JP3648702B2

JP3648702B2 - Power amplifier IC and audio system

Info

Publication number: JP3648702B2
Application number: JP34090998A
Authority: JP
Inventors: 正利前田
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 1998-12-01
Filing date: 1998-12-01
Publication date: 2005-05-18
Anticipated expiration: 2018-12-01
Also published as: JP2000174565A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パワーアンプＩＣ（半導体集積回路装置）さらにはパワーアンプＩＣにおける過電流検出回路に適用して有効な技術に関するものであって、例えばオーディオシステムのスピーカを駆動するパワーアンプＩＣに利用して有効な技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
カーオーディオシステムに使用されるパワーアンプＩＣのような電流増幅用のＩＣは、出力インピーダンスが小さいため出力端子が電源や接地点にショートした場合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれがある。そこで、かかる電流増幅用ＩＣでは、過電流検出回路を含む保護回路が設けられている。
【０００３】
従来、パワーアンプＩＣにおける過電流検出方法としては、例えば出力端子にボンディングワイヤ接続される出力パッドに隣接して検出用のパッドを設けるとともに、この検出用パッドと出力端子との間を別のボンディングワイヤで接続し、出力端子がショートした場合にこの検出用パッドに生じる電位差を検出して過電流が流れているか否か判定する方法がある。また、出力端子がショートして過電流が流れたときにＩＣ内部の所定のアルミ配線に生じる電圧降下を検出して過電流を検出する方法もある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ボンディングワイヤやアルミ配線のインピーダンスはプロセスばらつきが大きいため、上述したボンディングワイヤやアルミ配線の抵抗による電圧降下を検出して過電流を検出する方法にあっては、正確な検出を行なうには抵抗値などのトリミングが必要となるため、工程数が多くなるという問題点がある。
【０００５】
本発明の目的は、比較的ラフな定数で設計された回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができる技術を提供することにある。
【０００６】
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【０００８】
すなわち、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に負帰還をかけるフィードバック経路を有するパワーアンプにおいて、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と最終段の出力回路に入力される電圧とを比較する比較回路と、最終段の出力回路から初段差動増幅回路に帰還される電圧と所定の基準電圧とを比較する比較回路とを設けて、これらの比較回路における比較結果に基づいて出力端子の過電流を検出し保護回路を動作させて過電流を防止するようにしたものである。
【０００９】
具体的には、最終段の出力回路の出力電圧を初段の差動増幅回路に負帰還するように構成されたパワー増幅回路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部から取り入れるための入力端子と、上記パワー増幅回路の出力信号を外部へ取り出すための出力端子とを備えたパワーアンプＩＣにおいて、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と上記出回路の前段の増幅回路の出力電圧とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧とを比較する第２の比較手段と、これらの比較手段における比較結果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信号に基づいて上記出力端子に流れる過電流を防止する保護回路とを設けるようにした。
【００１０】
上述した手段によれば、プロセスばらつきの影響を受けやすいボンディングワイヤやアルミ配線に流れる電流を検出するものでなく、アンプの基本的な動作を利用して過電流の有無を判定するため、比較的ラフな定数で設計された比較回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができる。
【００１１】
特に、この発明は、最終段の出力回路が電圧―電流増幅型の増幅回路である場合に適用すると有効である。電圧―電流増幅型回路は出力インピーダンスが小さいため出力端子が電源や接地点にショートした場合、大電流が流れてＩＣが破壊されるおそれがあるからである。
【００１２】
また、上記過電流検出回路は、上記第１の比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論理和に相当する信号を検出信号として出力するように構成する。これによって、比較的簡単な論理回路を設けるだけで所望の過電流検出信号を形成して出力させることができる。
【００１３】
さらに、上記過電流検出回路は、入力信号の振幅中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化しない不感帯を有するように構成する。これによって、パワーアンプの正常時における過電流検出回路および保護回路の誤動作を防止することができる。
【００１４】
また、上記のように構成されたパワーアンプＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子にオーディオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出力端子に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアンプＩＣで増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えてなるオーディオシステムにあっては、過電流によるＩＣの破壊を未然に防止することができ、故障の少ないシステムを実現することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は本発明が適用されたパワーアンプＩＣの一実施例を示す。
【００１７】
同図に示すパワーアンプＩＣは単結晶シリコン基板のような１個の半導体チップ上に集積形成（モノリシックＩＣ化）されたものであって、非反転入力端子（＋）に入力信号Ｖｉｎがまた反転入力端子（−）にＶｃｃ／２のような基準電圧が印加された初段の差動増幅回路１１、その出力電圧をさらに増幅する電圧増幅回路１２、該電圧増幅回路１２の出力電圧を受けて出力電流Ｉｏｕｔを形成する出力回路としての電流増幅回路１３などから構成されたアンプ部１０と、出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路１４と、この検出信号によって出力端子に流れる過電流を防止する保護回路１５などを備えている。
【００１８】
また、外部端子として、電源端子（Ｖｃｃ，ＧＮＤ）の他、オーディオ入力端子（Ｖｉｎ）２１、オーディオ出力端子（Ｖｏｕｔ）２２などが設けられている。入力端子２１には、たとえばＣＤ再生デッキやラジオチューナなどからのオーディオ信号が入力され、出力端子２２には負荷であるスピーカＳＰが接続される。
【００１９】
この実施例のパワーアンプＩＣは、電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔが帰還回路（抵抗等）Ｚｆを介して初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に電圧負帰還させるにより、出力電圧Ｖｏｕｔがダイナミックレンジを超えるような大きな振幅を有するときは初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電圧が高くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を小さくして出力振幅を抑えるように、また出力電圧Ｖｏｕｔがダイナミックレンジに比べて小さな振幅を有するときは初段の差動増幅回路１１の反転入力端子側に帰還される電圧が低くなって入力信号Ｖｉｎとの電位差を大きくして出力振幅を増加させるように動作させられる。
【００２０】
この実施例のパワーアンプＩＣには、出力電流増幅回路１３から初段差動増幅回路１１に帰還される出力電圧Ｖｏｕｔと電圧増幅回路１２の出力電圧Ｖａとを比較する比較回路４１と、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧（例えばＶｃｃ／２）とを比較する比較回路４２と、これらの比較回路４１，４２の出力の排他的論理和をとった信号を過電流検出信号として出力する論理回路４３とからなる過電流検出回路１４が設けられ、この検出信号によって例えば電流増幅回路１３に流す電流を遮断することで出力端子に流れる過電流を防止する保護回路１５が制御されるように構成されている。
【００２１】
次に、図１に示したパワーアンプＩＣにおける過電流検出回路の動作を図２〜図６に示す波形図を参照しながら説明する。
【００２２】
図２および図３は、実施例のパワーアンプＩＣのＡ点とＢ点の正常時と出力異常時の電圧を示す。
【００２３】
正常時においては、図２に示されているように、Ａ点およびＢ点の電位は入力電圧Ｖｉｎに対してほぼ直線的に変化する。ただし、このうちＡ点の電圧すなわち出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔは、電源電圧Ｖｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤよりも若干高い電位で飽和する。
【００２４】
一方、出力端子が電源電圧Ｖｃｃに短絡したＶｃｃショートまたは接地電位ＧＮＤに短絡したＧＮＤショートのような異常時においては、図３に示されているように、Ａ点の電位ａは入力電圧Ｖｉｎのいかんにかかわらず電源電圧Ｖｃｃ（Ｖｃｃショート時）または接地電位ＧＮＤ（ＧＮＤショート時）に固定される。また、Ｂ点の電位ｂも、入力電圧Ｖｉｎのほぼ全域にわたって、電源電圧Ｖｃｃよりも少し低い電位ｂ１と接地電位ＧＮＤよりも少し高い電位ｂ２にそれぞれクランプされる。なお、点線で示すＢ点の電位が階段波形となっているのは、出力電流増幅回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔがそのまま初段差動増幅回路１１の反転入力端子２１に帰還されるのではなく、帰還抵抗Ｚｆを介することによりＶｃｃよりも若干低い電位と接地電位ＧＮＤよりも若干高い電位が帰還されるためである。
【００２５】
図４および図５は、実施例のパワーアンプＩＣのＡ点とＢ点の電位が図３に示すようになっているときの比較回路４１と比較回路４２の出力波形と正常時の出力波形を示す。なお、図４および図５において、実線は比較回路４１と比較回路４２の正常時の出力波形を、また点線はＶｃｃショート時の比較回路４１と比較回路４２の出力波形を、さらに鎖線はＧＮＤショート時の比較回路４１と比較回路４２の出力波形を示す。
【００２６】
図５から明らかなように、実施例のパワーアンプＩＣは、Ｖｃｃショート時に比較回路４２の出力がハイレベルとなる。また、図５から明らかなように、ＧＮＤショート時には比較回路４１の出力がハイレベルとなる。そのため、比較回路４１と４２の出力の排他的論理和をとる論理回路４３の出力は、Ｖｃｃショート時またはＧＮＤショート時のいずれにおいてもハイレベルとなり、出力異常が検出される。なお、図６は、論理回路４３の理想的な出力波形を示す。図６において、実線は正常時の波形を、また点線はＶｃｃショート時の波形を、さらに鎖線はＧＮＤショート時の波形を示す。
【００２７】
ここで、理想的な波形といったのは、図４および図５に示されているように、比較回路４１と４２の出力は正常時において完全にＶｃｃまたはＧＮＤになるわけではなく中間のレベルをとる場合があるので、比較回路４１と４２の特性がばらついたり論理回路４３の２つの入力端子のそれぞれのしきい値レベルがアンバランスになると一時的にも論理回路４３の出力がハイレベルになるおそれがあるためである。
【００２８】
上記のような不具合を回避する方法としては、例えば論理回路４３の比較回路４１側の入力特性に、図４にハッチングを付した範囲の出力信号に対して感応しない不感帯を設けて、比較回路４１の出力がＶｃｃとＧＮＤの中間の値をとるときは論理回路４３が直前の出力状態を保持するように構成するあるいは論理回路４３の比較回路４１側の入力とその応答出力にヒステリシス特性を持たせるなどの方法が考えられる。
【００２９】
図７は、過電流検出回路の具体的な回路例を示す。
【００３０】
同図に示す過電流検出回路は、図１に示されている過電流検出回路１４を構成する比較回路４１，４２およびＥＯＲ論理回路４３の機能を一体に構成したものである。
【００３１】
図７において、抵抗Ｒ１またはＲ３を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２およびＱ５，Ｑ６が図１における比較回路４１を構成し、ダイオード接続のトランジスタＱ４を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ２，Ｑ３およびダイオード接続のトランジスタＱ７を介してエミッタ端同士が接続されたバイポーラ・トランジスタ対Ｑ５，Ｑ８が図１における比較回路４２を構成しており、トランジスタＱ２，Ｑ５のベース端子にＡ点の電位（出力Ｖｏｕｔ）が、またトランジスタＱ１，Ｑ６のベース端子にＢ点の電位が、そしてトランジスタＱ３，Ｑ８のベース端子に参照電圧Ｖｃｃ／２が印加されている。
【００３２】
これらの２組の比較回路の合成出力（排他的論理和出力）が、上記トランジスタＱ２とそのコレクタ抵抗Ｒ４との接続ノードｎ１にベースが接続されたトランジスタＱ１２のコレクタ、および上記トランジスタＱ５と直列に接続されたトランジスタＱ９にカレントミラー接続されたトランジスタＱ１０とそのコレクタ抵抗Ｒ４との接続ノードｎ２にベースが接続されたトランジスタＱ１１の共通コレクタから得られるように構成されている。
【００３３】
なお、図７において、ＣＣ１はトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３のエミッタ側に接続された共通の定電流源、ＣＣ２はトランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ７のエミッタ側に接続された共通の定電流源、Ｒ５は出力トランジスタＱ１１，Ｑ１２の共通コレクタ抵抗である。
【００３４】
ここで、図７の回路の動作を簡単に説明すると、出力端子がＶｃｃショートを起こして図１の回路のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線ａ１と点線ｂ１のような状態になっているときは、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に高いためＱ３との関係ではトランジスタＱ１，Ｑ２側がオンされるが、Ｑ１とＱ２の関係では、Ｑ１のベース電位であるａ１の方がｂ１よりも充分に高いためＱ２がオンされる。
【００３５】
これによって、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ２とのそのコレクタ抵抗Ｒ２に流れて出力トランジスタＱ１２のベース電位が下がり出力トランジスタＱ１２がオン状態とされ、出力端子ＯＵＴよりハイレベルの信号が出力される。なお、このときトランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に高いためＱ５，Ｑ６はオフし、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ８に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れず従って出力トランジスタＱ１１はオフである。
【００３６】
また、出力端子がＧＮＤショートを起こして図１の回路のＡ点とＢ点の電位がそれぞれ図３の実線ａ２と点線ｂ２のような状態になっているときは、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ３との関係ではトランジスタＱ１，Ｑ２側がオフされ、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ３に流れて抵抗Ｒ２には電流が流れないため出力トランジスタＱ１２のベース電位が上がり出力トランジスタＱ１２がオフ状態とされる。
【００３７】
しかし、このときトランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりも充分に低いためＱ５，Ｑ６側がオンし、Ｑ５とＱ６の関係では、Ｑ５のベース電位であるａ１の方がｂ１よりも充分に低いためＱ５がオンされる。これによって、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ５に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０と抵抗Ｒ４にも電流が流れ、出力トランジスタＱ１１のベース電位が下がってＱ１１がオンされる。その結果、出力端子ＯＵＴよりハイレベルの信号が出力される。
【００３８】
なお、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮＤショートも起こしていないときは、Ａ点とＢ点の電位は図２に示すようにほぼ同一レベルにある。このような信号が図７の回路に入ってきた場合には、Ａ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２よりも低いときはＱ３との関係ではＱ１，Ｑ２がオフされてＱ３がオンされるため電流Ｉ１はＱ３に流れて抵抗Ｒ２に流れないため出力トランジスタＱ１２はオフである。このとき、トランジスタＱ５，Ｑ６とＱ８との関係では、Ｑ５，Ｑ６側がオンとなるがＱ５とＱ６のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ３があるためＱ６がオンされ易いため、定電流源ＣＣ２の電流Ｉ２はＱ６に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れない。従って、出力トランジスタＱ１１もオフ状態となる。その結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルはロウレベル（ＧＮＤ）となる。
【００３９】
また、図１の回路がＶｃｃショートもＧＮＤショートも起こしていないと場合に、ほぼ同一レベルにあるＡ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２よりも高いときはＱ８との関係ではＱ５，Ｑ６がオフされてＱ８がオンされるため電流Ｉ２はＱ８に流れてカレントミラーＱ９，Ｑ１０には電流が流れず従って出力トランジスタＱ１１はオフである。このとき、トランジスタＱ１，Ｑ２とＱ３との関係では、Ｑ１，Ｑ２側がオンとなるがＱ１とＱ２のベース電位がほぼ同一のときは抵抗Ｒ１があるためＱ２がオンされ易いため、定電流源ＣＣ１の電流Ｉ１はＱ１に流れてＱ２はオフ状態となり、抵抗Ｒ２に電流が流れないため出力トランジスタＱ１２もオフである。その結果、出力端子ＯＵＴの出力レベルはロウレベル（ＧＮＤ）となる。
【００４０】
なお、上記いずれの場合においても、Ａ点とＢ点の電位がＶｃｃ／２の近傍にあるときは、ダイオード接続のトランジスタＱ４，Ｑ７が接続されていることによって、Ｑ１，Ｑ２のベース電位はＱ３のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりもダイオードのしきい値電圧分以上高くならないとＱ１，Ｑ２側に電流が流れず、またＱ５，Ｑ６のベース電位はＱ８のベース電位（Ｖｃｃ／２）よりもダイオードのしきい値電圧分以上高くならないとＱ１，Ｑ２側に電流が流れないように動作する。つまり、トランジスタＱ４，Ｑ７が正常時におけるＡ点とＢ点の電位の入力に対して不感帯を与えるように動作する。
【００４１】
図８は、保護回路の具体的な回路例を示す。
【００４２】
同図に示す保護回路は、出力端子がＧＮＤショートを起こした場合の保護回路であり、図１の出力電流増幅回路１３を構成するＶｃｃ側出力トランジスタＱ３１のベースを駆動するトランジスタＱ３２のベース端子と接地点との間に、上記過電流検出回路１４から供給される検出信号ＤＴＣがベースに入力されたトランジスタＱ４１を接続したものである。この実施例の保護回路は、過電流検出信号ＤＴＣがハイレベルにされると、トランジスタＱ４１がオンしてトランジスタＱ３２のべース電位を引き下げてオフさせる。これによって、出力トランジスタＱ３１のベース電流が遮断されて、Ｑ３１から出力端子に向かって流れ出す過電流を防止する。同図において、ダイオード接続されたトランジスタＱ４とＱ７が不感帯を与えるための素子である。
【００４３】
上記同様な保護回路が図１の図１の出力電流増幅回路１３を構成する接地電位側出力トランジスタＱ３３のベース側にも設けられており、出力端子がＶｃｃショートを起こした場合に出力端子より流れ込む過電流を防止するように構成されている。
【００４４】
次に、上記のように構成されたパワーアンプＩＣ１００を使用したカーオーディオ・システムについて説明する。
【００４５】
図９に示すように、入力端子２１には、ＣＤ再生デッキやラジオチューナなどのオーディオ信号源２００が接続される。入力端子２１より入力されたオーディオ信号Ｖｉｎ１は、他の入力端子２３に接続されたカーナビゲーションなどのデジタルシステム３００から入力されたビープ音や音声ガイダンスなどのメッセージ信号Ｖｉｎ２と加算回路１７において合成されて上記実施例のように構成されたアンプ１０の入力端子２１に入力されて増幅され、出力端子２２より入力信号に応じてスピーカＳＰを駆動する電流が出力される。
【００４６】
以上、本発明者によってなされた発明を実施例にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図８に示されている過電流検出回路は一例であって、図１に示す比較回路４１，４２および論理回路４３からなる回路と同等の機能を有するものであれば、回路形式はどのようなものであってもよい。また、排他的論理和をとる論理回路４３はワイヤード論理などで構成することが可能である。
【００４７】
以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるカーオーディオシステム用のパワーアンプＩＣに適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、たとえば携帯用あるいは据置型のラジオ受信機やテレビ受像器などにも適用することができ、特に大電流を必要とするものに適用すると有効である。
【００４８】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
【００４９】
すなわち、本発明に係るパワーアンプＩＣは、比較的ラフな定数で設計された回路で精度良く過電流を検出することができ、これによって確実な過電流保護を行なうことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用されたパワーアンプＩＣの一実施例を示すブロック図。
【図２】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における正常時の波形図。
【図３】図１に示したパワーアンプＩＣの要部における異常時の波形図。
【図４】過電流検出回路を構成する第１の比較回路の入出力特性を示す図。
【図５】過電流検出回路を構成する第２の比較回路の入出力特性を示す図。
【図６】実施例の過電流検出回路の入出力特性を示す図。
【図７】過電流検出回路の具体例を示す回路図。
【図８】保護回路の具体例を示す回路図。
【図９】本発明の好適な適用例としてのカーオーディオ・システムの概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１１差動増幅回路
１２電圧増幅回路
１３電流増幅回路（出力回路）
１４過電流検出回路
１５保護回路
１００パワーアンプＩＣ（半導体集積回路装置）
２００オーディオ信号源
３００デジタルシステム[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technology that is effective when applied to a power amplifier IC (semiconductor integrated circuit device) and an overcurrent detection circuit in the power amplifier IC, and is used, for example, in a power amplifier IC that drives a speaker of an audio system. And effective technology.
[0002]
[Prior art]
A current amplification IC such as a power amplifier IC used in a car audio system has a small output impedance. Therefore, when the output terminal is short-circuited to a power source or a ground point, a large current flows and the IC may be destroyed. . Therefore, in such a current amplification IC, a protection circuit including an overcurrent detection circuit is provided.
[0003]
Conventionally, as a method for detecting an overcurrent in a power amplifier IC, for example, a detection pad is provided adjacent to an output pad connected to the output terminal by a bonding wire, and another bonding is provided between the detection pad and the output terminal. There is a method of determining whether or not an overcurrent flows by detecting a potential difference generated in this detection pad when the output terminal is short-circuited by connecting with a wire. There is also a method of detecting an overcurrent by detecting a voltage drop generated in a predetermined aluminum wiring inside the IC when an output terminal is short-circuited and an overcurrent flows.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the impedance of the bonding wire and aluminum wiring has a large process variation, the above-described method for detecting an overcurrent by detecting the voltage drop due to the resistance of the bonding wire or aluminum wiring is to perform accurate detection. Since trimming of the resistance value or the like is necessary, there is a problem that the number of processes increases.
[0005]
An object of the present invention is to provide a technique capable of detecting an overcurrent with high accuracy by a circuit designed with a relatively rough constant, and thereby performing a reliable overcurrent protection.
[0006]
The above and other objects and features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
Of the inventions disclosed in this application, the outline of typical ones will be briefly described as follows.
[0008]
That is, in a power amplifier having a feedback path that applies negative feedback from the last stage output circuit to the first stage differential amplifier circuit, the voltage fed back from the last stage output circuit to the first stage differential amplifier circuit and the input to the last stage output circuit And a comparison circuit for comparing the voltage fed back from the output circuit at the final stage to the first-stage differential amplifier circuit with a predetermined reference voltage. Based on the above, the overcurrent of the output terminal is detected and the protection circuit is operated to prevent the overcurrent.
[0009]
Specifically, a power amplifier circuit configured to negatively feed back the output voltage of the last stage output circuit to the first stage differential amplifier circuit, and an input terminal for taking in an input signal to the power amplifier circuit from the outside And an output terminal for taking out the output signal of the power amplifier circuit to the outside, a feedback voltage from the output circuit to the first stage differential amplifier circuit and an output of the amplifier circuit in the previous stage of the output circuit A first comparison means for comparing the voltages; a second comparison means for comparing the feedback voltage from the output circuit to the first-stage differential amplifier circuit with a predetermined reference voltage; and a comparison result of these comparison means. Thus, an overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent flowing through the output terminal and a protection circuit for preventing an overcurrent flowing through the output terminal based on a detection signal of the overcurrent detection circuit are provided.
[0010]
According to the above-mentioned means, the current flowing in the bonding wire and the aluminum wiring that are easily affected by process variations is not detected, and the presence or absence of overcurrent is determined using the basic operation of the amplifier. A comparison circuit designed with rough constants can detect an overcurrent with high accuracy, thereby ensuring reliable overcurrent protection.
[0011]
In particular, the present invention is effective when applied to a case where the output circuit at the final stage is a voltage-current amplification type amplifier circuit. This is because the voltage-current amplification type circuit has a small output impedance, and therefore, if the output terminal is short-circuited to the power source or the ground point, a large current may flow and the IC may be destroyed.
[0012]
The overcurrent detection circuit is configured to output, as a detection signal, a signal corresponding to an exclusive OR of the output of the first comparison unit and the output of the first comparison unit. Thus, a desired overcurrent detection signal can be generated and output only by providing a relatively simple logic circuit.
[0013]
Further, the overcurrent detection circuit is configured to have a dead zone in which the output does not change with respect to an input signal at a level near the amplitude center of the input signal. As a result, malfunction of the overcurrent detection circuit and the protection circuit when the power amplifier is normal can be prevented.
[0014]
Further, the power amplifier IC configured as described above, an audio signal source that supplies an audio signal to the input terminal of the power amplifier IC, and the audio signal that is connected to the output terminal is amplified by the power amplifier IC. In an audio system including a speaker driven by a signal, IC destruction due to overcurrent can be prevented in advance, and a system with few failures can be realized.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0016]
FIG. 1 shows an embodiment of a power amplifier IC to which the present invention is applied.
[0017]
The power amplifier IC shown in the figure is integrated (monolithic IC) on a single semiconductor chip such as a single crystal silicon substrate, and the input signal Vin is inverted at the non-inverting input terminal (+). The first-stage differential amplifier circuit 11 in which a reference voltage such as Vcc / 2 is applied to the input terminal (−), the voltage amplifier circuit 12 that further amplifies the output voltage, and the output voltage of the voltage amplifier circuit 12 is received and output. An amplifier unit 10 composed of a current amplifying circuit 13 as an output circuit for forming a current Iout, an overcurrent detection circuit 14 for detecting an overcurrent flowing through the output terminal, and an overcurrent flowing through the output terminal by this detection signal A protection circuit 15 is provided for prevention.
[0018]
In addition to the power supply terminals (Vcc, GND), an audio input terminal (Vin) 21, an audio output terminal (Vout) 22 and the like are provided as external terminals. For example, an audio signal from a CD playback deck or a radio tuner is input to the input terminal 21, and a speaker SP as a load is connected to the output terminal 22.
[0019]
In the power amplifier IC of this embodiment, the output voltage Vout of the current amplifier circuit 13 is negatively fed back to the inverting input terminal side of the first-stage differential amplifier circuit 11 through the feedback circuit (resistor or the like) Zf, whereby the output voltage Vout When the signal has a large amplitude exceeding the dynamic range, the voltage fed back to the inverting input terminal side of the first-stage differential amplifier circuit 11 is increased, and the output amplitude is suppressed by reducing the potential difference with the input signal Vin. When the output voltage Vout has a smaller amplitude than the dynamic range, the voltage fed back to the inverting input terminal side of the first-stage differential amplifier circuit 11 becomes lower and the potential difference with the input signal Vin is increased to increase the output amplitude. Be operated to increase.
[0020]
The power amplifier IC of this embodiment includes a comparison circuit 41 that compares the output voltage Vout fed back from the output current amplifier circuit 13 to the first stage differential amplifier circuit 11 and the output voltage Va of the voltage amplifier circuit 12, and an output voltage Vout. And a reference circuit (for example, Vcc / 2), and a logic circuit 43 that outputs a signal obtained by exclusive ORing the outputs of these comparison circuits 41 and 42 as an overcurrent detection signal. An overcurrent detection circuit 14 is provided, and a protection circuit 15 that prevents an overcurrent flowing through the output terminal by cutting off a current flowing through the current amplification circuit 13, for example, is controlled by the detection signal.
[0021]
Next, the operation of the overcurrent detection circuit in the power amplifier IC shown in FIG. 1 will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS.
[0022]
2 and 3 show the voltages at the time of normal and abnormal output at points A and B of the power amplifier IC of the embodiment.
[0023]
Under normal conditions, as shown in FIG. 2, the potentials at the points A and B change substantially linearly with respect to the input voltage Vin. However, the voltage at the point A, that is, the output voltage Vout of the output current amplifier circuit 13 is saturated at a potential slightly lower than the power supply voltage Vcc and a potential slightly higher than the ground potential GND.
[0024]
On the other hand, in the case of an abnormality such as a Vcc short circuit in which the output terminal is short-circuited to the power supply voltage Vcc or a GND short circuit in which the output terminal is short-circuited to the ground potential GND, as shown in FIG. 3, the potential a at the point A is equal to the input voltage Vin. Regardless, it is fixed at the power supply voltage Vcc (when Vcc is short-circuited) or the ground potential GND (when GND is short-circuited). Further, the potential b at the point B is also clamped to a potential b1 slightly lower than the power supply voltage Vcc and a potential b2 slightly higher than the ground potential GND over almost the entire input voltage Vin. Note that the potential at point B indicated by the dotted line has a staircase waveform because the output voltage Vout of the output current amplifier circuit 13 is not directly fed back to the inverting input terminal 21 of the first-stage differential amplifier circuit 11, but is fed back. This is because a potential slightly lower than Vcc and a potential slightly higher than the ground potential GND are fed back through the resistor Zf.
[0025]
4 and 5 show the output waveforms of the comparison circuit 41 and the comparison circuit 42 when the potentials at the points A and B of the power amplifier IC of the embodiment are as shown in FIG. Show. In FIGS. 4 and 5, the solid line indicates the normal output waveforms of the comparison circuit 41 and the comparison circuit 42, the dotted line indicates the output waveforms of the comparison circuit 41 and the comparison circuit 42 when the Vcc is short, and the chain line indicates the GND short. The output waveforms of the comparison circuit 41 and the comparison circuit 42 are shown.
[0026]
As is apparent from FIG. 5, in the power amplifier IC of the embodiment, the output of the comparison circuit 42 becomes high level when Vcc is short-circuited. Further, as is clear from FIG. 5, the output of the comparison circuit 41 becomes high level when GND is short-circuited. For this reason, the output of the logic circuit 43 that takes the exclusive OR of the outputs of the comparison circuits 41 and 42 becomes a high level in both the Vcc short circuit and the GND short circuit, and an output abnormality is detected. FIG. 6 shows an ideal output waveform of the logic circuit 43. In FIG. 6, the solid line indicates a normal waveform, the dotted line indicates a Vcc short-circuit waveform, and the chain line indicates a GND short-circuit waveform.
[0027]
Here, as shown in FIG. 4 and FIG. 5, the ideal waveform is not the complete output of Vcc or GND at the normal time but takes an intermediate level as shown in FIGS. Therefore, if the characteristics of the comparison circuits 41 and 42 vary or the threshold levels of the two input terminals of the logic circuit 43 become unbalanced, the output of the logic circuit 43 may temporarily be at a high level. Because there is.
[0028]
As a method for avoiding the above-mentioned problem, for example, a dead band that is not sensitive to the output signal in the hatched range in FIG. When the output of Vcc takes an intermediate value between Vcc and GND, the logic circuit 43 is configured to hold the previous output state, or the input to the comparison circuit 41 side of the logic circuit 43 and its response output have hysteresis characteristics. Such a method is conceivable.
[0029]
FIG. 7 shows a specific circuit example of the overcurrent detection circuit.
[0030]
The overcurrent detection circuit shown in the figure is configured by integrating the functions of the comparison circuits 41 and 42 and the EOR logic circuit 43 that constitute the overcurrent detection circuit 14 shown in FIG.
[0031]
In FIG. 7, a pair of bipolar transistors Q1, Q2 and Q5, Q6 whose emitter ends are connected to each other via a resistor R1 or R3 constitutes the comparison circuit 41 in FIG. 1, and the emitter end is connected via a diode-connected transistor Q4. A pair of bipolar transistors Q2 and Q3 connected to each other and a pair of bipolar transistors Q5 and Q8 whose emitter ends are connected to each other via a diode-connected transistor Q7 constitute the comparison circuit 42 in FIG. , Q5 is applied with the potential at point A (output Vout), the base terminals of transistors Q1 and Q6 are applied with point B, and the base terminals of transistors Q3 and Q8 are applied with reference voltage Vcc / 2. .
[0032]
The combined output (exclusive OR output) of these two sets of comparison circuits is connected in series with the collector of the transistor Q12 whose base is connected to the connection node n1 between the transistor Q2 and its collector resistor R4, and the transistor Q5. The transistor Q9 is connected to the transistor Q9 connected to the transistor Q10 and the collector resistor R4 is connected to the node n2 of the transistor Q11.
[0033]
In FIG. 7, CC1 is a common constant current source connected to the emitter side of transistors Q1, Q2 and Q3, CC2 is a common constant current source connected to the emitter side of transistors Q5, Q6 and Q7, and R5 is This is a common collector resistance for the output transistors Q11 and Q12.
[0034]
Here, the operation of the circuit of FIG. 7 will be briefly described. The output terminal causes a Vcc short circuit, and the potentials at the points A and B of the circuit of FIG. 1 are as shown by the solid lines a1 and b1 in FIG. In this case, the base potential of the transistors Q1 and Q2 is sufficiently higher than the base potential (Vcc / 2) of Q3, so that the transistors Q1 and Q2 side are turned on in relation to Q3, but in the relation between Q1 and Q2, , Q1 is turned on because a1, which is the base potential of Q1, is sufficiently higher than b1.
[0035]
As a result, the current I1 of the constant current source CC1 flows through its collector resistance R2 with Q2, the base potential of the output transistor Q12 falls, the output transistor Q12 is turned on, and a high level signal is output from the output terminal OUT. . At this time, since the base potentials of Q5 and Q6 are sufficiently higher than the base potential (Vcc / 2) of Q8 in the relationship between the transistors Q5, Q6 and Q8, Q5 and Q6 are turned off, and the current of the constant current source CC2 I2 flows through Q8, and no current flows through the current mirrors Q9 and Q10. Therefore, the output transistor Q11 is off.
[0036]
When the output terminal causes a GND short and the potentials at points A and B of the circuit of FIG. 1 are as shown by the solid line a2 and dotted line b2 in FIG. 3, respectively, the base potentials of the transistors Q1 and Q2 Is sufficiently lower than the base potential (Vcc / 2) of Q3, and in relation to Q3, the transistors Q1 and Q2 are turned off, and the current I1 of the constant current source CC1 flows to Q3 and no current flows to the resistor R2. The base potential of the output transistor Q12 rises and the output transistor Q12 is turned off.
[0037]
However, at this time, in the relationship between the transistors Q5, Q6, and Q8, the base potential of Q5, Q6 is sufficiently lower than the base potential (Vcc / 2) of Q8, so the Q5, Q6 side is turned on, and in the relationship between Q5, Q6 Since the base potential a1 of Q5 is sufficiently lower than b1, Q5 is turned on. As a result, the current I2 of the constant current source CC2 flows to Q5, the current also flows to the current mirrors Q9, Q10 and the resistor R4, the base potential of the output transistor Q11 decreases, and Q11 is turned on. As a result, a high level signal is output from the output terminal OUT.
[0038]
When the circuit of FIG. 1 does not cause a Vcc short circuit or a GND short circuit, the potentials at point A and point B are substantially at the same level as shown in FIG. When such a signal enters the circuit of FIG. 7, when the potential at point A and point B is lower than Vcc / 2, Q1 and Q2 are turned off and Q3 is turned on in relation to Q3. Therefore, since the current I1 flows through Q3 and does not flow through the resistor R2, the output transistor Q12 is off. At this time, in the relationship between the transistors Q5, Q6 and Q8, the Q5 and Q6 sides are turned on. However, when the base potentials of Q5 and Q6 are almost the same, the resistor R3 is present, so that Q6 is easily turned on. Current I2 flows through Q6 and no current flows through the current mirrors Q9 and Q10. Therefore, the output transistor Q11 is also turned off. As a result, the output level of the output terminal OUT becomes low level (GND).
[0039]
In the case where the circuit of FIG. 1 has neither Vcc short-circuit nor GND short-circuit, and when the potentials of the points A and B at substantially the same level are higher than Vcc / 2, Q5 and Q6 are related to Q8. Since it is turned off and Q8 is turned on, the current I2 flows through Q8 and no current flows through the current mirrors Q9 and Q10. Therefore, the output transistor Q11 is off. At this time, in the relationship between the transistors Q1, Q2 and Q3, the Q1 and Q2 sides are turned on, but when the base potentials of Q1 and Q2 are almost the same, the resistor R1 is present, so that the Q2 is easily turned on. Current I1 flows through Q1, Q2 is turned off, and no current flows through the resistor R2, so the output transistor Q12 is also off. As a result, the output level of the output terminal OUT becomes low level (GND).
[0040]
In any of the above cases, when the potentials at points A and B are in the vicinity of Vcc / 2, the diode-connected transistors Q4 and Q7 are connected so that the base potentials of Q1 and Q2 are Q3. Unless the threshold potential of the diode is higher than the threshold voltage of the diode (Vcc / 2), current does not flow to the Q1 and Q2 sides, and the base potential of Q5 and Q6 is higher than that of Q8 Unless the voltage exceeds the threshold voltage of the diode, it operates so that no current flows to the Q1 and Q2 sides. That is, the transistors Q4 and Q7 operate so as to give a dead zone to the input of the potentials at the points A and B in the normal state.
[0041]
FIG. 8 shows a specific circuit example of the protection circuit.
[0042]
The protection circuit shown in the figure is a protection circuit when the output terminal causes a GND short circuit, and includes a base terminal of a transistor Q32 that drives the base of the Vcc side output transistor Q31 constituting the output current amplifier circuit 13 of FIG. A transistor Q41, to which the detection signal DTC supplied from the overcurrent detection circuit 14 is input to the base, is connected between the ground point and the ground point. In the protection circuit of this embodiment, when the overcurrent detection signal DTC is set to the high level, the transistor Q41 is turned on to lower the base potential of the transistor Q32 and turn it off. As a result, the base current of the output transistor Q31 is cut off, and an overcurrent that flows from Q31 toward the output terminal is prevented. In the figure, diode-connected transistors Q4 and Q7 are elements for providing a dead zone.
[0043]
A protection circuit similar to the above is also provided on the base side of the ground potential side output transistor Q33 constituting the output current amplifier circuit 13 of FIG. 1 of FIG. 1, and flows into the output terminal when the Vcc short circuit occurs. It is configured to prevent overcurrent.
[0044]
Next, a car audio system using the power amplifier IC 100 configured as described above will be described.
[0045]
As shown in FIG. 9, an audio signal source 200 such as a CD playback deck or a radio tuner is connected to the input terminal 21. The audio signal Vin1 input from the input terminal 21 is synthesized in the adder circuit 17 with the message signal Vin2 such as a beep sound and voice guidance input from the digital system 300 such as car navigation connected to the other input terminal 23. The signal is input to the input terminal 21 of the amplifier 10 configured as in the above-described embodiment, is amplified, and a current for driving the speaker SP is output from the output terminal 22 according to the input signal.
[0046]
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Not too long. For example, the overcurrent detection circuit shown in FIG. 8 is an example, and any circuit format can be used as long as it has a function equivalent to the circuit composed of the comparison circuits 41 and 42 and the logic circuit 43 shown in FIG. It may be something like this. Further, the logic circuit 43 for taking the exclusive OR can be constituted by a wired logic or the like.
[0047]
In the above description, the case where the invention made by the present inventor is applied to a power amplifier IC for a car audio system, which is a field of use as a background, has been described. However, the present invention is not limited to this. It can be applied to a general or stationary radio receiver, a television receiver, etc., and is particularly effective when applied to a device requiring a large current.
[0048]
【The invention's effect】
The effects obtained by typical ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
[0049]
That is, the power amplifier IC according to the present invention can detect an overcurrent with high accuracy by a circuit designed with a relatively rough constant, and thus has an effect that reliable overcurrent protection can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a power amplifier IC to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a waveform diagram in a normal state in a main part of the power amplifier IC shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a waveform diagram at the time of abnormality in the main part of the power amplifier IC shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing input / output characteristics of a first comparison circuit constituting the overcurrent detection circuit.
FIG. 5 is a diagram showing input / output characteristics of a second comparison circuit constituting the overcurrent detection circuit;
FIG. 6 is a diagram illustrating input / output characteristics of the overcurrent detection circuit according to the embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific example of an overcurrent detection circuit.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a specific example of a protection circuit.
FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of a car audio system as a preferred application example of the present invention.
[Explanation of symbols]
11 differential amplifier circuit 12 voltage amplifier circuit 13 current amplifier circuit (output circuit)
14 Overcurrent detection circuit 15 Protection circuit 100 Power amplifier IC (semiconductor integrated circuit device)
200 Audio signal source 300 Digital system

Claims

最終段の出力回路の出力電圧を初段の差動増幅回路に負帰還するように構成されたパワー増幅回路と、該パワー増幅回路への入力信号を外部から取り入れるための入力端子と、上記パワー増幅回路の出力信号を外部へ取り出すための出力端子とを備えたパワーアンプＩＣであって、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と上記出力回路の前段の増幅回路の出力電圧とを比較する第１の比較手段と、上記出力回路から初段差動増幅回路への帰還電圧と所定の基準電圧とを比較する第２の比較手段と、これらの比較手段における比較結果に基づいて上記出力端子に流れる過電流を検出する過電流検出回路と、この過電流検出回路の検出信号に基づいて上記出力端子に流れる過電流を防止する保護回路が設けられてなることを特徴とするパワーアンプＩＣ。A power amplifier circuit configured to negatively feed back the output voltage of the final stage output circuit to the first stage differential amplifier circuit, an input terminal for taking in an input signal to the power amplifier circuit from the outside, and the power amplifier A power amplifier IC having an output terminal for taking out an output signal of the circuit to the outside, and a feedback voltage from the output circuit to the first-stage differential amplifier circuit and an output voltage of the amplifier circuit in the previous stage of the output circuit First comparison means for comparing, second comparison means for comparing a feedback voltage from the output circuit to the first-stage differential amplifier circuit and a predetermined reference voltage, and the output based on a comparison result in these comparison means An overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent flowing through a terminal and a protection circuit for preventing an overcurrent flowing through the output terminal based on a detection signal of the overcurrent detection circuit are provided. Power amps IC.

上記出力回路は電圧―電流増幅型の増幅回路であることを特徴とする請求項１に記載のパワーアンプＩＣ。2. The power amplifier IC according to claim 1, wherein the output circuit is a voltage-current amplification type amplifier circuit.

上記過電流検出回路は、上記第１の比較手段の出力と上記第１の比較手段の出力の排他的論理和に相当する信号を検出信号として出力するように構成されてなることを特徴とする請求項１または２に記載のパワーアンプＩＣ。The overcurrent detection circuit is configured to output, as a detection signal, a signal corresponding to an exclusive OR of the output of the first comparison unit and the output of the first comparison unit. The power amplifier IC according to claim 1 or 2.

上記過電流検出回路は、入力信号の振幅中心近傍のレベルの入力信号に対して出力が変化しない不感帯を有するように構成されていることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のパワーアンプＩＣ。The said overcurrent detection circuit is comprised so that it may have a dead zone from which an output does not change with respect to the input signal of the level vicinity of the amplitude center of an input signal, The Claim 1 characterized by the above-mentioned. Power amplifier IC.

請求項１から３のいずれかに記載のパワーアンプＩＣと、該パワーアンプＩＣの上記入力端子にオーディオ信号を供給するオーディオ信号源と、上記出力端子に接続され上記オーディオ信号を上記パワーアンプＩＣで増幅した信号で駆動されるスピーカとを備えてなることを特徴とするオーディオシステム。4. The power amplifier IC according to claim 1, an audio signal source for supplying an audio signal to the input terminal of the power amplifier IC, and the audio signal connected to the output terminal by the power amplifier IC. An audio system comprising a speaker driven by an amplified signal.