JP5587051B2

JP5587051B2 - スイッチング電源

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Description

本発明は直流電圧を生成するスイッチング電源に関する。

近年、様々な電子機器において省電力化した機器が望まれることを背景として電子機器の電源も一層の省電力化が望まれている。電子機器の電源の一例としてＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子を所定の駆動周波数で駆動して、目標の電圧を出力するスイッチング方式の電源（以下、スイッチング電源）が使用されている。スイッチング電源では省電力動作時（軽負荷運転時ともいう）にスイッチング素子のスイッチング動作の回数を減らして効率を向上するものがある。また、省電力化の規格も年々変更されており、通常運転時以外の軽負荷運転時においては省電力化して効率を向上することが求められてきている。

軽負荷運転時におけるスイッチング電源の損失の多くは、スイッチング動作による損失である。従ってスイッチング動作による損失を減少するためにスイッチング素子のオン時間を長くして１回のスイッチング動作のエネルギーを大きくし、休止期間を長くして単位時間当りのスイッチング回数を減らす工夫がなされている。しかし、休止期間を長くするとスイッチング周波数が低くなり、スイッチング周波数の低下によって発生する音が可聴域に入り、人の耳に聞こえる可能性がでてくる。また、低くなったスイッチング周波数による音は、高調波を含む音となるために耳障りな音となる。

以下に、スイッチング周波数が高調波を含む音になる理由について説明する。スイッチング周波数が、数ｋＨｚ以下になるとスイッチング素子の休止期間が長くなるため、トランスの駆動電流波形は、図１０に示すようにデルタ関数的な波形になる。このようなトランスの駆動電流波形について周波数解析するとスイッチン周波数を基本波として１００ｋＨｚ以上の高調波を含んだ周波数成分を持つことがわかる。図１１に図１０の駆動電流波形の周波数特性を示す。図１２によれば、スイッチング周波数の逓倍の高い周波数（高調波ともいう）で駆動するエネルギーを有する電流波形になってしまう。

また、スイッチング電源のトランスもスイッチング動作して所定の共振周波数で駆動される。このトランスの機械的な振動による共振周波数はトランスのコアの形状にも依存するが、概ね数ｋＨｚ〜十数ｋＨｚに共振周波数のピークを持つ。図１２にトランスの機械的な振動による共振周波数を示す。そして、図１２のような特性を持つトランスを図１１の駆動電流波形で駆動した際に発生する音をマイクで測定し、周波数特性を解析した結果を図５（ｂ）に示す。図５（ｂ）に示すようにトランスから発生する唸り音はスイッチングの断続周波数を基本波として包絡線がトランスの共振特性となるような高調波を含んだ特性になる。なお、図５（ａ）は、トランスに入力した駆動信号の波形である。図５（ｂ）で示されるように、スイッチング周波数とトランスの機械的な共振周波数が重なりあうことによってスイッチング周波数が低下したときに、トランスからの唸り音として可聴域に入る音が発生することになる。

このようなトランスからの唸り音を減少させる方法の１つとしては、トランスの磁界の変化率を抑えて唸り音を減少させる方法が周知である。従来は。トランスの磁界の変化率を抑えるためにトランスのコア材に断面積の大きいものを用いたり、また、スイッチング素子のオン時間を短くしてトランスの１回あたりの電流を小さくする方法を採用していた。

また、トランスの駆動電流波形を工夫してトランスの唸り音を軽減する方法としては、スイッチング電源装置においてソフトスタート回路を設けて起動開始時にコンデンサ両端の電圧の立ち上げと立ち下げの際のデューティ比を徐々に変化させる方式がある。トランスの駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする電流波形にすればトランスの磁束変化が少なくできるため唸り音の発生を低減することができる。なお、このような従来方式は、例えば特許文献１や特許文献２に記載されている。

特許第３５６７３５５号公報特許第３６６５９８４号公報

しかしながら、トランスのコア材に断面積の大きいものを用いると、トランスのサイズが大きくなってしまうので、スイッチング電源やその電源を搭載した装置の小型化が困難になる。また、スイッチング素子のオン時間を短くする方法では、オン時間を小さくして磁界の変化が小さくなってトランスの唸り音は軽減するが、単位時間あたりのスイッチング回数を増やす結果となるため、スイッチング損失が増加してしまう。また、トランスの駆動電流波形を徐々に大きく、また、徐々に小さくする駆動電流波形する方法では、さらに、消費電力を少なくしようとする場合に、二次側の負荷に供給するエネルギーが小さい場合は適用が困難になる。なぜなら、軽負荷運転時では、ソフトスタート回路によって徐々に電流波形を大きくしたり、また、小さくしたりすることが困難であるからである。また、従来の方法では、一回のスイッチングで供給するエネルギーを小さくして多くの回数スイッチングを行うか、もしくは、一回のスイッチングで供給するエネルギーを変えずに二次側のコンデンサ容量を数倍に大きくする必要がある。前者の方法ではスイッチング損失が増加して効率を著しく損ねてしまうし、後者はコストアップとなってしまう。

即ち、スイッチング電源ではスイッチング回数を少なくしてスイッチング損失を軽減したいが、その場合はトランスに与える１波あたりのエネルギーが大きくなるためトランスから発生する音が大きくなってしまうという矛盾を抱えている。

従って、本発明は、上記の点に鑑み、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくすることなく、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷時にトランスから発生する唸り音を低減することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明のスイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側に供給される電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記トランスの二次側に生じる電圧を整流及び平滑して出力するスイッチング電源において、前記トランスの二次側の出力が小さい軽負荷時において、前記トランスが振動した際の共振周波数と、前記スイッチング手段の駆動周波数が重なって生じる前記駆動周波数の高調波のうちの所定範囲の高調波が減衰するように、前記スイッチング手段のオフ時間を設定するオフ時間設定手段を有することを特徴とする。
また、本発明の他のスイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側をオンオフするスイッチング素子と、前記トランスの二次側に生成される電圧を出力する電圧出力手段とを備えたスイッチング電源において、
前記スイッチング素子を少なくとも２回オンオフするスイッチング動作を、前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態において、前記スイッチング素子がオンする間隔を、前記トランスの共振周期に応じて設定する期間設定手段を有することを特徴とする。
また、本発明の画像形成装置は、像担持体に画像を形成する画像形成手段を備えた画像形成装置において、前記画像形成手段による画像形成動作を制御する制御手段と、前記制御手段に電力を供給するスイッチング電源と、を備え、前記スイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側に供給される電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記トランスの二次側に生じる電圧を整流及び平滑して出力する出力手段と、前記トランスの二次側の出力が小さい軽負荷時において、前記トランスが振動した際の共振周波数と、前記スイッチング手段の駆動周波数が重なって生じる前記駆動周波数の高調波のうちの所定範囲の高調波が減衰するように、前記スイッチング手段のオフ時間を設定するオフ時間設定手段を有することを特徴とする。
また、本発明の他の画像形成装置は、画像を形成する画像形成部を有する画像形成装置において、前記画像形成部を用いて画像を形成するために電力を供給するスイッチング電源を有し、前記スイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側をオンオフするスイッチング素子と、前記トランスの二次側に生成される電圧を出力する電圧出力手段と、前記スイッチング素子を少なくとも２回オンオフするスイッチング動作を、前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態において、前記スイッチング素子がオンする間隔を、前記トランスの共振周期に応じて設定する期間設定手段を有することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、スイッチング電源においてトランスのサイズを大きくせずに、かつ、スイッチングによる損失を増加させずに、軽負荷時にトランスから発生する唸り音を低減することが可能になる。

擬似共振方式のスイッチング電源の回路図及びＩＣの内部回路図実施例１における軽負荷時の動作波形図実施例１におけるトランスの駆動電流波形と駆動電流波形を周波数解析した図実施例１における強制的にオフ時間を設ける回路と動作波形トランスへの入力波形図と入力波形を周波数解析した図トランスへの入力波形図と入力波形を周波数解析した図トランスへの入力波形図と入力波形を周波数解析した図実施例２における強制的にオフ時間を設ける回路図実施例３における擬似共振方式のスイッチング電源の回路図及び動作波形を示す図従来のトランスの駆動電流波形を示す図従来の駆動電流波形の周波数特性を示す図実施例１におけるトランスの共振周波数特性を示す図唸り音の低減効果が得られる周波数帯を示す図スイッチング電源の適用例を示す図

次に、上述した課題を解決するための本発明の具体的な構成について、以下に実施例に基づき説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

図１（ａ）に実施例１のスイッチング方式の電源（以下、スイッチング電源ともいう）の回路図を示す。本実施例で例示する回路は擬似共振方式のスイッチング電源である。図１において、１００はＡＣライン入力、１０１はダイオードブリッジ、１０２は一次電解コンデンサ、１０３は起動抵抗、１０４はトランス、１０５はトランスの一次巻線、１０６はトランスの二次巻線、１０７はトランスの補助巻線である。また、１０８は一次側に設けられてトランスへの電源供給をオンオフするメインのスイッチング素子（本例ではＭＯＳＦＥＴを使用）、１０９は電流検出抵抗、１１０はスイッチング制御ＩＣ、１１１はフォトカプラのフォトトランジスタ、１１２はダイオード、１１３はコンデンサである。１１４はトランス二次側に接続されたダイオード、１１５はコンデンサ、１１６は抵抗、１１１はフォトカプラのＬＥＤ側、１１７はシリーズレギュレータ、１１８、１１９は抵抗、１２０は負荷回路である。なおスイッチング制御ＩＣ１１０の一例として一般的に用いられる擬似共振用ＩＣを例に挙げて説明する。

なお、本実施例ではトランスとしてＥＥＲタイプのトランスを用いた。このトランスは、ワックスもしくはワニスといった樹脂を液状に溶かしたものにトランスを浸した後、乾燥させる工程を得て製造されたトランスである。含浸したトランスは未含浸したトランスに比べて唸り音が小さく、また、コイルボビンとコアを安定して固定することができる。なお、この含浸処理はコイルボビンにコイルを巻き、コアを組み付けてコアテープで固定した状態で行う場合が多い。このＥＥＲタイプのトランスの共振周波数の特性は先に図１２で説明した特性と同様である。

図１（ａ）におけるスイッチング制御１１０は、一般的な擬似共振用のＩＣである。スイッチング制御ＩＣ１１０の簡易的なブロック図を図１（ｂ）に示す。図１（ｂ）において、端子１が起動端子であり、１１０２が電源回路である。１１０２の電源回路には高耐圧のスイッチを有しており端子２の電源端子からの電圧が低い場合、高耐圧スイッチをオンしてＩＣ１１０の外部に設けられた起動抵抗１０３を介して電源を得て動作する。図１（ａ）におけるスイッチ素子１０８がオンオフするとトランス１０４の補助巻線１０７から電圧が供給され、端子２の電圧が上昇して安定する。するとＩＣ１１０は端子１からの電圧供給を遮断して端子２からの電源供給のみで動作可能となる。端子３はフライバック電圧の下限（低下）を検知する端子であり、１１０１は電圧の下限（低下）を検知する回路である。フライバック電圧が低下を検知して、次にワンショット回路１１０４に信号を出力する。１１０８はフリップフロップであり、ワンショット回路１１０４よりフライバック電圧の下限が検出されたことにより出力を行うようセットし、コンパレータ１１１１の出力により出力を停止するよう動作する。このようにＩＣ１１０は端子３に入力されるフライバック電圧が下限となるタイミングにあわせて端子７から信号を出力し、スイッチ素子１０８のターンオンを行っている。端子４はフィードバック端子であり、ＩＣ１１０の内部でコンパレータ１１０３及びコンパレータ１１１１に接続されている。コンパレータ１１０３は基準電圧１１０７に接続されており、基準電圧１１０７よりも端子４の電圧が小さくなるとワンショット回路１１０４をクリアする。したがって端子４の電圧が１１０７の電圧よりも低い期間、ＩＣ１１０はスイッチング素子１０８のゲートをオンすることができなくなり、基準電圧１１０７がパルス停止電圧となる。端子５はＧＮＤ端子、端子６は電流検出端子である。端子６はコンパレータ１１１１に入力されており、端子４のフィードバック電圧と比較してフィードバック電圧よりも電流が大きくなるとコンパレータ１１１１が動作し、フリップフロップ１１０８のＲ端子をＨｉとする。このようにして電流が大きくなって検出抵抗１０９の電圧が上昇するとスイッチング素子１０８をオフするように動作している。１１０６は電源電圧監視のためのコンパレータであり、端子２の電圧が低いとＩＣ１１０がゲート電圧を出力しないように保護する回路である。また、１１０５はＩＣ内部の基準電圧を生成する回路であり、基準電圧が確定したことで端子７の出力をイネーブルにするようにＡＮＤ回路１１０９に接続されている。１１１２は停止回路であり、ＩＣの内部温度や異常電流波形が発生した時に端子７からの出力を停止するよう構成している。

電源が投入されたとき、ＩＣ１１０は端子１の内部回路を起動抵抗１０３に接続し、起動抵抗１０３を介して電圧供給を受ける。ＩＣ１１０は端子７に出力してスイッチング素子１０８をターンオンする。このときはトランスの二次側コンデンサ１１５には未だ電圧が発生していない、もしくは、低い電圧しか残留していないため、フォトカプラ１１１のＬＥＤは発光せず、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタもオンしない。このために端子４の電圧は高く保たれており、スイッチング素子１０８のドレイン電流が大きくなるまでＩＣ１１０は端子７からの出力を継続し、スイッチング素子１０８はオンし続ける。ＩＣ１１０は端子４の電圧と端子６の電圧、即ち電流検出抵抗１０９に発生する電圧を比較し、端子４の電圧よりも高くなるとスイッチング素子１０８をターンオフする。スイッチング素子１０８がターンオフするとトランスの二次巻線１０６にダイオード１１４を通してコンデンサ１１５を充電する方向に電圧が発生し、二次側のコンデンサ１１５を充電する。この電流はトランスのエネルギーが吐き出されるとともに減少し、トランスがエネルギーを吐き出し終わると二次側のコンデンサ１１５の電圧よりも二次巻線１０６の電圧が小さくなり、ダイオード１１４が導通しなくなる。すると、一次側のスイッチング素子１０８のドレイン端子の電圧も低下し、ドレイン端子の電圧は一次電解コンデンサ１０２の電圧を中心とした自由振動を始める。この自由振動する電圧と相似した電圧波形が補助巻線１０７にも現れ、補助巻線１０７に接続されたＩＣ１１０の端子３の電圧が低下する。端子３には電圧の下限を検知する機能が備えられており、ＩＣ１１０の端子７を出力しスイッチング素子１０８をターンオンする。このように、スイッチング素子１０８のターンオンとオフが繰り返されて所定の駆動周波数の駆動パルス（以下、パルスともいう）が連続的に出力されてトランスの１次巻線を駆動する。

また、補助巻線１０７の電圧によりコンデンサ１１３が充電され、ＩＣの電源として十分な電圧まで上昇するとＩＣ１１０は端子１からの電源供給を停止し、端子２の電源のみで動作する。また、トランスの二次側に発生して整流及び平滑された出力電圧が上昇して予め定められた電圧に近づくと、シャントレギュレータ１１７が動作してフォトカプラ１１１に電流を流し始める。すると、端子４の電圧が低下し、スイッチング素子１０８のオン時の最大電流値が低下する。そうなるとスイッチング素子１０８のオン幅（オン時間）が短くなり、トランスに１回に蓄えるエネルギーが小さくなるため出力電圧の上昇が抑えられて所定の目標電圧が出力されるように制御される。

次に、図１で説明した回路の軽負荷時の動作の一例を図２に示す。軽負荷時とは、負荷回路１２０が動作しておらず、負荷小さい状態である。図２において４０１はフィードバック端子電圧、４０２は発振停止電圧、４０３は一次巻線１０５に流れる電流に応じた値であり、この値は抵抗１０９の端子電圧である。ＩＣ１１０は端子４の電圧が低下するとパルス出力を停止する。軽負荷となって出力電圧が高くなるとシャントレギュレータ１１７がさらに多く電流を流すため、フォトカプラ１１１のＬＥＤ電流が増加し、フォトカプラ１１１のフォトトランジスタ側の電圧が低下する。その結果、フィードバック端子４の電圧が４０１のように変化して４０２で示す駆動パルスが停止する電圧（以下、パルス停止電圧４０２という）以下となる。するとＩＣ１１０は端子７からのパルス出力を停止する。負荷電流は引き続き流れ続けているため、二次側の電解コンデンサに蓄えられている電圧が低下してシャントレギュレータ１１７の電流が減少する。この結果、フォトカプラ１１１のＬＥＤ電流が減少し、フォトトランジスタ電流が増加するため、フィードバック端子４の電圧が上昇しパルス停止電圧４０２以上になると再びパルス出力を開始する。このようにスイッチング制御ＩＣ１１０によって、軽負荷時のスイッチング素子１０８の動作を制御している。なおこのときの動作をバースト動作ともいう。このバースト動作時は、スイッチング素子１０８による短い周期のオフ動作の時間はトランスの二次側の電圧を吐き出す時間、即ち、二次側の出力電圧と二次側のインダクタンスで決定されておりトランスの機械的ば共振周波数よりもかなり高い周波数で動作する。以上が本実施例における回路及び回路動作の説明である。

次に、実施例１の特徴部について説明する。本実施例では、スイッチング素子１０８を強制的なオフ時間を設けてバースト動作中のスイッチング素子１０８のオフ時間をトランスの共振周期と関連させて設定することを特徴としている。図１（ａ）における１３０が強制的なオフ時間を設けるための回路である。図４に、本実施例の特徴部である、強制的にオフ時間を設けるオフ時間設定のための回路１３０の構成の一例を示す。

図４（ａ）において、９０１、９０５はコンデンサ、９０３はダイオード、９０２、９０４、９０６、９０７、９０８、９０９、９１０、９１３は抵抗、９１１、９１２、９１４はトランジスタである。この回路はワンショットマルチバイブレータと出力用のトランジスタにより構成されている。９０１のコンデンサはスイッチング素子１０８のゲートに接続されている。また、９１４のトランジスタのコレクタは出力端子９１９としてＩＣ１１０の端子４に接続されている。９１７は制御端子であり、通常動作時はＬｏｗ出力とし、軽負荷時にハイインピーダンスとするＥＮＡＢＬＥ信号（Ｈｉ出力）が出力されており、スイッチング電源が使用される装置の状態によって切り替え可能となっている。なお、電源の負荷電流を検出して、負荷電流が小さいときに自動的に端子９１７からの出力を切り替えて本回路が動作するよう構成しても良い。９１８は入力端子でありＩＣ１１０の端子７に接続されている。なお、通常動作時は、トランジスタ９１２のコレクタがＬｏｗ状態で接続されており、トランジスタ９１４はオープン状態となっており本回路は動作を行わない。軽負荷動作時においてトランジスタ９１２のコレクタがＨｉ状態となってＥＮＡＢＬＥ信号がハイインピーダンスになると、スイッチング素子１０８のゲート駆動信号からの信号により本回路が動作する。また、９１５は電源供給用の端子である。

図４（ｂ）に本回路が動作した時の波形を示す。９５０はゲート電圧波形、９５１はＩＣ１１０内の基準電圧１１０７によるパルス停止電圧、９５２はフィードバック端子電圧、９５３はトランジスタ９１２のベース端子電圧である。フィードバック端子電圧９５２の電圧がパルス停止電圧９５１を超えるとＩＣ１１０は端子７からパルスを出力し、端子６の電流検出端子電圧がフィードバック端子電圧になるまでスイッチング素子１０８をオンし続ける。この期間はダイオード９０３により電流が遮断されているため回路の動作は変化しない。このためにトランジスタ９１２はオンとなっており、トランジスタ９１４の出力はハイインピーダンスとなっている。ゲート端子電圧が低下してスイッチング素子１０８がオフすると、コンデンサ９０１、ダイオード９０３、コンデンサ９０５を通じて電流が流れ、トランジスタ９１１のコレクタ端子電圧は９５３のようにスイッチング素子１０８をオフした立下りエッジで低くなる。すると、トランジスタ９１１がオンとなる。コンデンサ９０５には抵抗９０６を介して電流が流れ始め、コンデンサ９０５の電圧がトランジスタ９１２のベースエミッタ間電圧ＶＢＥよりも高くなるまでの時間、トランジスタ９１２はオフを続ける。トランジスタ９１２がオフの期間、トランジスタ９１４はオンを続けるためＩＣ１１０の端子４はこの期間Ｌｏｗ出力に固定され、ＩＣ１１０によるスイッチング素子１０８の発振が停止する。時間が経過して９０５の電圧が上昇するとトランジスタ９１２がオンし、トランジスタ９１１及び９１４がオフとなるため、ＩＣ１１０の端子４は開放されて発振を行うことが可能となる。したがって、１回のゲートオンから次回のゲートオンまでの時間はコンデンサ９０５と抵抗９０６の時定数で決定されることになる。スイッチング効率を良くするためにスイッチング回数をできるだけ少なくしたいので、本実施例ではスイッチング回数を２回で収まるようにフィードバック端子４への電圧を本回路の定数および電流検出抵抗の抵抗値によって決定している。具体的には、使用したい出力エネルギー、即ち、負荷電流と出力電圧の積を２回のパルスで満足する（１回のパルスでは出力電圧が不足するため）ように、１回のパルスのオン時間を調整する。すなわち、出力電圧をＶ、軽負荷時の出力電流をＩ、電源トランスの一次インダクタンスをＬｐ、一次インダクタンスに流れる電流のピーク値をＩｐとすると以下の式（１）で示す関係となるように電流検出抵抗の値を定めることになる。
Ｖ・Ｉ＜Ｌｐ・Ｉｐ２＜２・Ｖ・Ｉ・・・（式１）

このように電流検出抵抗の値を定めることにより、１波（１回）では電力が不足してフィードバック端子４の電圧がパルス停止電圧以下とならず、２波（２回）で確実にフィードバック端子４の電圧がパルス停止電圧以下となるよう調整できる。なお、電流検出抵抗による調整では電流の上限値も変化することになるため、パルス停止電圧を変更可能とするように、電流の検出回路の動作を非線形にする等、他の方法を用いることもできる。
このように設定することで、負荷が変動した場合には２つのパルスの短い方の時間間隔は図４（ａ）で示す回路の抵抗９０６とコンデンサ９０５の時定数で定まるようになり、長い方の時間間隔が負荷変動に応じて変化して制御を行うよう構成される。そして、２つのパルスの短い方の時間、即ち、抵抗９０６とコンデンサ９０５の時定数を上記のトランスの共振周期の１／２の時間とすることでトランスの唸り音を打ち消すことができる。

なお、実施例１ではスイッチング素子１０８の制御端子の電圧を信号源としてスイッチング制御ＩＣ１１０のフィードバック端子４を低電圧とし、制御ＩＣの持つスイッチング停止電圧以下とすることで規定時間のスイッチング動作を禁止するように制御している。しかし、この回路は一例であって、同様な効果が得られる他の回路構成であってもよい。

次に、本実施例における動作の特徴を図３に示す。図３（ａ）において、１０１はトランスの駆動電流波形、１０２はトランスを駆動するスイッチング素子のゲート電圧波形である。またトランスの駆動電流波形の周波数解析を行った波形を図３（ｂ）に示す。なお、図３（ｂ）における横軸は周波数であり、縦軸は高調波電流値（ｍＡ）を示す。本実施例では上記したように２波（２回）のパルスで出力エネルギーを満足するように設定している。

次に、スイッチング電源を動作させたとき、その駆動波形によって発生する音の音圧がどのように変化したかを図５、図６、図７に示す。（図５については先に説明している。）図５（ａ）、図６（ａ）、図７（ａ）の夫々はトランスに入力した駆動信号の波形である。また、マイクで音圧を測定して、測定結果を周波数解析した波形が夫々図５（ｂ）、図６（ｂ）、図７（ｂ）である。なお、この図５（ｂ）、図６（ｂ）、図７（ｂ）における横軸は周波数であり、縦軸は、音圧（ｄＢ）を示している。１ｋＨｚで１波毎に駆動する波形例と、長周期と短周期あわせて１ｋＨｚとなる駆動波形は、トランスに入力する単位時間あたりのエネルギーが同じとなるように駆動している。すなわち、電源の二次側の負荷電圧および電流が同じとなる条件で駆動している。また、図６と図７におけるスイッチング素子１０８のオン時間は同じ幅としている（夫々の比較を容易にするため）。

まず、トランスを１ｋＨｚで１波毎に駆動したときのトランスからの音の音圧の周波数特性は図５（ｂ）のようになる。この図からトランスからの音の音圧はトランスの共振周波数特性と駆動波形の重ね合わせになることがわかる。即ち、トランスからの音の音圧は駆動波形の周波数解析結果の通り、１ＫＨｚを基本波とする高調波になる。また、トランスから出る音の音圧の周波数特性の包絡線はトランスの共振周波数特性と相似となる。

次に、図６では、トランスから出る音のうち、１１ｋＨｚ付近の音を打ち消すために、一回目のパルスから二回目のパルスまでの周期ｔを４５μｓｅｃとした例である。図６（ｂ）を示すようにトランスからの音の音圧は１１ｋＨｚを中心に減衰しており、１１ｋＨｚの近傍では音の音圧が殆ど観測されない（暗ノイズレベルともいう）。

また、同様に短周期側のパルス間隔を調整して１０ｋＨｚ付近を中心に音を打ち消すようにしたものが図７に示す例である。図７では、一回目のパルスから二回目のパルスまでの周期ｔは５０μｓｅｃとなっている。図７（ｂ）に示すようにトランスからの音の音圧は１０ｋＨｚを中心に減衰しており、１０ｋＨｚ近傍では音の音圧が殆ど観測されない。

このように長周期側の周期は１ｍｓ周期（即ち１ｋＨｚの周波数）として短周期側のパルス間隔を変更することで、基本波および高調波の周波数は変えずに短周期側のパルス間隔に対応する周波数域の音圧を減少することが可能になる。

以上説明したように、トランスの機械的な共振周期（共鳴周期）の１／２の間隔でスイッチング動作を行ってトランスに電流を流すことにより、トランスの機械的な共振（唸り音）を軽減することが出来る。

ここでトランスの機械的な共振周期はコアの材質、コア形状（例えば断面形状）、サイズにより凡そ決定されるが、多少のばらつきを有している。また、駆動回路にも部品や動作時の温度等の影響によるばらつきがある。したがって理想的にはトランスの機械的な共振周期の１／２周期で駆動するように制御するが、実際に駆動した時には共振周期の１／２周期に対して微小なズレが生じる可能性がある。

しかし、図３（ｂ）で示した駆動周期の周波数特性からわかるようには、トランスの機械的な共振の減衰効果が得られる駆動周期の周波数には幅（効果が得られる周波数に範囲）があることがわかる。例えば、図７（ｂ）で示した１０ｋＨｚを狙った周波数特性で１０ｋＨｚだけでなく、その近傍の範囲の周波数でも唸り音を軽減（減衰）している。また、図６（ｂ）で示した１１ｋＨｚを狙った周波数特性においても１１ｋＨｚの近傍の範囲の周波数でも唸り音を軽減（減衰）している。

図１３に、減衰効果の得られる駆動周期の周波数の範囲を示す。図１３は図３（ｂ）で示したの解析結果から、図３（ｂ）のような駆動周期の周波数でどの周波数成分がどの程度減衰しているかを示している。図１３において、横軸は周波数、縦軸は音の減衰量を示している。１３−１が減衰量の最大値を、１３−２は減衰量が最大値の１／２となるところを表す。この場合は１０ＫＨｚにおいて減衰量が最大である。そして。１３−３は、減衰量が最大値の１／２となる周波数範囲（周波数帯ともいう）（ＦＷＨＭ：ＦｕｌｌＷｉｄｔｈａｔＨａｌｆＭａｘｉｍｕｍ）を示しており、図では、７ＫＨｚ〜１３ＫＨｚの範囲が減衰量が１／２以下になる周波数範囲である。このように駆動周期の周波数特性から、図１３で示すように、駆動周期による高調波の減衰効果が１／２以下になる周波数帯（ＦＷＨＭ：ＦｕｌｌＷｉｄｔｈａｔＨａｌｆＭａｘｉｍｕｍ）が、トランスの音圧の高い周波数と重なるように設定することによって唸り音が軽減される。

減衰効果が１／２になる周波数帯としては、人間の聴感上、最も効果のある可聴周波数帯を所定範囲とする周波数帯になるよう駆動周期を設定すればよい。

なお、本実施例では２つのパルス（２波）を一回のバースト動作の周期で繰り返す例について説明したが、２波に限らず、３波、４波でも実現できる。波数を３波、４波と増やしてパルス間隔をずらすことにより、２波の場合と比べてより広い周波数にわたって音圧を低下することが可能である。

また、本実施例では、トランスの一次側に回路を付加した構成で説明したが、二次側に同様の動作をする回路を付加しても良い。その一例として図１（ｃ）にトランスの二次側にオフ時間を設定する回路１３０を設けた構成を示す。

本実施例は、実施例１に示したＩＣ１１０の内部にタイマ回路を実装した点が異なっている。図８に本実施例におけるＩＣ１１０の内部回路ブロック図を示す。１２０１は制御端子付きのタイマ回路、１２０２は制御端子である。端子１は起動端子であり、一次側コンデンサ１０２に抵抗１０３を通じて接続されている。なお、本実施例の回路を電流源回路とすれば抵抗１０３を省略することもできる。

電源オンなどにより電源起動時に、端子２（Ｖｃｃ端子）からの電圧が低い場合に１１０２の起動回路が動作してＩＣ内に電源を供給する。２のＶｃｃ端子電圧が充分な電圧になると起動回路１１０２は端子１とＩＣ内部を切り離して無駄な電力を消費しないよう動作する。この端子２はトランスの補助巻線からの電源供給により電源を得る端子である。１０６は電源電圧低下時に回路を保護するコンパレータであり、端子２から入力される電圧と内部で作った基準電圧源との比較を行い、端子２の電源電圧を監視している。１１０５は基準電源生成回路であり、ＩＣ内の動作に必要な基準電圧を供給する。また、基準電圧が正しく生成されていない場合は、１１０９のＮＯＲ回路へこれを伝えて出力を停止するよう構成している。端子３には電圧低下を検出回路からの出力が入力され、フライバック電圧を監視して電圧振幅の最も低いタイミングを検出する。誤動作防止のため、タイミング生成信号は１１０４の１ショット回路を通じて１１０８への出力に伝達される。１１０８の出力の出力は１１０９のＮＯＲ回路に接続され、その出力に基づいて１１１０のドライバ回路が動作し、端子７の先に接続されているトランス一次巻線を駆動するメインＦＥＴとしてのスイッチング素子１０８をオンオフする。

端子４はフィードバック入力を行うフィードバック端子、端子５はＧＮＤ端子、端子６は電流検出端子である。ＩＣはフィードバック端子４の入力電圧と電流検出端子６の入力電圧を比較して、電流検出端子の方が大きくなると出力１１０８をリセットする。この結果、ドライバ回路１１１０はＬｏを出力してスイッチング素子１０８はオフになる。

次に、本実施例における軽負荷時の動作について説明する。端子４はコンパレータ１１０３に接続されており、コンパレータ１１０３で電圧源１１０７と比較されている。１１０３の出力は１ショット回路１１０４のＣＬＲ端子に接続されており、ＦＢ端子４の電圧が低下すると出力がオフしてドライバ出力がＬｏｗとなる。したがって、軽負荷運転時にＦＢ端子４への電圧が低下してパルス停止電圧以下となるとＩＣはスイッチング動作を停止する。その後、FB端子４への電圧がパルス停止電圧以上となると、ＩＣはスイッチング動作を再開する。この結果、出力電圧リップルが増加してＦＢ端子４はオーバーシュート、アンダーシュートを起こすことになり、継続的に長い周期であるバースト周期になる。

本実施例において実施例１のＩＣ１１０と異なる点は、制御端子付きタイマ回路１２０１を設けた点である。このタイマ回路１２０１は、１１０３のコンパレータからの出力により動作を開始して、ワンショット回路１１０４のＣＬＲ端子に接続されている。ＩＣ１１０の外部に出した端子１２０２によりタイマ回路１２０１の動作が制御可能である。タイマ回路１２０１の内部回路はワンショット回路とタイマが組み合わせた構成であり、一回目の動作は何も行わずにコンパレータ１１０３の出力を１１０４に伝達する。次の１１０３の出力により、タイマ回路１２０１で決定される時間だけ出力を停止し、その後、コンパレータ１１０３の出力を１１０４に伝達する。なお、端子１２０２の例えば電圧によりタイマ回路１２０１の動作時間が決定される。例えば端子１２０２には抵抗器をＧＮＤ端子５に対し接続し、１２０２端子には電源から電流を流しだすようにしておけば、端子１２０２に外付けした抵抗により１２０２端子電圧を変更することが可能である。タイマ回路１２０１は端子１２０２の電圧によりタイマの動作時間を決定するため、端子１２０２とＧＮＤ端子５の間に接続した抵抗器の値によって、短周期側のバースト時間を変更することが可能となる。なお、本実施例では一例として端子１２０２の電圧によりタイマ１２０１の時間を変更する例を示したが、他の方法によって制御を行ってもよい。

以上、本実施例によれば、実施例１と同様、簡便な回路でトランスの唸り音を軽減することが可能となる。

なお、上記の実施例１、２では、スイッチング電源の一例として、擬似共振方式のスイッチング電源を例に挙げて説明したが、本発明は、擬似共振方式に限らず他の方式のスイッチング電源にも適用可能である。

本実施例は、トランスの二次巻線の電圧を整流した後の電圧をそのまま出力しないオフモードを有するスイッチング電源において軽負荷運転時の制御が上記の実施例１、２と異なる。

オフモードを有するスイッチング電源の場合、軽負荷運転時のバースト動作中は、トランスのエネルギーを二次側に吐き出す時間（以下、吐き出し時間という）でオフ時間が決まる。吐き出し時間は出力電圧を低下させることで変化するため、出力電圧を低下するように制御することによってバースト動作中のパルス間隔を制御することが可能となる。

特に、擬似共振方式のスイッチング電源やＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）方式のスイッチング電源の場合は、トランスのエネルギーの二次側への吐き出し時間によってオフ時間が決まる。この吐き出し時間はトランスのエネルギーが一定であれば二次側インダクタンスと二次側の出力電圧によって決まる。したがって、出力電圧が低下させると吐き出し時間を長くすることが可能となる。この吐き出し時間をトランスの共振周期の１／２の時間とすれば、上記の実施例１、２と同様にトランスからの唸り音を低下することが可能となる。

本実施例の回路の一例を図９（ａ）に示す。通常運転時にはスイッチ１３１をオンにしており、軽負荷運転時にスイッチ１３１をオフにする。スイッチ１３１をオフすることによって出力電圧の目標値を低くすることができる。目標電圧を低下する前の状態の波形を図９（ｂ）に、低下したときの波形を図９（ｃ）に示す。図９（ｂ）および（ｃ）において、１１−０１はＦＥＴ１０８のドレイン−ソース間電圧波形、１１−０２はドレイン電流波形、１１−０３は二次ダイオードの順方向を正方向とした電流波形、即ち、トランスの二次巻線の電流を表している。通常運転時の負荷では出力電圧が高いため、二次巻線の電流の減衰の傾きは大きい。これに対して、軽負荷運転時は出力電圧を低下しているので二次巻線の電流の減衰が緩やかになり、パルス間隔が長くなっていることがわかる。なお、軽負荷運転時において中途半端な電圧が印加されないようにする場合には、ロードスイッチ等で電圧を出力しないよう構成しても良い。

（スイッチング電源の適用例）
例えばプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源として適用することができる。画像形成装置における制御部としてのコントローラへの電力供給、また、用紙を搬送する搬送ローラの駆動部としてのモータへの電力供給のための電源として適用可能である。

図１４（ａ）に画像形成装置の一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ２００は、画像形成部２１０として潜像が形成される像担持体としての感光ドラム２１１、感光ドラムに形成された潜像をトナーで現像する現像部２１２を備えている。そして感光ドラム２１１に現像されたトナー像をカセット２１６から供給された記録媒体としてのシート（不図示）に転写して、シートに転写したとなー像を定着器２１４で定着してトレイ２１５に排出する。また、図１４（ｂ）に画像形成装置の制御部としてのコントローラと駆動部としてのモータへの電源からの電力供給ラインを示す。前述のスイッチング電源は、画像形成装置の画像形成動作を制御するＣＰＵ３１０有するコントローラへ３００の電力供給、また、画像形成のための駆動部としてのモータ３１２、３１３に電力を供給する低圧電源として適用できる。供給する電力の一例として、コントローラ３００へは３．３Ｖ、モータへは２４Ｖを供給する。例えば、モータ３１２はシートを搬送する搬送ローラを駆動するモータ、モータ３１３は定着器２１４を駆動するモータである。そして、画像形成装置が動作をしていない状態で装置が省エネルギーモードに移行する際に、スイッチング電源においても出力する電圧を小さくして軽負荷状態に遷移し、上記のようなスイッチング動作に遷移して唸り音を低減して画像形成装置の静穏化が可能になる。なお、上記実施例で説明してスイッチング動作の制御は、ここで説明した画像形成装置に限らず他の電子機器の低電圧電源としても適用可能である。

１００ＡＣライン入力
１０１ダイオードブリッジ
１０２一次電解コンデンサ
１０３起動抵抗
１０４トランス
１０５トランスの一次巻線
１０６トランスの二次巻線
１０７トランスの補助巻線
１０８スイッチング素子
１０９電流検出抵抗
１１０スイッチング制御ＩＣ
１１１ａ、１３２ａフォトトランジスタ
１１１ｂ、１３２ｂＬＥＤ
１１２ダイオード
１１３、１１５コンデンサ
１１４ダイオード
１１６，１１８、１１９抵抗
１１７シリーズレギュレータ
１２０負荷
１３０強制的にオフ回路を設ける回路

Claims

トランスと、前記トランスの一次側に供給される電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記トランスの二次側に生じる電圧を整流及び平滑して出力するスイッチング電源において、
前記トランスの二次側の出力が小さい軽負荷時において、前記トランスが振動した際の共振周波数と、前記スイッチング手段の駆動周波数が重なって生じる前記駆動周波数の高調波のうちの所定範囲の高調波が減衰するように、前記スイッチング手段のオフ時間を設定するオフ時間設定手段を有することを特徴とするスイッチング電源。
前記オフ時間設定手段は、前記所定範囲の高調波の減衰量が前記高調波の基本波の１／２以下となる周波数範囲になるように前記オフ時間を設定することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
前記オフ時間設定手段は、前記スイッチング手段のオフ時間を前記トランスが駆動される際の前記トランスの共振周期の１／２となるように設定することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
前記スイッチング手段を駆動して発生する駆動パルスは、少なくとも２波のパルスからなる駆動パルスであって、前記２波のパルスの間隔であるオフ時間を切り替えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
前記オフ時間設定手段は、強制的に前記スイッチング手段をオフする時間を設定する手段であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
前記スイッチング電源は、前記軽負荷時に前記トランスの二次側の出力を低下する手段を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
像担持体に画像を形成する画像形成手段を備えた画像形成装置において、
前記画像形成手段による画像形成動作を制御する制御手段と、
前記制御手段に電力を供給するスイッチング電源と、を備え、
前記スイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次側に供給される電圧をオンオフするスイッチング手段と、前記トランスの二次側に生じる電圧を整流及び平滑して出力する出力手段と、前記トランスの二次側の出力が小さい軽負荷時において、前記トランスが振動した際の共振周波数と、前記スイッチング手段の駆動周波数が重なって生じる前記駆動周波数の高調波のうちの所定範囲の高調波が減衰するように、前記スイッチング手段のオフ時間を設定するオフ時間設定手段を有することを特徴とする画像形成装置。
前記スイッチング電源の前記軽負荷時とは、前記画像形成装置が省電力に移行した状態であることを特徴とする請求項７に記載の画像形成装置。
トランスと、前記トランスの一次側をオンオフするスイッチング素子と、前記トランスの二次側に生成される電圧を出力する電圧出力手段とを備えたスイッチング電源において、
前記スイッチング素子を少なくとも２回オンオフするスイッチング動作を、前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態において、前記スイッチング素子がオンする間隔を、前記トランスの共振周期に応じて設定する期間設定手段を有することを特徴とするスイッチング電源。
前記期間設定手段は、前記間隔を、前記トランスの共振周期の１／２に設定することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源。
前記期間設定部は、前記トランスの二次側に生成された電圧が低下したことに応じて前記間隔を設定することを特徴とする請求項９または１０に記載のスイッチング電源。
前記スイッチング動作を前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態で前記トランスの二次側に生成される電圧は、前記スイッチング素子を所定の周波数で前記連続的にスイッチングする状態において前記トランスの二次側に生成される電圧よりも小さい軽負荷状態であることを特徴とする請求項９乃至１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
前記所定の駆動周波数は、前記スイッチング素子を少なくとも２回オンする動作を所定周期で繰り返す状態における前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源。
画像を形成する画像形成部を有する画像形成装置において、
前記画像形成部を用いて画像を形成するために電力を供給するスイッチング電源を有し、前記スイッチング電源は、
トランスと、
前記トランスの一次側をオンオフするスイッチング素子と、
前記トランスの二次側に生成される電圧を出力する電圧出力手段と、
前記スイッチング素子を少なくとも２回オンオフするスイッチング動作を、前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態において、前記スイッチング素子がオンする間隔を、前記トランスの共振周期に応じて設定する期間設定手段を
有することを特徴とする画像形成装置。
前記期間設定手段は、前記間隔を、前記トランスの共振周期の１／２に設定することを特徴とする請求項１４に記載の画像形成装置。
前記期間設定部は、前記トランスの二次側に生成された電圧が低下したことに応じて前記間隔を設定することを特徴とする請求項１４または１５に記載の画像形成装置。
前記スイッチング動作を前記スイッチング素子がオンする間隔よりも長い所定周期で繰り返す状態で前記トランスの二次側に生成される電圧は、前記スイッチング素子を所定の周波数で前記連続的にスイッチングする状態において前記トランスの二次側に生成される電圧よりも小さい軽負荷状態であることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか１項に記載の画像形成装置。
前記所定の駆動周波数は前記スイッチング素子を少なくとも２回オンする動作を所定周期で繰り返す状態における前記スイッチング素子の駆動周波数よりも高いことを特徴とする請求項１７に記載の画像形成装置。
前記軽負荷状態とは、前記画像形成装置が省電力に移行した状態であることを特徴とする請求項１７又は１８に記載の画像形成装置。
更に、前記画像形成装置の動作を制御する制御手段と、
前記画像形成部を駆動する駆動手段を有し、
前記スイッチング電源は、前記制御手段、又は前記駆動手段に電力を供給することを特徴とする請求項１４乃至１９のいずれか１項に記載の画像形成装置。