JP3648702B2 - パワーアンプｉｃおよびオーディオシステム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パワーアンプＩＣ（半導体集積回路装置）さらにはパワーアンプＩＣにおける過電流検出回路に適用して有効な技術に関するものであって、例えばオーディオシステムのスピーカを駆動するパワーアンプＩＣに利用して有効な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
カーオーディオシステムに使用されるパワーアンプＩＣのような電流増幅用のＩＣは、出力インピーダンスが小さいため出力端子が電源や接地点にショートした場合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれがある。そこで、かかる電流増幅用ＩＣでは、過電流検出回路を含む保護回路が設けられている。
【０００３】
従来、パワーアンプＩＣにおける過電流検出方法としては、例えば出力端子にボンディングワイヤ接続される出力パッドに隣接して検出用のパッドを設けるとともに、この検出用パッドと出力端子との間を別のボンディングワイヤで接続し、出力端子がショートした場合にこの検出用パッドに生じる電位差を検出して過電流が流れているか否か判定する方法がある。また、出力端子がショートして過電流が流れたときにＩＣ内部の所定のアルミ配線に生じる電圧降下を検出して過電流を検出する方法もある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ボンディングワイヤやアルミ配線のインピーダンスはプロセスばらつきが大きいため、上述したボンディングワイヤやアルミ配線の抵抗による電圧降下を検出して過電流を検出する方法にあっては、正確な検出を行なうには抵抗値などのトリミングが必要となるため、工程数が多くなるという問題点がある。
【０００５】
本発明の目的は、比較的ラフな定数で設計された回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができる技術を提供することにある。
【０００６】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０００８】
すなわち、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に負帰還をかけるフィードバック経路を有するパワーアンプにおいて、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と最終段の出力回路に入力される電圧とを比較する比較回路と、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回路とを設けて、これらの比較回路における比較結果に基づいて出力端子の過電流を検出し保護回路を動作させて過電流を防止するようにしたものである。
【０００９】
具体的には、最終段の出力回路の出力電圧を初段の差動増幅回路に負帰還するように構成されたパワー増幅回路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部から取り入れるための入力端子と、上記パワー増幅回路の出力信号を外部へ取り出すための出力端子とを備えたパワーアンプＩＣにおいて、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と上記出回路の前段の増幅回路の出力電圧とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧とを比較する第２の比較手段と、これらの比較手段における比較結果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信号に基づいて上記出力端子に流れる過電流を防止する保護回路とを設けるようにした。
【００１０】
上述した手段によれば、プロセスばらつきの影響を受けやすいボンディングワイヤやアルミ配線に流れる電流を検出するものでなく、アンプの基本的な動作を利用して過電流の有無を判定するため、比較的ラフな定数で設計された比較回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができる。
【００１１】
特に、この発明は、最終段の出力回路が電圧―電流増幅型の増幅回路である場合に適用すると有効である。電圧―電流増幅型回路は出力インピーダンスが小さいため出力端子が電源や接地点にショートした場合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれがあるからである。
【００１２】
また、上記過電流検出回路は、上記第１の比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論理和に相当する信号を検出信号として出力するように構成する。これによって、比較的簡単な論理回路を設けるだけで所望の過電流検出信号を形成して出力させることができる。
【００１３】
さらに、上記過電流検出回路は、入力信号の振幅中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化しない不感帯を有するように構成する。これによって、パワーアンプの正常時における過電流検出回路および保護回路の誤動作を防止することができる。
【００１４】
また、上記のように構成されたパワーアンプＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子にオーディオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出力端子に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアンプＩＣで増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えてなるオーディオシステムにあっては、過電流によるＩＣの破壊を未然に防止することができ、故障の少ないシステムを実現することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は本発明が適用されたパワーアンプＩＣの一実施例を示す。
【００１７】
同図に示すパワーアンプＩＣは単結晶シリコン基板のような１個の半導体チップ上に集積形成（モノリシックＩＣ化）されたものであって、非反転入力端子（＋）に入力信号Ｖｉｎがまた反転入力端子（−）にＶｃｃ／２のような基準電圧が印加された初段の差動増幅回路１１、その出力電圧をさらに増幅する電圧増幅回路１２、該電圧増幅回路１２の出力電圧を受けて出力電流Ｉｏｕｔを形成する出力回路としての電流増幅回路１３などから構成されたアンプ部１０と、出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路１４と、この検出信号によって出力端子に流れる過電流を防止する保護回路１５などを備えている。
【００１８】
また、外部端子として、電源端子（Ｖｃｃ，ＧＮＤ）の他、オーディオ入力端子（Ｖｉｎ）２１、オーディオ出力端子（Ｖｏｕｔ）２２などが設けられている。入力端子２１には、たとえばＣＤ再生デッキやラジオチューナなどからのオーディオ信号が入力され、出力端子２２には負荷であるスピーカＳＰが接続される。
【００１９】
この実施例のパワーアンプＩＣは、電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔが帰還回路（抵抗等）Ｚｆを介して初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に電圧負帰還させるにより、出力電圧Ｖｏｕｔがダイナミックレンジを超えるような大きな振幅を有するときは初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電圧が高くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を小さくして出力振幅を抑えるように、また出力電圧Ｖｏｕｔがダイナミックレンジに比べて小さな振幅を有するときは初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電圧が低くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を大きくして出力振幅を増加させるように動作させられる。
【００２０】
この実施例のパワーアンプＩＣには、出力電流増幅回路１３から初段差動増幅回路１１に帰還される出力電圧Ｖｏｕｔと電圧増幅回路１２の出力電圧Ｖａとを比較する比較回路４１と、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧（例えばＶｃｃ／２）とを比較する比較回路４２と、これらの比較回路４１，４２の出力の排他的論理和をとった信号を過電流検出信号として出力する論理回路４３とからなる過電流検出回路１４が設けられ、この検出信号によって例えば電流増幅回路１３に流す電流を遮断することで出力端子に流れる過電流を防止する保護回路１５が制御されるように構成されている。
【００２１】
次に、図１に示したパワーアンプＩＣにおける過電流検出回路の動作を図２〜図６に示す波形図を参照しながら説明する。
【００２２】
図２および図３は、実施例のパワーアンプＩＣのＡ点とＢ点の正常時と出力異常時の電圧を示す。
【００２３】
正常時においては、図２に示されているように、Ａ点およびＢ点の電位は入力電圧Ｖｉｎに対してほぼ直線的に変化する。ただし、このうちＡ点の電圧すなわち出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔは、電源電圧Ｖｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤよりも若干高い電位で飽和する。
【００２４】
一方、出力端子が電源電圧Ｖｃｃに短絡したＶｃｃショートまたは接地電位ＧＮＤに短絡したＧＮＤショートのような異常時においては、図３に示されているように、Ａ点の電位ａは入力電圧Ｖｉｎのいかんにかかわらず電源電圧Ｖｃｃ（Ｖｃｃショート時）または接地電位ＧＮＤ（ＧＮＤショート時）に固定される。また、Ｂ点の電位ｂも、入力電圧Ｖｉｎのほぼ全域にわたって、電源電圧Ｖｃｃよりも少し低い電位ｂ１と接地電位ＧＮＤよりも少し高い電位ｂ２にそれぞれクランプされる。なお、点線で示すＢ点の電位が階段波形となっているのは、出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔがそのまま初段差動増幅回路１１の反転入力端子２１に帰還されるのではなく、帰還抵抗Ｚｆを介することによりＶｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤよりも若干高い電位が帰還されるためである。
【００２５】
図４および図５は、実施例のパワーアンプＩＣのＡ点とＢ点の電位が図３に示すようになっているときの比較回路４１と比較回路４２の出力波形と正常時の出力波形を示す。なお、図４および図５において、実線は比較回路４１と比較回路４２の正常時の出力波形を、また点線はＶｃｃショート時の比較回路４１と比較回路４２の出力波形を、さらに鎖線はＧＮＤショート時の比較回路４１と比較回路４２の出力波形を示す。
【００２６】
図５から明らかなように、実施例のパワーアンプＩＣは、Ｖｃｃショート時に比較回路４２の出力がハイレベルとなる。また、図５から明らかなように、ＧＮＤショート時には比較回路４１の出力がハイレベルとなる。そのため、比較回路４１と４２の出力の排他的論理和をとる論理回路４３の出力は、Ｖｃｃショート時またはＧＮＤショート時のいずれにおいてもハイレベルとなり、出力異常が検出される。なお、図６は、論理回路４３の理想的な出力波形を示す。図６において、実線は正常時の波形を、また点線はＶｃｃショート時の波形を、さらに鎖線はＧＮＤショート時の波形を示す。
【００２７】
ここで、理想的な波形といったのは、図４および図５に示されているように、比較回路４１と４２の出力は正常時において完全にＶｃｃまたはＧＮＤになるわけではなく中間のレベルをとる場合があるので、比較回路４１と４２の特性がばらついたり論理回路４３の２つの入力端子のそれぞれのしきい値レベルがアンバランスになると一時的にも論理回路４３の出力がハイレベルになるおそれがあるためである。
【００２８】
上記のような不具合を回避する方法としては、例えば論理回路４３の比較回路４１側の入力特性に、図４にハッチングを付した範囲の出力信号に対して感応しない不感帯を設けて、比較回路４１の出力がＶｃｃとＧＮＤの中間の値をとるときは論理回路４３が直前の出力状態を保持するように構成するあるいは論理回路４３の比較回路４１側の入力とその応答出力にヒステリシス特性を持たせるなどの方法が考えられる。
【００２９】
図７は、過電流検出回路の具体的な回路例を示す。
【００３０】
同図に示す過電流検出回路は、図１に示されている過電流検出回路１４を構成する比較回路４１，４２およびＥＯＲ論理回路４３の機能を一体に構成したものである。
【００３１】
図７において、抵抗Ｒ１またはＲ３を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２およびＱ５，Ｑ６が図１における比較回路４１を構成し、ダイオード接続のトランジスタＱ４を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ２，Ｑ３およびダイオード接続のトランジスタＱ７を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ５，Ｑ８が図１における比較回路４２を構成しており、トランジスタＱ２，Ｑ５のベース端子にＡ点の電位（出力Ｖｏｕｔ）が、またトランジスタＱ１，Ｑ６のベース端子にＢ点の電位が、そしてトランジスタＱ３，Ｑ８のベース端子に参照電圧Ｖｃｃ／２が印加されている。
【００３２】
これらの２組の比較回路の合成出力（排他的論理和出力）が、上記トランジスタＱ２とそのコレクタ抵抗Ｒ４との接続ノードｎ１にベースが接続されたトランジスタＱ１２のコレクタ、および上記トランジスタＱ５と直列に接続されたトランジスタＱ９にカレントミラー接続されたトランジスタＱ１０とそのコレクタ抵抗Ｒ４との接続ノードｎ２にベースが接続されたトランジスタＱ１１の共通コレクタから得られるように構成されている。
【００３３】
なお、図７において、ＣＣ１はトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のエミッタ側に接続された共通の定電流源、ＣＣ２はトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７のエミッタ側に接続された共通の定電流源、Ｒ５は出力トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通コレクタ抵抗である。
【００３４】
ここで、図７の回路の動作を簡単に説明すると、出力端子がＶｃｃショートを起こして図１の回路のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線ａ１と点線ｂ１のような状態になっているときは、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に高いためＱ３との関係ではトランジスタＱ１，Ｑ２側がオンされるが、Ｑ１とＱ２の関係では、Ｑ１のベース電位であるａ１の方がｂ１よりも充分に高いためＱ２がオンされる。
【００３５】
これによって、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ２とのそのコレクタ抵抗Ｒ２に流れて出力トランジスタＱ１２のベース電位が下がり出力トランジスタＱ１２がオン状態とされ、出力端子ＯＵＴよりハイレベルの信号が出力される。なお、このときトランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に高いためＱ５，Ｑ６はオフし、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ８に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れず従って出力トランジスタＱ１１はオフである。
【００３６】
また、出力端子がＧＮＤショートを起こして図１の回路のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線ａ２と点線ｂ２のような状態になっているときは、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ３との関係ではトランジスタＱ１，Ｑ２側がオフされ、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ３に流れて抵抗Ｒ２には電流が流れないため出力トランジスタＱ１２のベース電位が上がり出力トランジスタＱ１２がオフ状態とされる。
【００３７】
しかし、このときトランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ５，Ｑ６側がオンし、Ｑ５とＱ６の関係では、Ｑ５のベース電位であるａ１の方がｂ１よりも充分に低いためＱ５がオンされる。これによって、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ５に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０と抵抗Ｒ４にも電流が流れ、出力トランジスタＱ１１のベース電位が下がってＱ１１がオンされる。その結果、出力端子ＯＵＴよりハイレベルの信号が出力される。
【００３８】
なお、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮＤショートも起こしていないときは、Ａ点とＢ点の電位は図２に示すようにほぼ同一レベルにある。このような信号が図７の回路に入ってきた場合には、Ａ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２よりも低いときはＱ３との関係ではＱ１，Ｑ２がオフされてＱ３がオンされるため電流Ｉ１はＱ３に流れて抵抗Ｒ２に流れないため出力トランジスタＱ１２はオフである。このとき、トランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６側がオンとなるがＱ５とＱ６のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ３があるためＱ６がオンされ易いため、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ６に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れない。従って、出力トランジスタＱ１１もオフ状態となる。その結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルはロウレベル（ＧＮＤ）となる。
【００３９】
また、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮＤショートも起こしていないと場合に、ほぼ同一レベルにあるＡ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２よりも高いときはＱ８との関係ではＱ５，Ｑ６がオフされてＱ８がオンされるため電流Ｉ２はＱ８に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れず従って出力トランジスタＱ１１はオフである。このとき、トランジスタＱ１，Ｑ２とＱ３との関係では、Ｑ１，Ｑ２側がオンとなるがＱ１とＱ２のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ１があるためＱ２がオンされ易いため、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ１に流れてＱ２はオフ状態となり、抵抗Ｒ２に電流が流れないため出力トランジスタＱ１２もオフである。その結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルはロウレベル（ＧＮＤ）となる。
【００４０】
なお、上記いずれの場合においても、Ａ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２の近傍にあるときは、ダイオード接続のトランジスタＱ４，Ｑ７が接続されていることによって、Ｑ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりもダイオードのしきい値電圧分以上高くならないとＱ１，Ｑ２側に電流が流れず、またＱ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりもダイオードのしきい値電圧分以上高くならないとＱ１，Ｑ２側に電流が流れないように動作する。つまり、トランジスタＱ４，Ｑ７が正常時におけるＡ点とＢ点の電位の入力に対して不感帯を与えるように動作する。
【００４１】
図８は、保護回路の具体的な回路例を示す。
【００４２】
同図に示す保護回路は、出力端子がＧＮＤショートを起こした場合の保護回路であり、図１の出力電流増幅回路１３を構成するＶｃｃ側出力トランジスタＱ３１のベースを駆動するトランジスタＱ３２のベース端子と接地点との間に、上記過電流検出回路１４から供給される検出信号ＤＴＣがベースに入力されたトランジスタＱ４１を接続したものである。この実施例の保護回路は、過電流検出信号ＤＴＣがハイレベルにされると、トランジスタＱ４１がオンしてトランジスタＱ３２のべース電位を引き下げてオフさせる。これによって、出力トランジスタＱ３１のベース電流が遮断されて、Ｑ３１から出力端子に向かって流れ出す過電流を防止する。同図において、ダイオード接続されたトランジスタＱ４とＱ７が不感帯を与えるための素子である。
【００４３】
上記同様な保護回路が図１の図１の出力電流増幅回路１３を構成する接地電位側出力トランジスタＱ３３のベース側にも設けられており、出力端子がＶｃｃショートを起こした場合に出力端子より流れ込む過電流を防止するように構成されている。
【００４４】
次に、上記のように構成されたパワーアンプＩＣ１００を使用したカーオーディオ・システムについて説明する。
【００４５】
図９に示すように、入力端子２１には、ＣＤ再生デッキやラジオチューナなどのオーディオ信号源２００が接続される。入力端子２１より入力されたオーディオ信号Ｖｉｎ１は、他の入力端子２３に接続されたカーナビゲーションなどのデジタルシステム３００から入力されたビープ音や音声ガイダンスなどのメッセージ信号Ｖｉｎ２と加算回路１７において合成されて上記実施例のように構成されたアンプ１０の入力端子２１に入力されて増幅され、出力端子２２より入力信号に応じてスピーカＳＰを駆動する電流が出力される。
【００４６】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図８に示されている過電流検出回路は一例であって、図１に示す比較回路４１，４２および論理回路４３からなる回路と同等の機能を有するものであれば、回路形式はどのようなものであってもよい。また、排他的論理和をとる論理回路４３はワイヤード論理などで構成することが可能である。
【００４７】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるカーオーディオシステム用のパワーアンプＩＣに適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、たとえば携帯用あるいは据置型のラジオ受信機やテレビ受像器などにも適用することができ、特に大電流を必要とするものに適用すると有効である。
【００４８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００４９】
すなわち、本発明に係るパワーアンプＩＣは、比較的ラフな定数で設計された回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されたパワーアンプＩＣの一実施例を示すブロック図。
【図２】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における正常時の波形図。
【図３】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における異常時の波形図。
【図４】過電流検出回路を構成する第１の比較回路の入出力特性を示す図。
【図５】過電流検出回路を構成する第２の比較回路の入出力特性を示す図。
【図６】実施例の過電流検出回路の入出力特性を示す図。
【図７】過電流検出回路の具体例を示す回路図。
【図８】保護回路の具体例を示す回路図。
【図９】本発明の好適な適用例としてのカーオーディオ・システムの概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１１ 差動増幅回路
１２ 電圧増幅回路
１３ 電流増幅回路（出力回路）
１４ 過電流検出回路
１５ 保護回路
１００ パワーアンプＩＣ（半導体集積回路装置）
２００ オーディオ信号源
３００ デジタルシステム

Claims (5)

1. 最終段の出力回路の出力電圧を初段の差動増幅回路に負帰還するように構成されたパワー増幅回路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部から取り入れるための入力端子と、上記パワー増幅回路の出力信号を外部へ取り出すための出力端子とを備えたパワーアンプＩＣであって、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と上記出力回路の前段の増幅回路の出力電圧とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧とを比較する第２の比較手段と、これらの比較手段における比較結果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信号に基づいて上記出力端子に流れる過電流を防止する保護回路が設けられてなることを特徴とするパワーアンプＩＣ。
2. 上記出力回路は電圧―電流増幅型の増幅回路であることを特徴とする請求項１に記載のパワーアンプＩＣ。
3. 上記過電流検出回路は、上記第１の比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論理和に相当する信号を検出信号として出力するように構成されてなることを特徴とする請求項１または２に記載のパワーアンプＩＣ。
4. 上記過電流検出回路は、入力信号の振幅中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化しない不感帯を有するように構成されていることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のパワーアンプＩＣ。
5. 請求項１から３のいずれかに記載のパワーアンプＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子にオーディオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出力端子に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアンプＩＣで増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えてなることを特徴とするオーディオシステム。

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