JP4272870B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特にその効率の向上に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは装置に求められる最大の負荷の状態において最大の効率を発揮できるよう設計される。これは熱設計から当然のことである。
【0003】
しかしながら、スイッチングレギュレータは負荷が軽くなると効率が低下するものが多い。これは負荷が軽くなればなるほど顕著である。
【0004】
したがって、スイッチングレギュレータが備えられた装置が動作時と休止時の2つの状態をもち、その2つの状態の消費電流に著しい開きがある場合(一般に休止状態のほうが消費電流が低いと考えられる)、休止状態においてスイッチングレギュレータの効率が落ちてしまう。
【0005】
この問題を解決するため、機器休止時にスイッチング電源の誤差検出回路の基準電圧をGNDレベルに断続的に変化させる、あるいは検出電圧に断続的に目標電圧よりも高い電圧を加えてやることにより、自励式スイッチング電源が断続的に動作する状態(以下間欠動作と呼ぶ)にしてやり、機器休止時の効率を上げる手法が提案されている(特許文献1参照)。また、軽負荷時にスイッチング電源の二次側から一次側に発振停止信号を伝達する手段を設ける、あるいは2つの検出電圧を切り替えることによりスイッチング電源を間欠動作させ、効率の上昇を図る提案がなされている(特許文献2参照)。
【0006】
【特許文献1】
特許第3219145号公報
【特許文献2】
特開2000−156977号公報
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、前述のような状況のもとでなされたもので、スイッチングレギュレータを前述のように単に間欠動作させた場合よりさらに効率を向上することのできるスイッチングレギュレータを提供することを目的とするものである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明では、スイッチングレギュレータを次の(1)のとおりに構成する。
(1)互いに絶縁された一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に断続的に電流を流すためにスイッチング動作するスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流及び平滑して得られる直流電圧と基準電圧との差を検出する誤差検出回路と、前記誤差検出回路の検出結果に応じた出力を絶縁素子を介して前記トランスの一次側に伝達する伝達手段とを備え、前記伝達手段の出力に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチングレギュレータにおいて、
前記誤差検出回路は、前記直流電圧の目標電圧を切り替えるための2つのスイッチング素子を備え、
前記スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は、前記2つのスイッチング素子の1つをオン状態にし、もう1つをオフ状態にして、前記目標電圧を第1電圧に切り替えて動作する動作状態と、前記スイッチングレギュレータの負荷である前記装置が休止中は、前記2つのスイッチング素子のうち、前記動作状態時にオン状態であったスイッチング素子をオフ状態にし、もう1つのスイッチング素子をオンオフして、前記目標電圧を前記第1電圧より低い第2電圧とGNDレベルを周期的に切り替えて動作する休止状態とを有するスイッチングレギュレータ。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態をスイッチングレギュレータの実施例により詳しく説明する。
【0014】
【実施例】
(実施例1)
図1は実施例1である“スイッチングレギュレータ”の回路図である。
【0015】
図1において、D11,D12,D13,D14は整流素子であり、商用電源から供給されるAC電源を全波整流する。
【0016】
C11は平滑コンデンサであり、前記整流素子で整流された全波整流波形を平滑し直流電圧とする。
【0017】
T21は絶縁トランスであり、一次巻線,二次巻線,帰還巻線を備える。
【0018】
Q21は主スイッチング素子であるMOSFETであり、オン/オフ発振させることにより断続的に一次巻線に電流を流す。
【0019】
101は整流素子D21とコンデンサC23により構成された整流平滑回路であり、主スイッチング素子Q21がオフの期間に発生する二次巻線電圧を平滑整流し、直流電圧を出力する。
【0020】
102は誤差検出回路であり、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧を基準電圧とし、オペアンプIC22のプラス入力端子に入力する。二次側出力電圧の情報はオペアンプIC22のマイナス端子に入力される。この2つの電位差に応じた電圧がオペアンプの出力電圧として現れる。コンデンサC24,抵抗R26は位相補償用の回路である。
【0021】
オプトカプラPC21はオペアンプIC22の出力電圧に応じた電流が発光ダイオードに流れ、その情報を一次側に配置されたフォトトランジスタの電流として伝える。
【0022】
主スイッチング素子Q21は電源投入時は起動抵抗R21からの電流がコンデンサC21に充電されることにより制御端子の電圧が上昇しオンする。また、連続発振時にはトランスT21の帰還巻線に発生するリンギングによりオンする。このリンギングはトランスT21に蓄えられたエネルギーが二次巻線を通じて二次側に全て放出されたときに発生する。オフはスイッチング素子Q22がオンすることにより主スイッチング素子Q21の制御端子の電圧が下がることにより行われる。スイッチング素子Q22の制御端子にはコンデンサC22が取り付けられており、主スイッチング素子Q21がオンすると、トランスT21の帰還巻線の電圧が上昇することにより抵抗R24を介して充電される。また、オプトカプラPC21のフォトトランジスタに流れる電流も主スイッチング素子Q21の制御端から充電される。
【0023】
主スイッチング素子Q21のオン時間はコンデンサC22への充電スピードにより決定される。コンデンサC22の電圧がスイッチング素子Q22の制御端の閾値電圧を超えるとスイッチング素子Q22がオンし、主スイッチング素子Q21がオフするからである。このコンデンサ22への充電電流は抵抗R24とオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流の和である。オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流は二次側の誤差検出回路102の出力電圧に依存する。誤差検出回路102の出力はオペアンプIC22のマイナス入力端子の電圧が高ければ低く、低ければ高くなるため、オプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流はマイナス入力端子の電圧が高ければ大きく、低ければ小さくなる。したがって、主スイッチング素子Q21のオン時間はマイナス入力端子の電圧が高ければ短く、低ければ長くなる。
【0024】
ここで、本スイッチングレギュレータを備えた装置が動作中、すなわち負荷が大きいときと、休止中、すなわち負荷が小さいときの動作を説明する。
【0025】
装置が動作中はスイッチング素子Q24の制御端子はHI、スイッチング素子Q23の制御端子はLOWであり、Q24はオン、Q23はオフ状態となる。したがって、オペアンプIC22のマイナス端子には二次側出力電圧をR31とR32で分圧した電圧が入力される。したがって、ツェナダイオードZD21のツェナ電圧をVzdとすると二次側出力電圧V1はV1=Vzd/R32*(R31+R32)になるよう制御される。
【0026】
一方、装置が休止中はスイッチング素子Q24の制御端子はLOW、スイッチング素子Q23の制御端子はHI/LOWを繰り返すパルス波形となる。このパルスは通常数百Hz〜数kHzに設定される。
【0027】
スイッチング素子Q24の端子がLOWになるためQ24はオフとなり、スイッチング素子Q23がオフのときの目標電圧V2はV2=Vzd/(R32+R33)*(R31+R32+R33)となる。また、スイッチング素子Q23がオンのときはGNDが目標電圧となる。
【0028】
したがって、装置が動作状態から休止状態に移行すると、目標電圧はV1からV2あるいはGNDとなり、本スイッチングレギュレータの発振は停止する。その後、装置の負荷により二次側出力電圧は徐々に低下していく。二次側出力電圧がV2に達すると、本スイッチングレギュレータはV2を中心として間欠発振動作となる。
【0029】
また、休止状態から動作状態に移行するときは、スイッチング素子Q24の制御端子はHI、スイッチング素子Q23の制御端子はLOWとなり、Q24はオン、Q23はオフ状態となる。したがって、本スイッチングレギュレータは急速に出力電圧をあげ、V1に達したところで安定電圧を得る。
【0030】
この動作は図2のように移行する。休止状態におけるスイッチング素子Q23の制御端子をスイッチングさせる動作は下記のようになる。
【0031】
スイッチング素子Q23の制御端子がHIの期間、誤差検出回路102の出力は瞬時にLOWとなる。したがって、オプトカプラPC21の発光ダイオードには抵抗R27で制限される電流が流れる。この電流は通常制御時に比べて充分大きく、一次側のオプトカプラPC21のフォトトランジスタに伝えられると瞬時にコンデンサC22の電圧を上昇させスイッチング素子Q22をオンさせ、主スイッチング素子Q21をオフする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の2〜20倍位継続するとトランスT21のエネルギーが完全に放出され本自励式スイッチング電源の一次側は起動前の状態と同じになる。
【0032】
一方、二次側出力は負荷が小さく時間が短いため出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Q23の制御端子がHIからLOWに戻ると、誤差検出回路102の出力は元の状態に戻り、オプトカプラPC21の発光ダイオード電流も元の状態に戻る。そのため、オプトカプラPC21の一次側のフォトトランジスタの電流もほぼ以前の状態に回復する。抵抗R24によるこの電流の電圧降下をスイッチング素子Q22の閾値電圧よりも大きく設定した場合、スイッチング素子Q22はON状態を継続し、起動抵抗R21の電流はスイッチング素子Q22に全て流れ込む。したがって、主スイッチング素子Q21はONすることができず、本スイッチングレギュレータ(自励式スイッチング電源)は停止状態を継続する。
【0033】
その後、時間の経過に従い、負荷はコンデンサC23に貯まった電荷を消費し、徐々に二次側出力の電圧は下がる。それに伴い誤差検出回路102の出力電圧も上昇し、一次側のオプトカプラPC21のフォトトランジスタの電流も減少し、この電流による抵抗R24の電圧降下がスイッチング素子Q22の閾値よりも低くなると、起動抵抗R21よりコンデンサC21に充電が行われ主スイッチング素子Q21がONし、その後本スイッチングレギュレータは発振を始める。
【0034】
なお、図1に示した本実施例における誤差検出回路102の回路構成もさまざまな変形が考えられる。その代表的なものを図3〜5に示す。
【0035】
以上説明したように、本実施例によれば、スイッチングレギュレータに2個の目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち高い電圧の目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には低い電圧の目標出力電圧とGNDとを周期的に切り替えることにより、スイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減し、効率をより高くすることができる。
【0036】
また、スイッチング素子Q23に与えるパルスは、発振器を用いてもよいが、装置を制御しているマイクロコンピュータがある場合は、このマイクロコンピュータで直接与えるほうが、簡単である。またあわせてスイッチング素子Q24に与える信号もこのマイクロコンピュータで出力したほうがよい。なお、この場合は本スイッチングレギュレータの出力にステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータ等が備えられていることが望ましい。ステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータの出力電圧は電圧V2よりも低い電圧に設定される。マイクロコンピュータはこのステップダウンコンバータもしくはリニアレギュレータの出力により駆動される。
【0037】
(実施例2)
前記実施例1においては休止時の目標電圧の一つとしてGNDレベルを設けていたが、実施例2である“スイッチングレギュレータ”においては、GNDレベルの代わりとして休止時の動作を維持できるもう一つの目標電圧を設定する。
【0038】
回路において実施例1から変更されるのは誤差検出回路102の部分である。
【0039】
そのいくつかの例を図6(a)〜(i)に示す。
【0040】
休止時に負荷変動がある場合、前記実施例1では、負荷が急激に増大した場合出力電圧の異常な低下が発生する場合がある。
【0041】
本実施例のように、休止時の動作を維持できるもう一つの目標電圧を設定すれば、設定された最低電圧以下に出力電圧が下がる心配がない。
【0042】
たとえば、本スイッチングレギュレータの出力24VからDC−DCコンバータにより3.3Vを作成している装置においては、24V出力が4V以下に下がると前記DC−DCコンバータの出力が維持できず、3.3V以下になる可能性がある。したがって、休止時に目標とする電圧をたとえば7Vと5Vに設定することにより、DC−DCコンバータの入力電圧が4V以下になることはなくなる。休止時の負荷変動が予想される場合はこちらの手法を用いたほうが安全である。
【0043】
たとえば、図6(a)の誤差検出回路を使用し、負荷である装置が動作中は、スイッチング素子Q24をオンして出力検出用の抵抗分圧器の分圧比をR32/(R31+R32)として24V出力を供給し、負荷である装置が休止中は、スイッチング素子Q24をオフし、スイッチング素子Q23をオン,オフして抵抗分圧器の分圧比を、(R32+R33)/(R31+R32+R33),(R32+R33+R34)/(R31+R32+R33+R34)として、7Vないし5Vの出力を供給することができる。
【0044】
以上説明したように、本実施例によれば、装置休止時に負荷変動が予想される場合に、スイッチングレギュレータに3個の目標出力電圧を設け、装置動作時にはそのうち高い電圧の目標出力電圧を継続的に使用し、装置休止時には他の2個の低い電圧の目標出力電圧を周期的に切り替えることにより、出力電圧の不所望な低下を招くことなくスイッチングレギュレータを間欠動作にして装置休止時の消費電力を削減し効率をより高くすることができる。
【0045】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチングレギュレータを単に間欠動作させた場合より、さらに負荷である装置の休止時の消費電力を削減し効率を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 実施例1の回路図
【図2】 実施例1における出力電圧の変化を示す図
【図3】 誤差検出回路の変形を示す図
【図4】 誤差検出回路の変形を示す図
【図5】 誤差検出回路の変形を示す図
【図6】 実施例2で用いる誤差検出回路の例を示す図
【符号の説明】
Q21 制御端子つきスイッチング素子
T21 トランス
IC22 オペアンプ
ZD21 ツェナダイオード
PC21 オプトカプラ
101 整流平滑回路
102 誤差検出回路
Claims (1)
- 互いに絶縁された一次巻線と二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に断続的に電流を流すためにスイッチング動作するスイッチング素子と、前記二次巻線の出力を整流及び平滑して得られる直流電圧と基準電圧との差を検出する誤差検出回路と、前記誤差検出回路の検出結果に応じた出力を絶縁素子を介して前記トランスの一次側に伝達する伝達手段とを備え、前記伝達手段の出力に基づき前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するスイッチングレギュレータにおいて、
前記誤差検出回路は、前記直流電圧の目標電圧を切り替えるための2つのスイッチング素子を備え、
前記スイッチングレギュレータの負荷である装置が動作中は、前記2つのスイッチング素子の1つをオン状態にし、もう1つをオフ状態にして、前記目標電圧を第1電圧に切り替えて動作する動作状態と、前記スイッチングレギュレータの負荷である前記装置が休止中は、前記2つのスイッチング素子のうち、前記動作状態時にオン状態であったスイッチング素子をオフ状態にし、もう1つのスイッチング素子をオンオフして、前記目標電圧を前記第1電圧より低い第2電圧とGNDレベルを周期的に切り替えて動作する休止状態とを有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
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