JP3697218B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源から供給される交流電圧を整流し平滑して得られた高圧直流電圧を、機器が必要とする数Ｖ〜数十Ｖの所定の低電圧に変換する自励式スイッチング電源に適用される電源装置に関し、特に、動作中の状態と休止中の状態とで負荷の大きさが明確に分かれると共にこれら２つの状態に要求される電力が著しく異なる機器に用いられる自励式スイッチング電源に適用される電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に自励式スイッチング電源は、自励式スイッチング電源が搭載される機器に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計の観点から当然のことである。しかしながら、自励式スイッチング電源は負荷が軽くなると効率が低下する。これは負荷が軽くなればなるほど顕著となる。従って、自励式スイッチング電源を備えた機器が、常に動作しているものでなく休止状態を取りえると共に動作状態に比べて休止状態の負荷が極めて軽い場合、自励式スイッチング電源の効率は極めて悪くなる。
【０００３】
上記の問題を解決するため、特許第３２１９１４５号においては、機器休止時に自励式スイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をＧＮＤレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態（以下間欠動作と呼ぶ）にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている。
【０００４】
また、特開２０００−１５６９７７号には、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは２つの検出電圧を切り替えることにより、スイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている。
【０００５】
また、特開２００１−１９００６６号には、従来の技術として誤差検出回路の出力を強制的にＧＮＤレベルに断続的に変化させ、誤差検出回路の出力をＧＮＤレベルにしたときスイッチング電源が動作停止し、誤差検出回路の出力をＧＮＤレベルにしないときにはスイッチング電源が動作することにより、スイッチング電源を間欠動作とし、機器休止時の効率の上昇を図る例が紹介されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来のスイッチング電源の間欠動作制御方法では、下記のような問題が発生する。
【０００７】
（１）特許第３２１９１４５号の場合
・基準電圧を内蔵している素子（一般的にシャントレギュレータと呼ばれる）の場合、基準電圧側をＧＮＤに落とすことができず、回路選択の自由度がない。
・スイッチング電源の出力電圧が一種類のみの場合、検出電圧を上昇させる手段が煩雑で安価にできない。
・誤差検出回路に必ず付随するコンデンサと抵抗で構成された位相補償回路が積分回路として働き、間欠動作時に意図しない出力電圧の低下が必ず発生してしまう。また、間欠動作時の負荷が大きくなった場合、この位相補償回路の影響により出力電圧の異常低下が発生する。
【０００８】
（２）特開２０００-１５６９７７号の場合
・同公報記載の第一の実施の形態の場合、二次側から一次側に発振停止信号を伝達するためのオプトカプラが必要となり、単価の高いオプトカプラが追加になるため安価にできない。
・同公報記載の第一の実施の形態、第二の実施の形態とも、停止信号をＴＲＵＥとしているときのみ発振停止し、停止信号をＦＬＡＳＥとすると発振する。このため、停止信号のＴＲＵＥ及びＦＡＬＳＥにしている時間の管理が必要なため、制御が煩雑である。
【０００９】
（３）特開２００１-１９００６６号の従来技術の場合
・誤差検出回路の出力をＧＮＤとしたときのみスイッチング電源が動作停止するため、誤差検出回路の出力をＧＮＤとする時間の設定をうまく行わないと、効率が上がらなかったり、出力電圧の異常な低下を招く。
・上記問題を解決するため、実際には誤差検出回路の出力をＧＮＤとする時間、及びその間隔の制御が必要となり、安価にできない。
【００１０】
本発明は、上述した点に鑑みなされたものであり、機器の休止状態の時における電源効率を複雑な制御なしに簡単な構成で上昇させることを可能とし、電源効率上昇に伴い消費電力の削減及びノイズの低下を図ることも確実に実現可能とした電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、一次巻線、二次巻線、帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流の導通及び遮断を制御する第１のスイッチング素子と、前記二次巻線に発生する電圧を整流し平滑する整流平滑装置と、前記整流平滑装置の出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出装置と、一次側部分及び二次側部分を有し、前記誤差検出装置出力を前記二次側部分から前記一次側部分に伝達するように構成される伝達装置と、前記帰還巻線に接続され、該帰還巻線から電流が供給されると共に、前記電源装置の最低発振周波数を決定する第１の抵抗と、前記第１のスイッチング素子の前記制御端子と前記電源装置に交流電圧を供給する外部電源との間に接続された電源装置起動用の第２の抵抗と、前記伝達装置の前記一次側部分に接続され、該一次側部分の出力電流に基づき前記第１のスイッチング素子のオフタイミングを決定し、前記帰還巻線の出力電圧により前記第１のスイッチング素子の前記制御端子のオンタイミングを決定する決定装置と、前記誤差検出装置の出力側に接続される検出出力制御装置と、前記検出出力制御装置に対する前記断続的なパルス信号の付与を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記誤差検出装置における前記差に関わらず、前記伝達装置に供給される前記誤差検出装置の出力を強制的に低下させるための断続的なパルス信号を前記電源装置の発振停止に充分な時間だけ生成し、前記伝達装置の前記一次側部分は、電流流入端子を備えると共に、該電流流入端子が前記第１のスイッチング素子の前記制御端子に接続されており、前記第１の抵抗は、前記伝達装置の前記一次側部分の電流出力端に直接もしくは別の抵抗を介して接続され、前記電源装置が発振動作のときは前記帰還巻線から前記決定装置に電流を供給すると共に、前記電源装置が発振停止のときは前記伝達装置の前記一次側部分の出力電流の一部を前記帰還巻線に伝達する経路となっていることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
先ず、本発明の実施の形態の概要を説明する。本発明の実施の形態は、従来の問題を解決するため、自励式スイッチング電源において以下の制御を行う。
（１）自励式スイッチング電源を間欠動作させるために変化させる個所を誤差検出回路出力側とし、自励式スイッチング電源の発振を停止させるに充分な短い時間だけ、誤差検出回路の出力を強制的に低下させる。
（２）自励式スイッチング電源の誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラのフォトトランジスタの電流を、一次側の主スイッチング素子の制御端子から供給し、かつ自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定する抵抗に対する電流供給を、絶縁トランスの帰還巻線から行う。
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態は、本発明の基本的な構成を示したものであり、誤動作阻止のためのノイズ除去コンデンサや、抵抗などは状況に応じて任意に加えることが可能である。
【００１４】
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態は、自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路を図１に示すような構成とした例である。図１は第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の全体構成を示す回路図である。自励式スイッチング電源は、整流素子Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、平滑コンデンサＣ１１、起動抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２４、制御端子を有する主スイッチング素子Ｑ２１、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２２、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２３、発光ダイオード１００ａ（二次側）とフォトトランジスタ１００ｂ（一次側）を有するオプトカプラＰＣ２１、一次巻線１０３、二次巻線１０４、帰還巻線１０５を有する絶縁トランスＴ２１、整流平滑回路１０１、誤差検出回路１０２等を備えている。
【００１５】
先ず、自励式スイッチング電源各部の接続関係を詳述すると、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３のマイナス極側と主スイッチング素子Ｑ２１の電流流入端子が接続され、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３のプラス極側と起動抵抗Ｒ２１の一端が接続されている。起動抵抗Ｒ２１の他端は、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の一端、抵抗Ｒ２２の一端、スイッチング素子Ｑ２２の電流流入端、及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流入側に接続されている。
【００１６】
抵抗Ｒ２２の他端は、主スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２２の電流流出端、コンデンサＣ２２の一端、及び絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５のマイナス極側と接続されている。コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の他端は、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５のプラス極側及び抵抗Ｒ２４の一端と接続され、抵抗Ｒ２４の他端は、スイッチング素子Ｑ２２の制御端子、コンデンサＣ２２の他端及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流出側に接続されている。
【００１７】
整流平滑回路１０１は、絶縁トランスＴ２１の二次巻線１０４に対し、スイッチング素子Ｑ２１がオフの時に該二次巻線１０４に電流が流れる向きに接続されている。誤差検出回路１０２は、整流平滑回路１０１の出力電圧と基準電圧を比較しその差に応じた電圧を出力するものであり、誤差検出回路１０２の出力は、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａのカソード側とスイッチング素子Ｑ２３の電流流入端子に直接、あるいは抵抗を介して接続されている。スイッチング素子Ｑ２３の電流流出端子は、ＧＮＤに接続されている。後述するモード選択素子は、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子にパルス状の信号を断続的に与え、これにより、スイッチング素子Ｑ２３を、オン／オフ状態を断続的に繰り返す状態と定常的にオフ状態との２つの状態を取ることができる。
【００１８】
次に、自励式スイッチング電源各部の機能を詳述すると、整流素子Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４は、商用電源から供給されるＡＣ電源を全波整流する。平滑コンデンサＣ１１は、上記整流素子Ｄ１１〜Ｄ１４で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。絶縁トランスＴ２１は、一次巻線１０３、二次巻線１０４、帰還巻線１０５を備える。主スイッチング素子Ｑ２１は、ＭＯＳＦＥＴから構成されており、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３に流れる電流の導通遮断を制御する制御端子を備えている。主スイッチング素子Ｑ２１をオン／オフ発振させることにより、断続的に絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３に電流を流す。整流平滑回路１０１は、整流素子Ｄ２１とコンデンサＣ２３から構成されており、主スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間に発生する絶縁トランスＴ２１の二次巻線１０４の電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【００１９】
誤差検出回路１０２は、シャントレギュレータＩＣ２１、コンデンサＣ２４、抵抗Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２９から構成されており、整流平滑回路１０１の出力電圧を抵抗Ｒ２６、Ｒ２７で分圧した電圧をシャントレギュレータＩＣ２１のリファレンス端子に入力する。シャントレギュレータＩＣ２１は、内蔵された基準電圧とリファレンス端子に入力された電圧とを比較するものであり、両電圧の差に応じた電圧がカソード端子に現れる。誤差検出回路１０２におけるコンデンサＣ２４及び抵抗Ｒ２９から構成される部分は、位相補償用の回路である。オプトカプラＰＣ２１は、二次側に配置された発光ダイオード１００ａと一次側に配置されたフォトトランジスタ１００ｂから構成されており、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧に応じた電流が、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａに流れ、その情報をオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流として伝える。
【００２０】
主スイッチング素子Ｑ２１は、電源投入時は起動抵抗Ｒ２１からの電流がコンデンサＣ２１に充電されることにより、制御端子の電圧が上昇しオンする。また、主スイッチング素子Ｑ２１は、連続発振時には絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５に発生するリンギングによりオンする。このリンギングは、絶縁トランスＴ２１に蓄えられたエネルギーが二次巻線１０４を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。主スイッチング素子Ｑ２１のオフは、スイッチング素子Ｑ２２がオンすることにより、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の電圧が下がることで行われる。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ２２の制御端子にはコンデンサＣ２２が取り付けられており、コンデンサＣ２２は、主スイッチング素子Ｑ２１がオンすると、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５の電圧が上昇することにより、抵抗Ｒ２４を介して充電される。抵抗Ｒ２４は、自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定するための抵抗である。また、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂに流れる電流も、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子から充電される。
【００２２】
主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、コンデンサＣ２２への充電速度により決定される。その理由は、コンデンサＣ２２の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の閾値電圧を超えるとスイッチング素子Ｑ２２がオンし、主スイッチング素子Ｑ２１がオフするからである。このコンデンサＣ２２への充電電流は、抵抗Ｒ２４の電流とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流との和である。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流は、二次側の誤差検出回路１０２の出力電圧に依存する。誤差検出回路１０２の出力は、二次側出力電圧が高ければ低く、二次側出力電圧が低ければ高くなるため、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流は、二次側出力電圧が高ければ大きく、二次側出力電圧が低ければ小さくなる。従って、主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、二次側出力電圧が高ければ短く、二次側出力電圧が低ければ長くなる。
【００２３】
なお、本実施の形態の自励式スイッチング電源の最大オン時間は、抵抗Ｒ２４とコンデンサＣ２１によって決定される。コンデンサＣ２１と並列に抵抗が取り付けられている場合はその抵抗の影響も受ける。
【００２４】
ここで、本自励式スイッチング電源が取り付けられている機器が動作時であり負荷が大きい場合、マイクロコンピュータが備えるモード選択素子（図示略、制御装置、パルス信号出力回路）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子をＬＯＷとする。従って、本自励式スイッチング電源は上記に示すような動作を連続して行う。一方、機器が休止時となり負荷が小さくなると、上記モード選択素子（図示略）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号を加える。通常、パルス状の信号のＨＩの期間は、自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位でよい。また、パルスの周期は、ＨＩ期間のDuty（デューティ）を例えば１〜５０％程度の間で効率を見ながら選ぶとよい。即ち、上記モード選択素子（図示略）は、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子にパルス状の信号を断続的に付与し、スイッチング素子Ｑ２３は、オン／オフ状態を断続的に繰り返す状態と定常的なオフ状態の２つの状態を取ることが可能である。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩの期間、オプトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１００ａには、誤差検出回路１０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ２８で制限される電流が流れる。この電流は、通常制御時に比べて充分大きく、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂに伝えられると、瞬時にコンデンサＣ２２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ２２をオンさせ、主スイッチング素子Ｑ２１をオフする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ２１のエネルギーが完全に放出され、本自励式スイッチング電源の一次側は起動前の状態と同じになる。
【００２６】
一方、本自励式スイッチング電源の二次側出力は負荷が小さく時間が短いため、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、オプトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１００ａの電流はすぐさま元の状態に戻る。そのため、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗Ｒ２４によるフォトトランジスタ１００ｂの電流の電圧降下を、スイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ２２はオン状態を継続し、起動抵抗Ｒ２１の電流はスイッチング素子Ｑ２２に全て流れ込む。従って、主スイッチング素子Ｑ２１はオンすることができず、本自励式スイッチング電源は停止状態を継続する。
【００２７】
その後、時間の経過に従い、負荷は整流平滑回路１０１のコンデンサＣ２３に溜まった電荷を消費し、徐々に二次側出力の電圧は下がる。それに伴い誤差検出回路１０２の出力電圧も上昇し、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂの電流も減少し、この電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値よりも低くなると、起動抵抗Ｒ２１よりコンデンサＣ２１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ２１がオンし、その後、本自励式スイッチング電源は発振を始める。上記のように本自励式スイッチング電源が発振を開始するタイミングは、抵抗Ｒ２４に流れる電流、即ち誤差検出回路１０２の出力電圧、即ち二次側の出力電圧がある一定の電圧になったときである。従って、スイッチング素子Ｑ２３にパルスを与えているモードにおいて、二次側出力電圧の発振停止時になりえる最低電圧は、印加するパルスの状態によらず抵抗Ｒ２４によって設定できることとなる。
【００２８】
このことは、以下の式から説明できる。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流をif、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧をvf、二次側出力電圧をvo、シャントレギュレータＩＣ２１の基準電圧をVr、コンデンサＣ２４の両端電圧をvc、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率をaとし、ある定常状態の負荷IoのときのifをIf、vfをVf、voをVo、vcをVcと置いたとき、下記式が成り立つ。なお、式中で大文字アルファベットは定数、小文字アルファベットは変数である。
vf=Vr+ Vc + b (Vr- c vo) ・・・▲１▼
if=a(vo-vf) /R28 ・・・▲２▼
Vf=Vr + Vc ・・・▲３▼
Vr=cVo ・・・▲４▼
If=a(Vo-Vf) /R28 ・・・▲５▼
ただし、bは抵抗Ｒ２６、抵抗Ｒ２７の合成抵抗と抵抗Ｒ２９とシャントレギュレータＩＣ２１で構成された反転増幅器の増幅率、cは抵抗Ｒ２６と抵抗Ｒ２７の分圧比である。▲１▼式はシャントレギュレータＩＣ２１のvoの微小変化に対するカソード電圧を示す。このときのコンデンサＣ２４の両端電圧は固定値と考えられ、Vcと置いている。▲２▼式はシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流の関係を示す。この式ではオプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａの電圧降下を無視している。▲３▼式、▲４▼式は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１の回りの電圧を示す。▲５▼式は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流の関係を示す。
【００２９】
これらの式より、
if=If-a(1+b)(Vr-cvo) /R28 ・・・▲６▼
の式を導き出すことができる。▲６▼式において、Vrとbとcは設計要素であり、変動はないと考えてよい。Ifは本自励式スイッチング電源の負荷電流により決定される。動作を軽負荷時のみに限定して考えた場合は、変動幅は極めて小さいと考えられる。
【００３０】
従って、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流ifと二次側出力電圧voの関係は、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aに依存した関係となる。本自励式スイッチング電源が発振停止状態から発振開始状態になるのは、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流ifが一定の電流になったときであるから、発振停止時の二次側出力電圧の最低電圧はオプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aに依存した一定電圧となる。逆にいえば、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aのばらつきを小さくすれば、発振停止時の二次側出力電圧の最低電圧をパルス波形、負荷によらず、ほぼ一定の値とすることができる。
【００３１】
なお、図２に上記図１に示した回路のスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にオン時間１００usec、Duty１０％のパルスを印加したときの動作波形を示す。図２(a)がスイッチング素子Ｑ２３の制御端子に印加したパルス波形、図２(b)が二次側出力波形、図２(c)は誤差検出回路１０２の出力波形、図２(d)はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の波形、図２(e)は主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の波形である。
【００３２】
図２に示す波形では、本自励式スイッチング電源の間欠の周期はスイッチング素子Ｑ２３に与えるパルスの周期よりも長くなっている。しかしながら、このことはこの間欠動作にはほとんど影響を与えない。これは、本自励式スイッチング電源の発振停止期間がほとんど二次側出力電圧と抵抗Ｒ２４の抵抗値のみに依存していることを示している。また、負荷がパルスのオン期間に抵抗Ｒ２４で設定された電圧以下にならない限り、負荷が多少変動しても本動作での二次側出力電圧の最低電圧はほぼ一定であった。
【００３３】
なお、上述したモード選択素子（図示略）としてオペアンプなどで構成された発振器を用いることもできるが、機器の動作を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、そのマイクロコンピュータが直接パルスを出すほうが、より簡便でよい方法である。
【００３４】
なお、上述した本実施の形態の制御方法を用いると、間欠動作時に本自励式スイッチング電源が発振を継続している時間をなるべく短く設定することが容易にできる。そのため、本自励式スイッチング電源の発振周波数が常に変動している状態とすることが容易であり、そのため発生するノイズが特定周波数に集中せず、ノイズ対策が容易になる利点もある。
【００３５】
以上説明したように、第１の実施の形態によれば、自励式スイッチング電源を搭載した機器の休止時における電源の効率を、複雑な制御なしに容易に上昇させることができる。また、電源効率上昇に付随してノイズの低下並びに消費電力の削減を図ることも容易に実現することができる。
【００３６】
［第２の実施の形態］
本発明の自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路としては、上記第１の実施の形態以外にも各種の回路が考えられる。本発明の第２の実施の形態は、自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路を図３に示すような構成とした例である。図３は第２の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の誤差検出回路の構成を示す回路図である。自励式スイッチング電源の誤差検出回路は、オペアンプＩＣ２２、コンデンサ２４、ツェナーダイオードＺＤ２１、抵抗Ｒ２６、抵抗Ｒ２７、抵抗Ｒ２９、抵抗Ｒ３１を備えている。
【００３７】
第２の実施の形態の自励式スイッチング電源における誤差検出回路以外の構成は上記第１の実施の形態と同様である（図１参照）。図１において、抵抗Ｒ２８の配置は図示の部分ではなく、誤差検出回路の出力端に取り付けられることも当然考えられる。また、コンデンサＣ２２に並列に抵抗（追加抵抗）を設けることも考えられる。この場合、本自励式スイッチング電源の最大オン時間は、抵抗Ｒ２４と前記追加抵抗とコンデンサＣ２２により決定され、間欠動作時の最低電圧は抵抗Ｒ２４と前記追加抵抗の合成並列抵抗により決定される。自励式スイッチング電源が搭載される機器の使用状態においては、前記追加抵抗を設けた場合のほうが細やかな設定が可能である。
【００３８】
第１及び第２の実施の形態の自励式スイッチング電源による方式では、単出力電圧の場合を示しているが、当然、絶縁トランスＴ２１の二次側巻線が複数存在し、複数の出力電圧を取り出している場合の制御も上記と同様である。
【００３９】
なお、図３の回路を用いた実験により、以下の結果が得られている。入力電圧ＡＣ１２０Ｖ、出力電圧設定２４Ｖ、定格負荷４０Ｗの自励式スイッチング電源において、２４Ｖの負荷電流を１００ｍＡのとき間欠動作をさせないと入力電力は３.６Ｗとなり、スイッチング素子Ｑ２３に入力するパルスのオン時間を１００μｓｅｃ、周波数を１ｋＨｚとすると入力電力は２.８Ｗとなり、出力電圧の平均値は２４Ｖのまま変動なしである。特許第３２１９１４５号のように誤差検出回路の基準電圧側を切り替える方法であると、入力電力は２.８Ｗと同等であるが、出力電圧の平均値は２２.５Ｖまで低下する。
【００４０】
また、第２の実施の形態の手法を用いた場合も、上記第１の実施の形態で示した場合と同様に、雑音端子強度の特定周波数へのノイズの集中も効率的に防止することができ、結果的にノイズ対策が容易になるという利点もある。図４、図５にそれぞれ、間欠動作でない場合の雑音端子強度のスペクトルと、間欠動作の場合の雑音端子強度のスペクトルを示す。この結果では、限度値（QuasiPeak）において６ｄＢ以上、限度値（Average）においては２０ｄＢ以上のノイズレベルの低減が観測された。
【００４１】
以上説明したように、第２の実施の形態によれば、自励式スイッチング電源を搭載した機器の休止時における電源の効率を、複雑な制御なしに容易に上昇させることができる。また、電源効率上昇に付随してノイズの低下並びに消費電力の削減を図ることも容易に実現することができる。
【００４２】
［他の実施の形態］
第１の実施の形態では、自励式スイッチング電源のスイッチング素子Ｑ２３に加えるパルス状の信号のＨＩ期間を自励式スイッチング電源の発振周波数の２〜２０倍位とし、パルスの周期はＨＩ期間のDutyを１〜５０％程度としたが、本発明は前記範囲に限定されるものではない。
【００４３】
第１及び第２の実施の形態では、自励式スイッチング電源単体の場合を例に挙げたが、本発明は自励式スイッチング電源単体に限定されるものではなく、自励式スイッチング電源を搭載した各種機器、自励式スイッチング電源を搭載した複数の機器から構成されるシステムに適用することも可能である。
【００４４】
なお、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用しても、１つの機器からなる装置に適用してもよい。上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能を実現するソフトウエアのプログラムコードを記憶した記憶媒体等の媒体をシステム或いは装置に供給し、そのシステム或いは装置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記憶媒体等の媒体に格納されたプログラムコードを読み出し実行することによっても、本発明が達成されることは言うまでもない。
【００４５】
この場合、記憶媒体等の媒体から読み出されたプログラムコード自体が上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能を実現することになり、そのプログラムコードを記憶した記憶媒体等の媒体は本発明を構成することになる。プログラムコードを供給するための記憶媒体等の媒体としては、例えば、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ、或いはネットワークを介したダウンロードなどを用いることができる。
【００４６】
また、コンピュータが読み出したプログラムコードを実行することにより、上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現されるだけでなく、そのプログラムコードの指示に基づき、コンピュータ上で稼動しているＯＳなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現される場合も、本発明に含まれることは言うまでもない。
【００４７】
更に、記憶媒体等の媒体から読み出されたプログラムコードが、コンピュータに挿入された機能拡張ボードやコンピュータに接続された機能拡張ユニットに備わるメモリに書き込まれた後、そのプログラムコードの指示に基づき、その機能拡張ボードや機能拡張ユニットに備わるＣＰＵなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現される場合も、本発明に含まれることは言うまでもない。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電源装置を搭載した機器の休止状態の時における電源効率を、複雑な制御なく簡単な構成で上昇させることができ、また、電源効率の上昇に伴い消費電力の削減及びノイズの低下を図ることも確実に実現することができる。加えて、本発明によれば、制御を必要としない単純な一定デューティ且つ一定周波数のパルスを本電源装置に入力するだけで、負荷が変動したとしても安定した間欠発振動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の全体構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の動作波形を示す図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子に印加したパルス波形、（ｂ）は二次側出力波形、（ｃ）は誤差検出回路の出力波形、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の波形、（ｅ）は主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の波形である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の誤差検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態に係る間欠動作をさせない場合の雑音端子強度のスペクトルを示す図である。
【図５】第２の実施の形態に係る間欠動作をさせた場合の雑音端子強度のスペクトルを示す図である。
【符号の説明】
Ｔ２１ 絶縁トランス
Ｑ２１ 主スイッチング素子
Ｑ２２ スイッチング素子（決定装置、スイッチング制御回路）
Ｑ２３ スイッチング素子（検出出力制御装置、発振制御装置）
ＰＣ２１ オプトカプラ（伝達装置）
ＩＣ２１ シャントレギュレータ
ＩＣ２２ オペアンプ
Ｒ２１ 起動抵抗（第２の抵抗）
Ｒ２４ 抵抗（第１の抵抗）
Ｃ２２ コンデンサ（決定装置、スイッチング制御回路）
１００ａ 発光ダイオード（二次側部分）
１００ｂ フォトトランジスタ（一次側部分）
１０１ 整流平滑回路（整流平滑装置）
１０２ 誤差検出回路（誤差検出装置）
１０３ 一次側巻線
１０４ 二次側巻線
１０５ 帰還巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源から供給される交流電圧を整流し平滑して得られた高圧直流電圧を、機器が必要とする数Ｖ〜数十Ｖの所定の低電圧に変換する自励式スイッチング電源に適用される電源装置に関し、特に、動作中の状態と休止中の状態とで負荷の大きさが明確に分かれると共にこれら２つの状態に要求される電力が著しく異なる機器に用いられる自励式スイッチング電源に適用される電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に自励式スイッチング電源は、自励式スイッチング電源が搭載される機器に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計の観点から当然のことである。しかしながら、自励式スイッチング電源は負荷が軽くなると効率が低下する。これは負荷が軽くなればなるほど顕著となる。従って、自励式スイッチング電源を備えた機器が、常に動作しているものでなく休止状態を取りえると共に動作状態に比べて休止状態の負荷が極めて軽い場合、自励式スイッチング電源の効率は極めて悪くなる。
【０００３】
上記の問題を解決するため、特許第３２１９１４５号においては、機器休止時に自励式スイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をＧＮＤレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態（以下間欠動作と呼ぶ）にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている。
【０００４】
また、特開２０００−１５６９７７号には、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは２つの検出電圧を切り替えることにより、スイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている。
【０００５】
また、特開２００１−１９００６６号には、従来の技術として誤差検出回路の出力を強制的にＧＮＤレベルに断続的に変化させ、誤差検出回路の出力をＧＮＤレベルにしたときスイッチング電源が動作停止し、誤差検出回路の出力をＧＮＤレベルにしないときにはスイッチング電源が動作することにより、スイッチング電源を間欠動作とし、機器休止時の効率の上昇を図る例が紹介されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来のスイッチング電源の間欠動作制御方法では、下記のような問題が発生する。
【０００７】
（１）特許第３２１９１４５号の場合
・基準電圧を内蔵している素子（一般的にシャントレギュレータと呼ばれる）の場合、基準電圧側をＧＮＤに落とすことができず、回路選択の自由度がない。
・スイッチング電源の出力電圧が一種類のみの場合、検出電圧を上昇させる手段が煩雑で安価にできない。
・誤差検出回路に必ず付随するコンデンサと抵抗で構成された位相補償回路が積分回路として働き、間欠動作時に意図しない出力電圧の低下が必ず発生してしまう。また、間欠動作時の負荷が大きくなった場合、この位相補償回路の影響により出力電圧の異常低下が発生する。
【０００８】
（２）特開２０００-１５６９７７号の場合
・同公報記載の第一の実施の形態の場合、二次側から一次側に発振停止信号を伝達するためのオプトカプラが必要となり、単価の高いオプトカプラが追加になるため安価にできない。
・同公報記載の第一の実施の形態、第二の実施の形態とも、停止信号をＴＲＵＥとしているときのみ発振停止し、停止信号をＦＬＡＳＥとすると発振する。このため、停止信号のＴＲＵＥ及びＦＡＬＳＥにしている時間の管理が必要なため、制御が煩雑である。
【０００９】
（３）特開２００１-１９００６６号の従来技術の場合
・誤差検出回路の出力をＧＮＤとしたときのみスイッチング電源が動作停止するため、誤差検出回路の出力をＧＮＤとする時間の設定をうまく行わないと、効率が上がらなかったり、出力電圧の異常な低下を招く。
・上記問題を解決するため、実際には誤差検出回路の出力をＧＮＤとする時間、及びその間隔の制御が必要となり、安価にできない。
【００１０】
本発明は、上述した点に鑑みなされたものであり、機器の休止状態の時における電源効率を複雑な制御なしに簡単な構成で上昇させることを可能とし、電源効率上昇に伴い消費電力の削減及びノイズの低下を図ることも確実に実現可能とした電源装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、一次巻線、二次巻線、帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流の導通及び遮断を制御する第１のスイッチング素子と、前記二次巻線に発生する電圧を整流し平滑する整流平滑装置と、前記整流平滑装置の出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出装置と、一次側部分及び二次側部分を有し、前記誤差検出装置出力を前記二次側部分から前記一次側部分に伝達するように構成される伝達装置と、前記帰還巻線に接続され、該帰還巻線から電流が供給されると共に、前記電源装置の最低発振周波数を決定する第１の抵抗と、前記第１のスイッチング素子の前記制御端子と前記電源装置に交流電圧を供給する外部電源との間に接続された電源装置起動用の第２の抵抗と、前記伝達装置の前記一次側部分に接続され、該一次側部分の出力電流に基づき前記第１のスイッチング素子のオフタイミングを決定し、前記帰還巻線の出力電圧により前記第１のスイッチング素子の前記制御端子のオンタイミングを決定する決定装置と、前記誤差検出装置の出力側に接続される検出出力制御装置と、前記検出出力制御装置に対する前記断続的なパルス信号の付与を制御する制御装置とを備え、前記制御装置は、前記誤差検出装置における前記差に関わらず、前記伝達装置に供給される前記誤差検出装置の出力を強制的に低下させるための断続的なパルス信号を前記電源装置の発振停止に充分な時間だけ生成し、前記伝達装置の前記一次側部分は、電流流入端子を備えると共に、該電流流入端子が前記第１のスイッチング素子の前記制御端子に接続されており、前記第１の抵抗は、前記伝達装置の前記一次側部分の電流出力端に直接もしくは別の抵抗を介して接続され、前記電源装置が発振動作のときは前記帰還巻線から前記決定装置に電流を供給すると共に、前記電源装置が発振停止のときは前記伝達装置の前記一次側部分の出力電流の一部を前記帰還巻線に伝達する経路となっていることを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
先ず、本発明の実施の形態の概要を説明する。本発明の実施の形態は、従来の問題を解決するため、自励式スイッチング電源において以下の制御を行う。
（１）自励式スイッチング電源を間欠動作させるために変化させる個所を誤差検出回路出力側とし、自励式スイッチング電源の発振を停止させるに充分な短い時間だけ、誤差検出回路の出力を強制的に低下させる。
（２）自励式スイッチング電源の誤差検出回路の出力を一次側に伝達するオプトカプラのフォトトランジスタの電流を、一次側の主スイッチング素子の制御端子から供給し、かつ自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定する抵抗に対する電流供給を、絶縁トランスの帰還巻線から行う。
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、本発明の実施の形態は、本発明の基本的な構成を示したものであり、誤動作阻止のためのノイズ除去コンデンサや、抵抗などは状況に応じて任意に加えることが可能である。
【００１４】
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態は、自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路を図１に示すような構成とした例である。図１は第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の全体構成を示す回路図である。自励式スイッチング電源は、整流素子Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、平滑コンデンサＣ１１、起動抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２４、制御端子を有する主スイッチング素子Ｑ２１、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２２、制御端子を有するスイッチング素子Ｑ２３、発光ダイオード１００ａ（二次側）とフォトトランジスタ１００ｂ（一次側）を有するオプトカプラＰＣ２１、一次巻線１０３、二次巻線１０４、帰還巻線１０５を有する絶縁トランスＴ２１、整流平滑回路１０１、誤差検出回路１０２等を備えている。
【００１５】
先ず、自励式スイッチング電源各部の接続関係を詳述すると、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３のマイナス極側と主スイッチング素子Ｑ２１の電流流入端子が接続され、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３のプラス極側と起動抵抗Ｒ２１の一端が接続されている。起動抵抗Ｒ２１の他端は、スイッチング素子Ｑ２１の制御端子、コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の一端、抵抗Ｒ２２の一端、スイッチング素子Ｑ２２の電流流入端、及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流入側に接続されている。
【００１６】
抵抗Ｒ２２の他端は、主スイッチング素子Ｑ２１及びスイッチング素子Ｑ２２の電流流出端、コンデンサＣ２２の一端、及び絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５のマイナス極側と接続されている。コンデンサＣ２１と抵抗Ｒ２３の直列回路の他端は、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５のプラス極側及び抵抗Ｒ２４の一端と接続され、抵抗Ｒ２４の他端は、スイッチング素子Ｑ２２の制御端子、コンデンサＣ２２の他端及びオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂと抵抗Ｒ２５で構成された直列回路のフォトトランジスタ電流流出側に接続されている。
【００１７】
整流平滑回路１０１は、絶縁トランスＴ２１の二次巻線１０４に対し、スイッチング素子Ｑ２１がオフの時に該二次巻線１０４に電流が流れる向きに接続されている。誤差検出回路１０２は、整流平滑回路１０１の出力電圧と基準電圧を比較しその差に応じた電圧を出力するものであり、誤差検出回路１０２の出力は、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａのカソード側とスイッチング素子Ｑ２３の電流流入端子に直接、あるいは抵抗を介して接続されている。スイッチング素子Ｑ２３の電流流出端子は、ＧＮＤに接続されている。後述するモード選択素子は、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子にパルス状の信号を断続的に与え、これにより、スイッチング素子Ｑ２３を、オン／オフ状態を断続的に繰り返す状態と定常的にオフ状態との２つの状態を取ることができる。
【００１８】
次に、自励式スイッチング電源各部の機能を詳述すると、整流素子Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４は、商用電源から供給されるＡＣ電源を全波整流する。平滑コンデンサＣ１１は、上記整流素子Ｄ１１〜Ｄ１４で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。絶縁トランスＴ２１は、一次巻線１０３、二次巻線１０４、帰還巻線１０５を備える。主スイッチング素子Ｑ２１は、ＭＯＳＦＥＴから構成されており、絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３に流れる電流の導通遮断を制御する制御端子を備えている。主スイッチング素子Ｑ２１をオン／オフ発振させることにより、断続的に絶縁トランスＴ２１の一次巻線１０３に電流を流す。整流平滑回路１０１は、整流素子Ｄ２１とコンデンサＣ２３から構成されており、主スイッチング素子Ｑ２１がオフの期間に発生する絶縁トランスＴ２１の二次巻線１０４の電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【００１９】
誤差検出回路１０２は、シャントレギュレータＩＣ２１、コンデンサＣ２４、抵抗Ｒ２６、Ｒ２７、Ｒ２９から構成されており、整流平滑回路１０１の出力電圧を抵抗Ｒ２６、Ｒ２７で分圧した電圧をシャントレギュレータＩＣ２１のリファレンス端子に入力する。シャントレギュレータＩＣ２１は、内蔵された基準電圧とリファレンス端子に入力された電圧とを比較するものであり、両電圧の差に応じた電圧がカソード端子に現れる。誤差検出回路１０２におけるコンデンサＣ２４及び抵抗Ｒ２９から構成される部分は、位相補償用の回路である。オプトカプラＰＣ２１は、二次側に配置された発光ダイオード１００ａと一次側に配置されたフォトトランジスタ１００ｂから構成されており、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧に応じた電流が、オプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａに流れ、その情報をオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流として伝える。
【００２０】
主スイッチング素子Ｑ２１は、電源投入時は起動抵抗Ｒ２１からの電流がコンデンサＣ２１に充電されることにより、制御端子の電圧が上昇しオンする。また、主スイッチング素子Ｑ２１は、連続発振時には絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５に発生するリンギングによりオンする。このリンギングは、絶縁トランスＴ２１に蓄えられたエネルギーが二次巻線１０４を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。主スイッチング素子Ｑ２１のオフは、スイッチング素子Ｑ２２がオンすることにより、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の電圧が下がることで行われる。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ２２の制御端子にはコンデンサＣ２２が取り付けられており、コンデンサＣ２２は、主スイッチング素子Ｑ２１がオンすると、絶縁トランスＴ２１の帰還巻線１０５の電圧が上昇することにより、抵抗Ｒ２４を介して充電される。抵抗Ｒ２４は、自励式スイッチング電源の最低発振周波数を決定するための抵抗である。また、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂに流れる電流も、主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子から充電される。
【００２２】
主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、コンデンサＣ２２への充電速度により決定される。その理由は、コンデンサＣ２２の電圧がスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の閾値電圧を超えるとスイッチング素子Ｑ２２がオンし、主スイッチング素子Ｑ２１がオフするからである。このコンデンサＣ２２への充電電流は、抵抗Ｒ２４の電流とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流との和である。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流は、二次側の誤差検出回路１０２の出力電圧に依存する。誤差検出回路１０２の出力は、二次側出力電圧が高ければ低く、二次側出力電圧が低ければ高くなるため、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流は、二次側出力電圧が高ければ大きく、二次側出力電圧が低ければ小さくなる。従って、主スイッチング素子Ｑ２１のオン時間は、二次側出力電圧が高ければ短く、二次側出力電圧が低ければ長くなる。
【００２３】
なお、本実施の形態の自励式スイッチング電源の最大オン時間は、抵抗Ｒ２４とコンデンサＣ２１によって決定される。コンデンサＣ２１と並列に抵抗が取り付けられている場合はその抵抗の影響も受ける。
【００２４】
ここで、本自励式スイッチング電源が取り付けられている機器が動作時であり負荷が大きい場合、マイクロコンピュータが備えるモード選択素子（図示略、制御装置、パルス信号出力回路）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子をＬＯＷとする。従って、本自励式スイッチング電源は上記に示すような動作を連続して行う。一方、機器が休止時となり負荷が小さくなると、上記モード選択素子（図示略）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号を加える。通常、パルス状の信号のＨＩの期間は、自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位でよい。また、パルスの周期は、ＨＩ期間のDuty（デューティ）を例えば１〜５０％程度の間で効率を見ながら選ぶとよい。即ち、上記モード選択素子（図示略）は、スイッチング素子Ｑ２３の制御端子にパルス状の信号を断続的に付与し、スイッチング素子Ｑ２３は、オン／オフ状態を断続的に繰り返す状態と定常的なオフ状態の２つの状態を取ることが可能である。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩの期間、オプトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１００ａには、誤差検出回路１０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ２８で制限される電流が流れる。この電流は、通常制御時に比べて充分大きく、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂに伝えられると、瞬時にコンデンサＣ２２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ２２をオンさせ、主スイッチング素子Ｑ２１をオフする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ２１のエネルギーが完全に放出され、本自励式スイッチング電源の一次側は起動前の状態と同じになる。
【００２６】
一方、本自励式スイッチング電源の二次側出力は負荷が小さく時間が短いため、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ２３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、オプトカプラＰＣ２１の二次側の発光ダイオード１００ａの電流はすぐさま元の状態に戻る。そのため、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗Ｒ２４によるフォトトランジスタ１００ｂの電流の電圧降下を、スイッチング素子Ｑ２２の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ２２はオン状態を継続し、起動抵抗Ｒ２１の電流はスイッチング素子Ｑ２２に全て流れ込む。従って、主スイッチング素子Ｑ２１はオンすることができず、本自励式スイッチング電源は停止状態を継続する。
【００２７】
その後、時間の経過に従い、負荷は整流平滑回路１０１のコンデンサＣ２３に溜まった電荷を消費し、徐々に二次側出力の電圧は下がる。それに伴い誤差検出回路１０２の出力電圧も上昇し、オプトカプラＰＣ２１の一次側のフォトトランジスタ１００ｂの電流も減少し、この電流による抵抗Ｒ２４の電圧降下がスイッチング素子Ｑ２２の閾値よりも低くなると、起動抵抗Ｒ２１よりコンデンサＣ２１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ２１がオンし、その後、本自励式スイッチング電源は発振を始める。上記のように本自励式スイッチング電源が発振を開始するタイミングは、抵抗Ｒ２４に流れる電流、即ち誤差検出回路１０２の出力電圧、即ち二次側の出力電圧がある一定の電圧になったときである。従って、スイッチング素子Ｑ２３にパルスを与えているモードにおいて、二次側出力電圧の発振停止時になりえる最低電圧は、印加するパルスの状態によらず抵抗Ｒ２４によって設定できることとなる。
【００２８】
このことは、以下の式から説明できる。オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流をif、シャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧をvf、二次側出力電圧をvo、シャントレギュレータＩＣ２１の基準電圧をVr、コンデンサＣ２４の両端電圧をvc、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率をaとし、ある定常状態の負荷IoのときのifをIf、vfをVf、voをVo、vcをVcと置いたとき、下記式が成り立つ。なお、式中で大文字アルファベットは定数、小文字アルファベットは変数である。
vf=Vr+ Vc + b (Vr- c vo) ・・・▲１▼
if=a(vo-vf) /R28 ・・・▲２▼
Vf=Vr + Vc ・・・▲３▼
Vr=cVo ・・・▲４▼
If=a(Vo-Vf) /R28 ・・・▲５▼
ただし、bは抵抗Ｒ２６、抵抗Ｒ２７の合成抵抗と抵抗Ｒ２９とシャントレギュレータＩＣ２１で構成された反転増幅器の増幅率、cは抵抗Ｒ２６と抵抗Ｒ２７の分圧比である。▲１▼式はシャントレギュレータＩＣ２１のvoの微小変化に対するカソード電圧を示す。このときのコンデンサＣ２４の両端電圧は固定値と考えられ、Vcと置いている。▲２▼式はシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流の関係を示す。この式ではオプトカプラＰＣ２１の発光ダイオード１００ａの電圧降下を無視している。▲３▼式、▲４▼式は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１の回りの電圧を示す。▲５▼式は定常状態でのシャントレギュレータＩＣ２１のカソード電圧とオプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流の関係を示す。
【００２９】
これらの式より、
if=If-a(1+b)(Vr-cvo) /R28 ・・・▲６▼
の式を導き出すことができる。▲６▼式において、Vrとbとcは設計要素であり、変動はないと考えてよい。Ifは本自励式スイッチング電源の負荷電流により決定される。動作を軽負荷時のみに限定して考えた場合は、変動幅は極めて小さいと考えられる。
【００３０】
従って、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流ifと二次側出力電圧voの関係は、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aに依存した関係となる。本自励式スイッチング電源が発振停止状態から発振開始状態になるのは、オプトカプラＰＣ２１のフォトトランジスタ１００ｂの電流ifが一定の電流になったときであるから、発振停止時の二次側出力電圧の最低電圧はオプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aに依存した一定電圧となる。逆にいえば、オプトカプラＰＣ２１の電流伝達率aのばらつきを小さくすれば、発振停止時の二次側出力電圧の最低電圧をパルス波形、負荷によらず、ほぼ一定の値とすることができる。
【００３１】
なお、図２に上記図１に示した回路のスイッチング素子Ｑ２３の制御端子にオン時間１００usec、Duty１０％のパルスを印加したときの動作波形を示す。図２(a)がスイッチング素子Ｑ２３の制御端子に印加したパルス波形、図２(b)が二次側出力波形、図２(c)は誤差検出回路１０２の出力波形、図２(d)はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の波形、図２(e)は主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の波形である。
【００３２】
図２に示す波形では、本自励式スイッチング電源の間欠の周期はスイッチング素子Ｑ２３に与えるパルスの周期よりも長くなっている。しかしながら、このことはこの間欠動作にはほとんど影響を与えない。これは、本自励式スイッチング電源の発振停止期間がほとんど二次側出力電圧と抵抗Ｒ２４の抵抗値のみに依存していることを示している。また、負荷がパルスのオン期間に抵抗Ｒ２４で設定された電圧以下にならない限り、負荷が多少変動しても本動作での二次側出力電圧の最低電圧はほぼ一定であった。
【００３３】
なお、上述したモード選択素子（図示略）としてオペアンプなどで構成された発振器を用いることもできるが、機器の動作を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、そのマイクロコンピュータが直接パルスを出すほうが、より簡便でよい方法である。
【００３４】
なお、上述した本実施の形態の制御方法を用いると、間欠動作時に本自励式スイッチング電源が発振を継続している時間をなるべく短く設定することが容易にできる。そのため、本自励式スイッチング電源の発振周波数が常に変動している状態とすることが容易であり、そのため発生するノイズが特定周波数に集中せず、ノイズ対策が容易になる利点もある。
【００３５】
以上説明したように、第１の実施の形態によれば、自励式スイッチング電源を搭載した機器の休止時における電源の効率を、複雑な制御なしに容易に上昇させることができる。また、電源効率上昇に付随してノイズの低下並びに消費電力の削減を図ることも容易に実現することができる。
【００３６】
［第２の実施の形態］
本発明の自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路としては、上記第１の実施の形態以外にも各種の回路が考えられる。本発明の第２の実施の形態は、自励式スイッチング電源の二次側の誤差検出回路を図３に示すような構成とした例である。図３は第２の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の誤差検出回路の構成を示す回路図である。自励式スイッチング電源の誤差検出回路は、オペアンプＩＣ２２、コンデンサ２４、ツェナーダイオードＺＤ２１、抵抗Ｒ２６、抵抗Ｒ２７、抵抗Ｒ２９、抵抗Ｒ３１を備えている。
【００３７】
第２の実施の形態の自励式スイッチング電源における誤差検出回路以外の構成は上記第１の実施の形態と同様である（図１参照）。図１において、抵抗Ｒ２８の配置は図示の部分ではなく、誤差検出回路の出力端に取り付けられることも当然考えられる。また、コンデンサＣ２２に並列に抵抗（追加抵抗）を設けることも考えられる。この場合、本自励式スイッチング電源の最大オン時間は、抵抗Ｒ２４と前記追加抵抗とコンデンサＣ２２により決定され、間欠動作時の最低電圧は抵抗Ｒ２４と前記追加抵抗の合成並列抵抗により決定される。自励式スイッチング電源が搭載される機器の使用状態においては、前記追加抵抗を設けた場合のほうが細やかな設定が可能である。
【００３８】
第１及び第２の実施の形態の自励式スイッチング電源による方式では、単出力電圧の場合を示しているが、当然、絶縁トランスＴ２１の二次側巻線が複数存在し、複数の出力電圧を取り出している場合の制御も上記と同様である。
【００３９】
なお、図３の回路を用いた実験により、以下の結果が得られている。入力電圧ＡＣ１２０Ｖ、出力電圧設定２４Ｖ、定格負荷４０Ｗの自励式スイッチング電源において、２４Ｖの負荷電流を１００ｍＡのとき間欠動作をさせないと入力電力は３.６Ｗとなり、スイッチング素子Ｑ２３に入力するパルスのオン時間を１００μｓｅｃ、周波数を１ｋＨｚとすると入力電力は２.８Ｗとなり、出力電圧の平均値は２４Ｖのまま変動なしである。特許第３２１９１４５号のように誤差検出回路の基準電圧側を切り替える方法であると、入力電力は２.８Ｗと同等であるが、出力電圧の平均値は２２.５Ｖまで低下する。
【００４０】
また、第２の実施の形態の手法を用いた場合も、上記第１の実施の形態で示した場合と同様に、雑音端子強度の特定周波数へのノイズの集中も効率的に防止することができ、結果的にノイズ対策が容易になるという利点もある。図４、図５にそれぞれ、間欠動作でない場合の雑音端子強度のスペクトルと、間欠動作の場合の雑音端子強度のスペクトルを示す。この結果では、限度値（QuasiPeak）において６ｄＢ以上、限度値（Average）においては２０ｄＢ以上のノイズレベルの低減が観測された。
【００４１】
以上説明したように、第２の実施の形態によれば、自励式スイッチング電源を搭載した機器の休止時における電源の効率を、複雑な制御なしに容易に上昇させることができる。また、電源効率上昇に付随してノイズの低下並びに消費電力の削減を図ることも容易に実現することができる。
【００４２】
［他の実施の形態］
第１の実施の形態では、自励式スイッチング電源のスイッチング素子Ｑ２３に加えるパルス状の信号のＨＩ期間を自励式スイッチング電源の発振周波数の２〜２０倍位とし、パルスの周期はＨＩ期間のDutyを１〜５０％程度としたが、本発明は前記範囲に限定されるものではない。
【００４３】
第１及び第２の実施の形態では、自励式スイッチング電源単体の場合を例に挙げたが、本発明は自励式スイッチング電源単体に限定されるものではなく、自励式スイッチング電源を搭載した各種機器、自励式スイッチング電源を搭載した複数の機器から構成されるシステムに適用することも可能である。
【００４４】
なお、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用しても、１つの機器からなる装置に適用してもよい。上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能を実現するソフトウエアのプログラムコードを記憶した記憶媒体等の媒体をシステム或いは装置に供給し、そのシステム或いは装置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記憶媒体等の媒体に格納されたプログラムコードを読み出し実行することによっても、本発明が達成されることは言うまでもない。
【００４５】
この場合、記憶媒体等の媒体から読み出されたプログラムコード自体が上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能を実現することになり、そのプログラムコードを記憶した記憶媒体等の媒体は本発明を構成することになる。プログラムコードを供給するための記憶媒体等の媒体としては、例えば、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ、或いはネットワークを介したダウンロードなどを用いることができる。
【００４６】
また、コンピュータが読み出したプログラムコードを実行することにより、上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現されるだけでなく、そのプログラムコードの指示に基づき、コンピュータ上で稼動しているＯＳなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現される場合も、本発明に含まれることは言うまでもない。
【００４７】
更に、記憶媒体等の媒体から読み出されたプログラムコードが、コンピュータに挿入された機能拡張ボードやコンピュータに接続された機能拡張ユニットに備わるメモリに書き込まれた後、そのプログラムコードの指示に基づき、その機能拡張ボードや機能拡張ユニットに備わるＣＰＵなどが実際の処理の一部または全部を行い、その処理によって上述した実施形態における、自励式スイッチング電源が搭載される機器の動作を制御する上記マイクロコンピュータに関連した機能が実現される場合も、本発明に含まれることは言うまでもない。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電源装置を搭載した機器の休止状態の時における電源効率を、複雑な制御なく簡単な構成で上昇させることができ、また、電源効率の上昇に伴い消費電力の削減及びノイズの低下を図ることも確実に実現することができる。加えて、本発明によれば、制御を必要としない単純な一定デューティ且つ一定周波数のパルスを本電源装置に入力するだけで、負荷が変動したとしても安定した間欠発振動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の全体構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の動作波形を示す図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ２３の制御端子に印加したパルス波形、（ｂ）は二次側出力波形、（ｃ）は誤差検出回路の出力波形、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ２２の制御端子の波形、（ｅ）は主スイッチング素子Ｑ２１の制御端子の波形である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る自励式スイッチング電源の誤差検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態に係る間欠動作をさせない場合の雑音端子強度のスペクトルを示す図である。
【図５】第２の実施の形態に係る間欠動作をさせた場合の雑音端子強度のスペクトルを示す図である。
【符号の説明】
Ｔ２１ 絶縁トランス
Ｑ２１ 主スイッチング素子
Ｑ２２ スイッチング素子（決定装置、スイッチング制御回路）
Ｑ２３ スイッチング素子（検出出力制御装置、発振制御装置）
ＰＣ２１ オプトカプラ（伝達装置）
ＩＣ２１ シャントレギュレータ
ＩＣ２２ オペアンプ
Ｒ２１ 起動抵抗（第２の抵抗）
Ｒ２４ 抵抗（第１の抵抗）
Ｃ２２ コンデンサ（決定装置、スイッチング制御回路）
１００ａ 発光ダイオード（二次側部分）
１００ｂ フォトトランジスタ（一次側部分）
１０１ 整流平滑回路（整流平滑装置）
１０２ 誤差検出回路（誤差検出装置）
１０３ 一次側巻線
１０４ 二次側巻線
１０５ 帰還巻線
Claims (7)
- 一次巻線、二次巻線、帰還巻線を有するトランスと、前記一次巻線に流れる電流の導通及び遮断を制御する第１のスイッチング素子と、前記二次巻線に発生する電圧を整流し平滑する整流平滑装置と、前記整流平滑装置の出力電圧を基準電圧と比較し、その差に応じた電圧を出力する誤差検出装置と、一次側部分及び二次側部分を有し、前記誤差検出装置出力を前記二次側部分から前記一次側部分に伝達するように構成される伝達装置と、前記帰還巻線に接続され、該帰還巻線から電流が供給されると共に、前記電源装置の最低発振周波数を決定する第１の抵抗と、前記第１のスイッチング素子の前記制御端子と前記電源装置に交流電圧を供給する外部電源との間に接続された電源装置起動用の第２の抵抗と、前記伝達装置の前記一次側部分に接続され、該一次側部分の出力電流に基づき前記第１のスイッチング素子のオフタイミングを決定し、前記帰還巻線の出力電圧により前記第１のスイッチング素子の前記制御端子のオンタイミングを決定する決定装置と、前記誤差検出装置の出力側に接続される検出出力制御装置と、前記検出出力制御装置に対する前記断続的なパルス信号の付与を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記誤差検出装置における前記差に関わらず、前記伝達装置に供給される前記誤差検出装置の出力を強制的に低下させるための断続的なパルス信号を前記電源装置の発振停止に充分な時間だけ生成し、
前記伝達装置の前記一次側部分は、電流流入端子を備えると共に、該電流流入端子が前記第１のスイッチング素子の前記制御端子に接続されており、
前記第１の抵抗は、前記伝達装置の前記一次側部分の電流出力端に直接もしくは別の抵抗を介して接続され、前記電源装置が発振動作のときは前記帰還巻線から前記決定装置に電流を供給すると共に、前記電源装置が発振停止のときは前記伝達装置の前記一次側部分の出力電流の一部を前記帰還巻線に伝達する経路となっていることを特徴とする電源装置。 - 前記伝達装置は、前記誤差検出装置の出力側に接続された前記二次側部分としての発光ダイオードと、前記第１の抵抗に直接もしくは前記別の抵抗を介して接続された前記一次側部分としてのフォトトランジスタとから構成されるオプトカプラであり、
前記決定装置は、前記帰還巻線の電圧上昇に伴い前記第１の抵抗を介して充電されるコンデンサと、前記コンデンサに接続された制御端子を有する第２のスイッチング素子とから構成される回路であり、
前記検出出力制御装置は、前記誤差検出装置の出力側に接続された電流流出端子とを有するスイッチング素子であることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 前記コンデンサに並列接続される第３の抵抗を備え、前記電源装置の最大オン時間は、前記第１の抵抗と前記第３の抵抗と前記コンデンサにより決定され、前記電源装置の間欠動作時の最低電圧は、前記第１の抵抗と前記第３の抵抗の合成並列抵抗により決定されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
- 前記検出出力制御装置は、前記制御装置からの前記検出出力制御装置に対する前記断続的なパルス信号の付与によって、オン／オフ状態を断続的に繰り返す状態と、定常的なオフ状態との何れかをとることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。
- 前記制御装置は、前記電源装置が電力を供給する機器が待機状態にあるとき前記検出出力制御装置に前記断続的なパルス信号を付与する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電源装置。
- 前記制御装置は、前記機器を前記動作状態から前記待機状態に移行させる際に、前記機器の動作を、該機器が有する機能の一部を作動させたままの状態で、停止させ、前記検出出力制御装置に前記断続的なパルス信号を付与してから前記機器を前記待機状態に移行させる請求項５記載の電源装置。
- 前記制御装置は、マイクロコンピュータであることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電源装置。
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