は、これらが別々のチ
ップで構成され、外部バスによって結合されている構成
であってもよい。この場合においても、共通のCPUのコ
アの制御下にあるため本発明の効果は損われない。

また、前述のようにCPUコアと、出力ポートとを分離
する場合、出力ポートとして、非常に多くの端子を持つ
独立のI/Oチツプと、あまり強力な入出力ポートを持た
ない汎用マイコンとの組合せ等が可能となり、制御装置
10を構成する上で出力ポートのピン数に関する制約がな
くなり、安価な汎用品を用いることができるという効果
を得ることができる。

第８図は本発明の他の実施例における事象算出処理の
動作を説明するフローチャート、第９図はスイッチ素子
31〜36、51〜56のON/OFFの状態を示す図である。

本発明の他の実施例は、第１図に示す前述の実施例の
場合と同一のハードウエア構成を有し、その制御方法が
相違している。

すなわち、本発明の他の実施例は、前述した本発明の
実施例における、コンバータに対する事象算出処理F100
0と、インバータに対する事象算出処理F1100とを、連結
して同時に行うようにしたものである。従って、第８図
に示すフローは、前述した第２図のフロート第４図のフ
ローとをつなげたものであるので、ここではその説明を
省略する。

この本発明の他の実施例は、前述のように２つの事象
算出処理を連結して行うようにしたので、事象特定処理
F2000の直前に２つの事象算出処理を行うように設定す
ることができ、最新のパルス幅データを事象設定するこ
とができるというメリットを得ることができるほか、次
に示すような特殊な効果を生じる。

この特殊な効果について、第９図を用いて説明する。
第９図において、S31〜S36,S51〜S56はそれぞれコンバ
ータ、インバータを構成するスイッチ素子31〜36,51〜5
6に、マイコンから供給されるON/OFF指令信号である。

まず、コンバータ用指令信号S31〜S36について説明す
る。

第９図には、第８図のステップF4030で求められた総
合位相θtcが０゜〜60゜、すなわち、モード１の中に存
在し、かつ０゜に近い位置に存在する場合を、例として
示している。従って、正側アームについてみると、Δtc
の区間のまず始めに、S33がONとなり、次に、S31がONと
なって、最後にS32がONとなる。一方、負側アームにつ
いてみると、S35のみがΔtcの区間の間、常にON状態に
あり、S34、S36が常にOFFの状態にある。

そして、パルスの幅の関係は、t_1c′が最も広く、次
にt_3c′,t_2c′の順である（通流率γ＊が比較的大きい
場合）。さらに、（t_1c′＋t_2c′）の区間が電源１から
リアクトル４への電力供給区間であり、t_2c′が電力供
給が遮断され、リアクトル４のエネルギが還流する区間
である。

一方、インバータに与えるパルスパターンについて
も、総合位相θtiがモード１に存在し、かつ０゜に近い
例を示している。ONとなる順番は、S53,S51,S52であ
り、（t_1i＋t_2i）の区間が電動機７への電力供給区間で
あり、t_3iの区間がエネルギを電動機へ供給せずバイパ
スさせる還流区間である。

そして、本発明の他の実施例では、S53,S55の立上り
を、S33,S35の立上りに同期させるように一括制御して
いる。その理由は、コンバータからインバータへのエネ
ルギ供給区間（t_1c′＋t_2c′）に、インバータから電動
機へのエネルギ供給区間（t_1i＋t_2i）を可能な限りラツ
プさせれば、コンバータの還流区間におけるインバータ
へのエネルギ供給の働きをする直流中間回路であるリア
クトル４を小容量化できる効果があるからである。

すなわち、直流中間回路は、インバータ側でモータへ
のエネルギ供給が必要になったとき、そのエネルギの供
給元となり、直流中間回路へのエネルギの供給元となる
のがコンバータである。従って、直流中間回路の容量が
充分であれば、コンバータから直流中間回路へのエネル
ギ供給のタイミング等は、インバータの制御に無関係と
なる。

本発明の実施例は、スイッチ素子制御のためのPWM信
号の給電タイミングまで立ち入って、コンバータとイン
バータとの同期をとっているので、コンバータの出力エ
ネルギをそのままインバータのエネルギとして使用する
ことができるため、エネルギ貯蔵機能としての直流中間
回路のリアクトルの小容量化を図ることができる。

なお、前述の本発明の他の実施例の説明では、総合位
相が０゜に近い場合を例として説明したため、モードN
o.が１となりコンバータ側において、スイッチ素子をON
する信号の順番がS33,S31,S32であるが、勿論、この順
番は、総合位相が変化すればモードNo.も変化し、このO
N/OFFの順序も変化する。但し、ON/OFFする素子が、モ
ードNo.の変化により変わっても、供給区間と還流区間
との関係が変わることはないので、総合位相が０゜付近
だけでなく他の値となつたときにも同様な効果を得るこ
とができる。

さらに、第９図において、スイッチ素子をONとする信
号の順番が、S32→S33→S31というように、還流区間が
給電区間に先立つようになった場合にも、インバータ側
を同様な順番となるようにあわせれば、コンバータとイ
ンバータとによる供給区間と還流区間との関係がくずれ
ることがないので同様な効果を得ることができる。

さらに、コンバータ側の立下り時定数を、インバータ
側の立下り時定数よりも遅く設定するようにする等、ス
イッチ素子ON/OFF時の動作遅れを考慮して、給電区間を
オーバラップさせるようにすれば両者のすきま区間t_dを
少なくでき、また、インバータ側の給電区間がt_dにかか
る場合には、電流の減衰を考慮して予めt_2iの区間を当
初計算値よりも広げて電流の減衰を補うようにすればよ
い。

また、本発明の他の実施例は、同期をとって２つの変
換器を制御できればよいわけであるから、第１図に示す
ハード構成のように、CPUコアを１つに限定する必要は
なく、２つのCPUコアを使用してコンバータ、インバー
タのON/OFF制御を同期をとって制御できればよい。その
ための手段としては、マイコンのクロックを共通にし、
あるいは、マイコン間に割込みをかける等により、同期
をとる手段がある。

このように、マルチマイコンにより構成した場合、処
理を２つのCPUで分担して行うことができるので、マイ
コンの能力としてそれほど高級なものを使用しなくても
よく、安価なものを使用できるという効果を得ることが
できる。

次に、コンバータ側の還流区間をインバータ側の給電
区間に重ならないようにすることにより、直流中間回路
をさらに小形化することのできる本発明のさらに他の実
施例について説明する。

この実施例は、コンバータ側の通流率γ＊を〈当初計
算値よりも多少大きな値にして、t_1c′〜t_3c′を設定し
（給電区間を広げたことになる）、逆に、インバータ側
の制御に第２図に示す処理F1060のような通流率制御を
導入し、インバータ側の給電区間を狭くして、コンバー
タ側において通流率を大きくした点を補正し、電動機へ
の給電量を当初状態と同様にし、かつ、コンバータの還
流区間をインバータの給電区間に重ならないようにした
ものである。このようにすれば、直流中間回路でありる
リアクトルをさらに小形化することができる。

なお、前述の実施例の効果として、直流中間回路のリ
アクトルの小容量化についてのべたが、このリアクトル
の小容量化によって、さらに、次のような効果も生じ
る。すなわち、第１図に示す電流形コンバータ・インバ
ータシステムにおいて、直流リアクトル４が小形化され
れば、停電時などに発生する過電圧のレベルも低くな
り、これを抑制する保護回路も簡便なものでよくなり、
システム全体の信頼性の向上も図ることができる。

［発明の効果］以上説明したように本発明によれば、直流中間結合回
路をはさんだ２つの自励変換器を、制御装置により一括
して管理することができるので、自励変換器のすみやか
な応答と簡潔な制御装置の構成とがあいまって、電力変
換器システムを信頼度高く構築することができるという
効果を得ることができる。

また、２つの自励変換器を同期して制御することがで
きるため、直流中間回路のリアクトルを小容量化するこ
とができ、装置全体を小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２〜第７図は本発明一実施例の動作を説明するための
図、第８図，第９図は本発明の他の実施例の動作を説明
するための図である。１……三相交流電源、２、６……過電圧抑制用のコンデ
ンサ、３……電流形コンバータ部、31〜36……その主ス
イツチング素子を構成するトランジスタ、４……直流リ
アクトル、５……電流形インバータ部、51〜56……その
主スイツチング素子を構成するトランジスタ、７……誘
導電動機、８……直流電流検出器、９……比較器、10…
…ワンチップマイコン、101……入力ポート、102……内
部バス、103……ROM、104……RAM、105……ALU、107…
…事象設定レジスタ、108……時刻設定レジスタ、109…
…保持レジスタ、110……連想メモリ、111……タイマ、
112……比較部、113……実行コントローラ113。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者保苅定夫茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者仲田清茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者安藤武喜東京都千代田区神田錦町１丁目６番地日立エレベータサービス株式会社内 (72)発明者大内尚之茨城県日立市幸町３丁目２番１号日立エンジニアリング株式会社内 (56)参考文献特開平２−17865（ＪＰ，Ａ) 特開平１−238466（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−163579（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−9373（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源または直流電源を入力とし、これ
を直流に変換する第１の変換器と、この変換器の出力に
接続された直流中間回路と、この中間回路の出力に接続
され直流を交流に変換する第２の変換器とを備える電力
変換器システムにおいて、マイクロプロセッサを含み前
記第１及び第２の変換器をそれぞれ独立してPWM制御す
るために各PWMパルス信号のパルス幅を決定するパルス
幅制御部と、このパルス幅制御部によって作られたPWM
パルス信号を外部へ出力する出力ポート部とを備え、こ
の出力ポート部から前記第１及び第２の変換器に、同期
させて前記PWMパルス信号を出力することを特徴とする
電力変換器システム。
【請求項２】請求項１において、前記第１及び第２の変
換器に出力されるパルス信号を同一周波数としたことを
特徴とする電力変換器システム。
【請求項３】交流電源または直流電源を入力とし、これ
を直流に変換する第１の変換器と、この変換器の出力に
接続された直流中間回路と、この中間回路の出力に接続
され直流を交流に変換する第２の変換器とを備える電力
変換器システムにおいて、マイクロプロセッサを含み前
記第１及び第２の変換器をそれぞれ独立してPWM制御す
るために各PWMパルス信号のパルス幅を決定するパルス
幅制御部と、このパルス幅制御部によって作られたPWM
パルス信号を外部へ出力する出力ポート部とを備え、前
記第１の変換器から前記直流中間回路への通電モード期
間に、前記第２の変換器からその負荷への通電モード期
間が重なり合うように前記出力ポート部から前記第１及
び第２の変換器にPWMパルス信号を出力することを特徴
とする電力変換器システム。
【請求項４】交流電源または直流電源を入力とし、これ
を直流に変換する第１の変換器と、この変換器の出力に
接続された中流中間回路と、この中間回路の出力に接続
され直流を交流に変換する第２の変換器とを備える電力
変換器システムにおいて、１つのマイクロプロセッサ
と、このマイクロプロセッサを含み前記第１及び第２の
変換器を駆動する各パルス信号のパルス幅を決定するパ
ルス幅制御部と、異常時に前記第１及び第２の変換器を
構成するスイッチ素子を全てOFFする緊急遮断部と、こ
れらパルス幅制御部及び緊急遮断部に基いて作られたパ
ルス信号を外部へ出力する出力ポート部とを備え、この
出力ポート部から、前記パルス幅制御部のパルス信号よ
りも前記緊急遮断部のパルス信号を優先して前記第１及
び第２の変換器に出力することを特徴とする電力変換器
システム。