JP3626072B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられるスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電源装置における同期整流回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
各種電子機器に用いられる従来のスイッチング電源装置における同期整流回路に関する技術は、例えば特開平５−１３７３２６号公報に開示されている。図８及び図９は特開平５−１３７３２６号公報に開示されたスイッチング電源装置に示す回路図である。
【０００３】
図８に示す従来のスイッチング電源装置において、交流入力Ｖｉｎは整流用ダイオードブリッジ６０１により整流され、平滑用コンデンサ６０２に直流高電圧（例えば１００Ｖ）が形成されるよう構成されている。制御回路（図示なし）でオンオフ制御されるパワーＭＯＳＦＥＴ６０３により、トランス６０４の励磁インダクタンスにはエネルギーが蓄積され、放出されるよう構成されている。トランス６０４の２次巻線には整流用ダイオード６２０が接続されており、トランスの２次巻線の電流はダイオード６２０を経て平滑用コンデンサ６０６に充電される。またその電流は、平滑リアクトル６０８と平滑用コンデンサ６０７とにより平滑され、直流出力Ｖｏｕｔとして直流電圧を出力するよう構成されている。このように構成された従来のスイッチング電源装置は、ダイオード６２０を用いているため、低電圧（例えば３Ｖ）の直流出力を得る場合、装置全体の損失におけるダイオード６２０による損失の割合が大きくなるという問題があった。
【０００４】
図９に示す従来のスイッチング電源装置は、図８に示したスイッチング電源回路における問題点を解決するために提案されたものである。図９に示すスイッチング電源装置において、ダイオード６２０の代わりにパワーＭＯＳＦＥＴ７０５が接続されている。図９に示すスイッチング電源装置において、パワーＭＯＳＦＥＴ７０５としてはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが用いられており、そのオンオフ制御をトランス７０４の補助２次巻線７０４Ｃにおいて発生する電圧で行っている。図９に示す従来のスイッチング電源装置は、図８に示した装置のダイオ−ドで整流回路を構成したものに比べて、導通損失が小さくなり、電源全体の効率は高くなっていた。
【０００５】
図１０は図９に示したスイッチング電源回路の同期整流回路における波形図である。図１０の（ａ）は主スイッチング手段であるパワートランジスタ６０３に流れる１次側電流波形であり、図１０の（ｂ）はトランス７０４の補助２次巻線７０４Ｃに発生する電圧波形であり、図１０の（ｃ）はパワーＭＯＳＦＥＴ７０５に流れる２次側電流の波形を示す。同期整流とは、上記のようにパワーＭＯＳＦＥＴ７０５のようなスイッチング素子を整流用スイッチング手段として使用することである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなスイッチング電源装置において課題となるのは、同期整流用スイッチング手段のオンオフ制御のタイミングを高精度に行うことである。例えば、図９に示したスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段をターンオンするタイミングが早過ぎると、同期整流用スイッチング手段の電圧が十分低下していないために多大なターンオン損失が発生する。逆に、同期整流用スイッチング手段をターンオンするタイミングが遅過ぎるとその同期整流用スイッチング手段の内部のボディダイオードでの導通損失を増大させてしまう。一方、同期整流用スイッチング手段をターンオフするタイミングが早過ぎると前記ボディダイオードでの導通損失を増大させる。逆に、同期整流用スイッチング手段をターンオフするタイミングが遅過ぎると主スイッチング手段との同時オン期間が発生し、その結果、短絡電流による多大な損失が発生した。
【０００７】
図９に示した従来のスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段７０５のターンオフは補助２次巻線７０４Ｃの電圧反転によって行われ、この電圧反転は主スイッチング手段６０２がターンオンすることにより生じる。従って、瞬時ではあるが、主スイッチング手段６０２と同期整流用スイッチング手段７０５とは、同時オン期間が発生している。その結果、短絡電流による多大な損失が発生していた。
本発明は、同期整流用スイッチング手段をオンオフするタイミングが好適となるようなスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、
直流入力電源と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線と直列に接続されて直列回路を構成し、その直列回路が前記直流入力電源に並列に接続された第１のスイッチング手段と、
等価的に前記１次巻線の両端にコンデンサを介して接続された第２のスイッチング手段と、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されている。
このように構成されたスイッチング電源装置は、トランスの２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用としてのスイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、スイッチング手段と並列に接続されたダイオードの電流容量が低減できる。
【０００９】
発明の他の観点によるスイッチング電源装置は、
直流入力電源と、
前記直流入力電源に並列に接続される第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段との直列回路と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記第１のスイッチング手段または前記第２のスイッチング手段のいずれかの両端に前記１次巻線を介して接続されるコンデンサと、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されている。
このように構成されたスイッチング電源装置は、トランスの２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用のスイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、スイッチング手段と並列に接続されたダイオードの電流容量が低減できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング電源装置に係る好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１１】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２は図１に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。図１に示すように、入力直流電源１は、第１の制御駆動回路９及び第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７とコンデンサ８との直列回路に並列接続されている。第１の制御駆動回路９は、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７を所定のオン時間とオフ時間と休止期間を有して交互にオンオフ制御する。第１のスイッチング手段２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２のスイッチング手段７はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。トランス３は、１次巻線３１と２次巻線３２とを有している。第１のスイッチング手段２と１次巻線３１の直列回路は入力直流電源１に並列に接続されている。また、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８との直列回路は１次巻線３１に並列に接続されている。
【００１２】
トランス３の２次巻線３２には、第３のスイッチング手段４１とダイオード４２の並列回路が接続されている。第３のスイッチング手段４１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２の制御駆動回路１０により所定のオン時間とオフ時間でオンオフ制御されている。図１に示すように、第３のスイッチング手段４１とダイオード４２の並列回路と２次巻線３２との直列回路には、出力コンデンサ５及び負荷６が並列に接続されている。
図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置において、２次巻線３２に接続されている第３のスイッチング手段４１とダイオード４２との並列回路は、第２の制御駆動回路１０と出力コンデンサ５とともに整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路が負荷６へ出力直流電圧を供給するよう構成されている。
【００１３】
実施の形態１のスイッチング電源装置において、第１の制御駆動回路９は、出力直流電圧を安定化すべく、第１スイッチング手段２と第２のスイッチング手段７におけるオン時間とオフ時間を決定する機能を有している。第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７がターンオン時より所定期間遅く第３のスイッチング手段４１をターンオンし、第２のスイッチング手段７のターンオフ時より所定期間早くターンオフする機能を有する。
【００１４】
次に、実施の形態１のスイッチング電源装置における各スイッチング手段の動作について説明する。
図２は実施の形態１のスイッチング電源装置における要部の波形図である。図２の（ａ）は第１のスイッチング手段２のゲート電圧波形、（ｂ）は第２のスイッチング手段７のゲート電圧波形、（ｃ）はトランス３の１次巻線３１に流れる１次側電流波形、（ｄ）はトランス３の２次巻線３２に流れる２次側電流波形、（ｅ）は第３のスイッチング手段４１のゲート電圧波形である。
【００１５】
まず、第１のスイッチング手段２がオン状態の時（図２の（ａ）において”ＯＮ”にて示す領域）、入力直流電源１から図２の（ｃ）のように１次巻線３１に１次側電流が流れて、トランス３に励磁エネルギーが蓄積される。第１のスイッチング手段２がターンオフすると（図２の（ａ）参照）、蓄積された励磁エネルギーを放出するためにトランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３に励磁エネルギーが蓄積されて、１次巻線３１の電圧がコンデンサ８の電圧に達したとき、１次側電流は第２のスイッチング手段７のボディダイオードを介してコンデンサ８に流れ出す（図２の（ｃ）参照）。そして、第１の制御駆動回路９が所定の休止期間後、第２のスイッチング手段７をターンオンする（図２の（ｂ）参照）。その後２次巻線３２の電圧は出力コンデンサ５の電圧に達し、ダイオード４２を介して電流が流れ出す（図２の（ｄ）参照）。
【００１６】
第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７に遅れて第３のスイッチング手段４１をターンオンする（図２の（ｅ）参照）。このとき、２次巻線３２を流れる２次側電流はコンデンサ８とトランス３の漏れインダクタンスとの共振のため、図２の（ｄ）に示すような電流波形になる。第２の制御駆動回路１０で設定されたオン時間経過後に第３のスイッチング手段４１はターンオフし（図２の（ｅ）参照）、２次側電流はダイオード４２を流れるようになる。そして、２次巻線３２を流れる２次側電流は共振波形であるのでやがてゼロになる（図２の（ｄ）参照）。１次巻線３１の１次側電流は、第２のスイッチング手段７がオン状態のため励磁エネルギーの放出が終わった後も逆方向に流れ続け、トランス３を逆方向に励磁していく（図２の（ｃ）参照）。
【００１７】
次に、第１の制御駆動回路９で設定されたオン時間が終了して第２のスイッチング手段７がターンオフすると、逆方向に蓄積された励磁エネルギーが放出されるため、トランス３の各巻線電圧が反転する。この結果、１次巻線３１の電圧は、入力直流電源１の電圧に達し、１次巻線３１の電流が第１のスイッチング手段２のボディダイオードを介して入力直流電源１に回生される。その後、第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第１のスイッチング手段２をターンオンする（図２の（ａ）参照）。
以上の動作を繰返すことにより、出力コンデンサ５には電力が伝達され、負荷６に出力直流電圧が供給される。この出力直流電圧は第１の制御駆動回路９によって検出され、第１のスイッチング手段２及び第２のスイッチング手段７のオン時間とオフ時間とを調節する。このように第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフの時間を調節することにより、スイッチング電源装置の出力直流電圧の安定化を図ることができる。
【００１８】
以上のように、実施の形態１のスイッチング電源装置において、第２の制御駆動回路１０は、第２のスイッチング手段７のターンオン時から所定期間経過後に第３のスイッチング手段４１をターンオンし、第２のスイッチング手段７のターンオフ時より所定期間前に第３のスイッチング手段４１をターンオフするよう構成されている。これにより、実施の形態１のスイッチング電源装置は、トランス３の２次側電流の整流期間における前後の僅かな時間においてのみ電流はダイオード４２に流れている。しかし、トランス３の２次側電流は共振波形であるので、その２次側電流のほとんどは第３のスイッチング手段４１を流れており、ダイオード４２に流れる電流は非常に少ない値である。このために、同期整流による導通損失の低減効果が損なわれることがなく、ダイオード４２にも電流定格の小さなものが使用できる。
【００１９】
なお、実施の形態１においては、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の直列回路がトランス３の１次巻線３１に並列に接続された構成のスイッチング電源装置を示したが、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の直列回路が第１のスイッチング手段２の両端に接続された構成でも、実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の効果を奏する。
【００２０】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図３は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。実施の形態２のスイッチング電源装置が実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の接続位置である。実施の形態２のスイッチング電源装置においては、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７との直列回路が入力直流電源１に並列に接続され、１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第２のスイッチング手段７に並列に接続されている。
【００２１】
次に、実施の形態２のスイッチング電源装置における各スイッチング手段の動作について説明する。
まず、第１のスイッチング手段２がオン状態の時、入力直流電源１からコンデンサ８を介してトランス３の１次巻線３１に１次側電流が流れてトランス３に励磁エネルギーが蓄積される。この状態において、第１のスイッチング手段２がターンオフすると、蓄積された励磁エネルギーは放出されるため、トランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３の１次巻線３１の電圧はコンデンサ８の電圧に達し、１次側電流は第２のスイッチング手段７のボディダイオードを介してコンデンサ８に流れ出す。第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第２のスイッチング手段７をターンオンする。その後、２次巻線３２の電圧は出力コンデンサ５の電圧に達し、ダイオード４２を介して電流が流れ出す。第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７のターンオン時の後、所定期間経過後に第３のスイッチング手段４１をターンオンする。このとき、トランス３の２次巻線３２を流れる２次側電流は、コンデンサ８とトランス３の漏れインダクタンスとの共振電流となる。
【００２２】
第２の制御駆動回路１０において設定されたオン時間経過後に第３のスイッチング手段４１がターンオフし、２次側電流はダイオード４２を流れる。このときの２次側電流は共振波形であるのでやがてゼロになる。トランス３の１次側電流は、第２のスイッチング手段７がオン状態であるので励磁エネルギーの放出が終わった後も逆方向に流れ続け、トランス３を逆方向に励磁する。
【００２３】
次に、第１の制御駆動回路９において設定された第２のスイッチング手段７のオン時間が終了して第２のスイッチング手段７がターンオフすると、逆方向に蓄積された励磁エネルギーが放出される。このように、励磁エネルギーが放出されるため、トランス３の各巻線電圧が反転し、１次巻線３１の電圧は入力直流電源１とコンデンサ８との電位差に達する。これにより、トランス３の１次巻線３１を流れる電流は、第１のスイッチング手段２のボディダイオードを介して入力直流電源１に回生される。そして、第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第１のスイッチング手段２をターンオンする。
以上の動作を繰返すことにより出力コンデンサ５には電力が伝達され、負荷６に出力直流電圧が供給される。この出力直流電圧は第１の制御駆動回路９によって検出され、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオン時間とオフ時間が調節される。第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフの時間が調節されることにより、スイッチング電源装置の安定化を達成することができる。
【００２４】
実施の形態２のスイッチング電源装置において、第２の制御駆動回路１０は第３のスイッチング手段４１を、第２のスイッチング手段７のオンから所定期間経過後にターンオンし、第２のスイッチング手段７のオフより所定期間前にターンオフするよう構成されている。これにより、２次側電流の整流期間における前後の僅かな時間のみにおいてダイオード４２に電流が流れる。しかし、トランス３における２次側電流は共振波形であるので、そのほとんどが第３のスイッチング手段４１を流れ、ダイオード４２を流れる電流は非常に少ない値である。この結果、ダイオード４２を用いても同期整流による導通損失の低減効果が損なわれることがなく、ダイオード４２にも電流定格の小さなものが使用できる。
【００２５】
なお、実施の形態２においては、トランス３の１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第２のスイッチング手段７と並列に接続された構成のスイッチング電源装置を示したが、１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第１のスイッチング手段２と並列に接続された構成でも、実施の形態２のスイッチング電源装置と同様の効果を奏する。
以上のように実施の形態２のスイッチング電源装置によれば、２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用スイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、同期整流用スイッチング手段と並列に接続されるダイオードの電流容量が低減できる。
【００２６】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図４は、本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第１の制御駆動回路９及び第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図４において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。
【００２７】
図４において、トランス３は第１の補助巻線３３、第２の補助巻線３４、第３の補助巻線３５を有しており、各第１、第２及び第３の補助巻線３３，３４，３５には、ダイオードとコンデンサーで構成された第１、第２及び第３の整流平滑回路１００，２００，３００がそれぞれ接続されている。第１、第２及び第３の整流平滑回路１００，２００，３００は、第１、第２及び第３の補助巻線３３，３４，３５に発生するフライバック電圧を整流平滑する。
第１の補助巻線３３の電圧は、抵抗１０１とコンデンサ１０２によって検出される。検出された第１の補助巻線３３の電圧は、コンパレータ１０３の負極入力端子に入力され、第１の補助巻線３３の電圧がゼロ電圧と比較される。
【００２８】
第２のスイッチング手段７のターンオフによるトランス３の各巻線電圧反転に伴って、補助巻線３３の電圧が負電圧になると抵抗１０１とコンデンサ１０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ１０３は“Ｈ”信号を出力し、電力増幅器１０４を介して第１のスイッチング手段２をオンにする。
出力直流電圧は抵抗１２０，１２１によって検出され誤差増幅器１２２によって基準電圧１２３と比較増幅され、フォトカプラ１２４を介して１次側へ帰還される。フォトカプラ１２４のフォトトランジスタは抵抗１０４とともにコンパレータ１０３の出力に接続され、コンパレータ１０３が“Ｈ”信号を出力するとコンデンサ１０５を充電する。コンデンサ１０５の充電電圧はコンパレータ１０８によって基準電圧１０７と比較される。この充電電圧が基準電圧１０７に達するとコンパレータ１０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ１０９をオン状態とすることにより、第１のスイッチング手段２をターンオフする。
【００２９】
フォトカプラ１２４のフォトトランジスタを流れる電流は、出力直流電圧が設定値以上になると増加し、低くなると減少する。即ち第１のスイッチング手段２のオン時間は出力直流電圧が設定値以上になると短くなり、低くなると長くなるように制御される。
【００３０】
次に、第２の補助巻線３４に発生する電圧は、抵抗２０１とコンデンサ２０２によって検出される。検出された第２の補助巻線３４の電圧は、コンパレータ２０３の正極入力端子に入力され、ゼロ電圧と比較される。第１のスイッチング手段２のターンオフによるトランス３の各巻線電圧の反転に伴って、第２の補助巻線３４の電圧が正電圧になると抵抗２０１とコンデンサ２０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ２０３は“Ｈ”信号を出力する。この“Ｈ”信号は、電力増幅器２０４を介して第２のスイッチング手段７をオン状態とする。コンパレータ２０３の出力端子には抵抗２０５が接続されており、この抵抗２０５の一端に接続されたコンデンサ２０６はコンパレータ２０３が“Ｈ”信号を出力すると充電される。コンデンサ２０６の充電電圧は、コンパレータ２０８によって基準電圧２０７と比較される。この充電電圧が基準電圧２０７に達するとコンパレータ２０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ２０９をオン状態にする。トランジスタ２０９のオン状態により、第２のスイッチング手段７がターンオフする。第２のスイッチング手段７のオン時間は抵抗２０５とコンデンサ２０６との時定数で決定される。
【００３１】
次に、第３の補助巻線３５に発生する電圧は、抵抗３０１とコンデンサ３０２によって検出される。検出された第３の補助巻線３５の電圧は、コンパレータ３０３の正極入力端子に入力され、ゼロ電圧と比較される。
第１のスイッチング手段２のターンオフによるトランス３の各巻線電圧の反転に伴って、第３の補助巻線３５の電圧は正電圧になる。第３の補助巻線３５が正電圧になると、抵抗３０１とコンデンサ３０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ３０３は“Ｈ”信号を出力する。この“Ｈ”信号により、電力増幅器３０４を介して第３のスイッチング手段４１はオン状態となる。抵抗３０１とコンデンサ３０２による遅延時間は、抵抗２０１とコンデンサ２０２による遅延時間より長く設定されており、第３のスイッチング手段４１が第２のスイッチング手段７より所定時間遅れてターンオンするよう設定されている。
【００３２】
抵抗３０５はコンパレータ３０３の出力端子に接続され、コンパレータ３０３が“Ｈ”信号を出力するとコンデンサ３０６を充電する。コンデンサ３０６の充電電圧はコンパレータ３０８によって基準電圧３０７と比較される。この充電電圧が基準電圧３０７に達すると、コンパレータ３０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ３０９をオン状態にする。トランジスタ３０９のオン状態により、第３のスイッチング手段４１はターンオフする。第３のスイッチング手段４１のオン時間は抵抗３０５とコンデンサ３０６との時定数で決定される。この時定数は抵抗２０５とコンデンサ２０６との時定数で設定される第２のスイッチング手段７のオン時間より短く設定されており、第３のスイッチング手段４１は第２のスイッチング手段７より所定時間前にターンオフするよう構成されている。
【００３３】
上記のように、実施の形態３においては、第２のスイッチング手段７のオン時間を固定とし、出力直流電圧を安定化すべく第１のスイッチング手段２のオン時間を調整するとともに、第２のスイッチング手段７は第１のスイッチング手段２がオフした後の所定時間経過後にオン状態となるように設定されており、第１のスイッチング手段２は第２のスイッチング手段７がオフした後の所定時間経過後にオン状態となるように設定されている。実施の形態３のスイッチング電源装置においては、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフ制御をすることにより、第３のスイッチング手段４１のオン時間の設定を容易に行うことができる。
【００３４】
実施の形態３のスイッチング電源装置においては、２次側電流の導通時間を決定する第２のスイッチング手段のオン時間を固定化することにより、同期整流用スイッチング手段のオン時間も固定化でき、同期整流用スイッチング手段をオンオフする制御駆動回路の構成を簡素化することができる。
【００３５】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図５は、本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図５において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。図６は実施の形態３のスイッチング電源装置における第２の制御駆動回路１０の要部波形図である。図６において、（ａ）は第３の補助巻線３５に発生する電圧波形、（ｂ）はトランジスタ４０９のソース−ゲート電圧波形、（ｃ）はコンデンサ４１５の電圧波形、（ｄ）はトランジスタ４１１のゲート−ソース電圧波形、（ｅ）はトランジスタ４１１のゲート−ソース電圧波形、及び（ｆ）は第３のスイッチング手段４１のゲート−ソース電圧波形である。
【００３６】
以下、実施の形態４のスイッチング電源装置における構成をその動作とともに説明する。
トランス３における第３の補助巻線３５に発生した電圧（図６の（ａ）参照）は、ダイオードとコンデンサで構成された整流平滑回路３００によって直流電圧に変換される。
まず、第１のスイッチング手段２（図１参照）がオン状態の時、抵抗４０１を介してＭＯＳＦＥＴ４００のゲートに電圧が供給されるのでＭＯＳＦＥＴ４００がオン状態となり、第３のスイッチング手段４１はオフ状態になる。この時、第３の補助巻線３５に発生している電圧は、抵抗４０２を介して第１のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４０９をオフ状態とし、抵抗４１４を介してトランジスタ４１２をオフ状態としている。トランジスタ４１２がオフ状態のため、第２のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４１１もオフ状態となっている。
【００３７】
第１のスイッチング手段２のターンオフにより、前述の実施の形態１に記載したようにトランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３の各巻線電圧が反転することにより、抵抗４０１を介してゲートに接続されたＭＯＳＦＥＴ４００はオフ状態となる。また、ダイオード４０３とコンデンサ４０５を介して接続された第１のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４０９はオン状態となる（図６の（ｂ）と（ｅ）参照）。このため、インダクタンス素子４１０には第３の補助巻線３５の電圧を整流平滑回路３００によって得られる直流電圧が印加され、インダクタンス素子４１０と第３のスイッチング手段４１のゲート−ソース間に等価的に存在する寄生キャパシタンスとの共振が生じ、第３のスイッチング手段４１のゲート電圧は徐々に上昇する（図６の（ｆ）参照）。
【００３８】
第３のスイッチング手段４１は、そのゲート電圧の上昇に伴い、第１のスイッチング手段２のターンオフ、第２のスイッチング手段７のターンオンに続いてターンオンする。この時、ダイオード４２は既に導通状態になっているが、２次側電流はこれまでの実施の形態の説明の通り共振電流であるので、ダイオード４２には大きな電流が流れることがない。ＭＯＳＦＥＴ４０９のゲート電圧は、コンデンサ４０５が充電されるに従って低下していき、やがてＭＯＳＦＥＴ４０９はオフ状態となる。ＭＯＳＦＥＴ４０９がオフ状態となるまでの時間は、抵抗４０８とコンデンサ４０５との時定数で設定できる。ＭＯＳＦＥＴ４０９がターンオフすると、インダクタンス素子４１０の電圧は反転し、ＭＯＳＦＥＴ４１１のボディダイオードを介して流れる電流により第３のスイッチング手段４１のゲートに電圧が供給される。
【００３９】
一方、第１のスイッチング手段２のターンオフにより、トランス３の各巻線電圧は反転する。このトランス３の巻線電圧の反転に伴い、抵抗４１４を介して接続されたコンデンサ４１５が充電される。やがてコンデンサ４１５の電圧はトランジスタ４１２をベースドライブしてオン状態とする（図６の（ｃ）及び（ｄ）参照）。トランジスタ４１２がオン状態となると、ＭＯＳＦＥＴ４１１もオン状態となる。トランジスタ４１２がオン状態となるまでの時間は、コンデンサ４１６と抵抗４１４の時定数で設定できる。このトランジスタ４１２がオン状態となるまでの時間は、第１のトランジスタ４０９のオフより後に設定されている。即ち、ＭＯＳＦＥＴ４１１のボディダイオードが導通している時にトランジスタ４１２をオン状態とする。この状態において、インダクタンス素子４１０と寄生キャパシタンスとの共振は続き、やがて寄生キャパシタンスを放電するようになる。この結果、第３のスイッチング手段４１のゲート電圧は低下する。第３のスイッチング手段４１のゲート電圧の低下に伴い、第３のスイッチング手段４１はターンオフとなるが、共振電流である２次側電流はピークを過ぎてゼロ電流もしくはそれに近くなっている。即ち、インダクタンス素子４１０のインダクタンスは第３のスイッチング手段４１のゲート寄生キャパシタンスとの共振周期が２次側電流の共振周期とほぼ等しくなるよう設定されている。
そして、２次側電流が流れなくなり、第２のスイッチング手段７のターンオフに伴うトランス３の巻線電圧の反転は、ＭＯＳＦＥＴ４００をオン状態にして、第３のスイッチング手段４１のオフ状態を持続させる。
【００４０】
以上のように、実施の形態４のスイッチング電源装置においては、トランス３の２次側電流が共振電流であるため、その２次側電流を整流する同期整流素子である第３のスイッチング手段４１を従来のように高速にオンオフ制御する必要はなくなり、その駆動電圧も共振波形とすることができ、駆動損失及びスイッチングノイズを低減することができる。
【００４１】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図７は、本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図７において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。
【００４２】
以下、実施の形態５のスイッチング電源装置における構成をその動作とともに説明する。
トランス３における第３の補助巻線３５に発生した電圧は、ダイオードとコンデンサの並列回路で構成された整流平滑回路３００によって直流電圧に変換される。
まず、第１のスイッチング手段２（図１参照）がオン状態の時、第３の補助巻線３５は、ダイオード５０８を介して第３のスイッチング手段４１のゲートに負の電圧を印加するので、第３のスイッチング手段４１はオフ状態である。同時にダイオード５０５及びトランジスタ５０４のエミッタ電圧はゼロ電圧に比べて高電位にあるので、トランジスタ５０４はオフ状態とし、トランジスタ５０６及びトランジスタ５０１がオン状態となる。
【００４３】
次に、第１のスイッチング手段２のターンオンに伴い、トランス３の各巻線電圧が反転し、第２のスイッチング手段７がオン状態となると、ダイオード４２を介してトランス３の２次側電流が流れ始める。このため、ダイオード５０５のカソード端子はゼロ電圧以下になり、ダイオード５０５及びトランジスタ５０４がオン状態となり、トランジスタ５０６及びトランジスタ５０１はオフ状態とする。トランジスタ５０４がオン状態となることにより、抵抗５０２を介してベース電流供給されたトランジスタ５００がオン状態となり、第３のスイッチング手段４１をオン状態とする。第３のスイッチング手段４１を流れる２次側電流は共振電流であるので、やがて第３のスイッチング手段４１を流れる電流が減少し、第３のスイッチング手段４１での順方向電圧も低下する。第３のスイッチング手段４１の順方向電圧がなくなって、ゼロ電圧を下回ろうとするとダイオード５０５およびトランジスタ５０１がオフ状態となり、逆にトランジスタ５０６及びトランジスタ５０１がオン状態となる。この結果、第３のスイッチング手段４１のゲートの電圧が低くなり、第３のスイッチング手段４１はオフ状態となる。
【００４４】
以上のように、実施の形態５のスイッチング電源装置によれば、第３のスイッチング手段４１の順方向に電流が流れる場合にのみ第３のスイッチング手段４１をオン状態とすることができる。
従って、実施の形態５のスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段のターンオンの前とターンオフの後に、並列に接続されたダイオードに電流が流れる構成であるため、その順方向電圧を検出して第３のスイッチング手段４１のオンオフ制御することができ、制御駆動回路を簡単な構成で得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上、実施の形態に詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明のスイッチング電源装置は、２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用スイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、同期整流用スイッチング手段と並列に接続されるダイオードの電流容量が低減できる。
また、本発明のスイッチング電源装置は、２次側電流の導通時間を決定する第２のスイッチング手段のオン時間を固定化することにより、同期整流用スイッチング手段のオン時間も固定化でき、同期整流用スイッチング手段をオンオフする制御駆動回路の構成を簡素化することができる。
また、本発明のスイッチング電源装置は、同期整流用スイッチング手段をオンオフする駆動電圧を、２次側電流の共振周期に近い共振周期を有する共振波形とすることにより駆動損失及びスイッチングノイズを低減することができる。
さらに、本発明のスイッチング電源装置は、同期整流用スイッチング手段のターンオン前とターンオフ後に、並列に接続されるダイオードに電流を流すことができる構成であるため、その順方向電圧を検出してオンオフ制御する制御駆動回路を簡単な構成で構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【図３】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図６】図５に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【図７】本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】従来の別のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示した従来のスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２ 第１のスイッチング手段
３ トランス
５ 出力コンデンサ
６ 負荷
７ 第２のスイッチング手段
８ コンデンサ
９ 第１の制御駆動回路
１０ 第２の制御駆動回路
３１ １次巻線
３２ ２次巻線
４１ 第３のスイッチング手段
４２ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は各種電子機器に用いられるスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電源装置における同期整流回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
各種電子機器に用いられる従来のスイッチング電源装置における同期整流回路に関する技術は、例えば特開平５−１３７３２６号公報に開示されている。図８及び図９は特開平５−１３７３２６号公報に開示されたスイッチング電源装置に示す回路図である。
【０００３】
図８に示す従来のスイッチング電源装置において、交流入力Ｖｉｎは整流用ダイオードブリッジ６０１により整流され、平滑用コンデンサ６０２に直流高電圧（例えば１００Ｖ）が形成されるよう構成されている。制御回路（図示なし）でオンオフ制御されるパワーＭＯＳＦＥＴ６０３により、トランス６０４の励磁インダクタンスにはエネルギーが蓄積され、放出されるよう構成されている。トランス６０４の２次巻線には整流用ダイオード６２０が接続されており、トランスの２次巻線の電流はダイオード６２０を経て平滑用コンデンサ６０６に充電される。またその電流は、平滑リアクトル６０８と平滑用コンデンサ６０７とにより平滑され、直流出力Ｖｏｕｔとして直流電圧を出力するよう構成されている。このように構成された従来のスイッチング電源装置は、ダイオード６２０を用いているため、低電圧（例えば３Ｖ）の直流出力を得る場合、装置全体の損失におけるダイオード６２０による損失の割合が大きくなるという問題があった。
【０００４】
図９に示す従来のスイッチング電源装置は、図８に示したスイッチング電源回路における問題点を解決するために提案されたものである。図９に示すスイッチング電源装置において、ダイオード６２０の代わりにパワーＭＯＳＦＥＴ７０５が接続されている。図９に示すスイッチング電源装置において、パワーＭＯＳＦＥＴ７０５としてはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴが用いられており、そのオンオフ制御をトランス７０４の補助２次巻線７０４Ｃにおいて発生する電圧で行っている。図９に示す従来のスイッチング電源装置は、図８に示した装置のダイオ−ドで整流回路を構成したものに比べて、導通損失が小さくなり、電源全体の効率は高くなっていた。
【０００５】
図１０は図９に示したスイッチング電源回路の同期整流回路における波形図である。図１０の（ａ）は主スイッチング手段であるパワートランジスタ６０３に流れる１次側電流波形であり、図１０の（ｂ）はトランス７０４の補助２次巻線７０４Ｃに発生する電圧波形であり、図１０の（ｃ）はパワーＭＯＳＦＥＴ７０５に流れる２次側電流の波形を示す。同期整流とは、上記のようにパワーＭＯＳＦＥＴ７０５のようなスイッチング素子を整流用スイッチング手段として使用することである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のようなスイッチング電源装置において課題となるのは、同期整流用スイッチング手段のオンオフ制御のタイミングを高精度に行うことである。例えば、図９に示したスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段をターンオンするタイミングが早過ぎると、同期整流用スイッチング手段の電圧が十分低下していないために多大なターンオン損失が発生する。逆に、同期整流用スイッチング手段をターンオンするタイミングが遅過ぎるとその同期整流用スイッチング手段の内部のボディダイオードでの導通損失を増大させてしまう。一方、同期整流用スイッチング手段をターンオフするタイミングが早過ぎると前記ボディダイオードでの導通損失を増大させる。逆に、同期整流用スイッチング手段をターンオフするタイミングが遅過ぎると主スイッチング手段との同時オン期間が発生し、その結果、短絡電流による多大な損失が発生した。
【０００７】
図９に示した従来のスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段７０５のターンオフは補助２次巻線７０４Ｃの電圧反転によって行われ、この電圧反転は主スイッチング手段６０２がターンオンすることにより生じる。従って、瞬時ではあるが、主スイッチング手段６０２と同期整流用スイッチング手段７０５とは、同時オン期間が発生している。その結果、短絡電流による多大な損失が発生していた。
本発明は、同期整流用スイッチング手段をオンオフするタイミングが好適となるようなスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、
直流入力電源と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線と直列に接続されて直列回路を構成し、その直列回路が前記直流入力電源に並列に接続された第１のスイッチング手段と、
等価的に前記１次巻線の両端にコンデンサを介して接続された第２のスイッチング手段と、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されている。
このように構成されたスイッチング電源装置は、トランスの２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用としてのスイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、スイッチング手段と並列に接続されたダイオードの電流容量が低減できる。
【０００９】
発明の他の観点によるスイッチング電源装置は、
直流入力電源と、
前記直流入力電源に並列に接続される第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段との直列回路と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記第１のスイッチング手段または前記第２のスイッチング手段のいずれかの両端に前記１次巻線を介して接続されるコンデンサと、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されている。
このように構成されたスイッチング電源装置は、トランスの２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用のスイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、スイッチング手段と並列に接続されたダイオードの電流容量が低減できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のスイッチング電源装置に係る好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１１】
《実施の形態１》
図１は本発明に係る実施の形態１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図２は図１に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。図１に示すように、入力直流電源１は、第１の制御駆動回路９及び第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７とコンデンサ８との直列回路に並列接続されている。第１の制御駆動回路９は、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７を所定のオン時間とオフ時間と休止期間を有して交互にオンオフ制御する。第１のスイッチング手段２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２のスイッチング手段７はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。トランス３は、１次巻線３１と２次巻線３２とを有している。第１のスイッチング手段２と１次巻線３１の直列回路は入力直流電源１に並列に接続されている。また、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８との直列回路は１次巻線３１に並列に接続されている。
【００１２】
トランス３の２次巻線３２には、第３のスイッチング手段４１とダイオード４２の並列回路が接続されている。第３のスイッチング手段４１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２の制御駆動回路１０により所定のオン時間とオフ時間でオンオフ制御されている。図１に示すように、第３のスイッチング手段４１とダイオード４２の並列回路と２次巻線３２との直列回路には、出力コンデンサ５及び負荷６が並列に接続されている。
図１に示す実施の形態１のスイッチング電源装置において、２次巻線３２に接続されている第３のスイッチング手段４１とダイオード４２との並列回路は、第２の制御駆動回路１０と出力コンデンサ５とともに整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路が負荷６へ出力直流電圧を供給するよう構成されている。
【００１３】
実施の形態１のスイッチング電源装置において、第１の制御駆動回路９は、出力直流電圧を安定化すべく、第１スイッチング手段２と第２のスイッチング手段７におけるオン時間とオフ時間を決定する機能を有している。第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７がターンオン時より所定期間遅く第３のスイッチング手段４１をターンオンし、第２のスイッチング手段７のターンオフ時より所定期間早くターンオフする機能を有する。
【００１４】
次に、実施の形態１のスイッチング電源装置における各スイッチング手段の動作について説明する。
図２は実施の形態１のスイッチング電源装置における要部の波形図である。図２の（ａ）は第１のスイッチング手段２のゲート電圧波形、（ｂ）は第２のスイッチング手段７のゲート電圧波形、（ｃ）はトランス３の１次巻線３１に流れる１次側電流波形、（ｄ）はトランス３の２次巻線３２に流れる２次側電流波形、（ｅ）は第３のスイッチング手段４１のゲート電圧波形である。
【００１５】
まず、第１のスイッチング手段２がオン状態の時（図２の（ａ）において”ＯＮ”にて示す領域）、入力直流電源１から図２の（ｃ）のように１次巻線３１に１次側電流が流れて、トランス３に励磁エネルギーが蓄積される。第１のスイッチング手段２がターンオフすると（図２の（ａ）参照）、蓄積された励磁エネルギーを放出するためにトランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３に励磁エネルギーが蓄積されて、１次巻線３１の電圧がコンデンサ８の電圧に達したとき、１次側電流は第２のスイッチング手段７のボディダイオードを介してコンデンサ８に流れ出す（図２の（ｃ）参照）。そして、第１の制御駆動回路９が所定の休止期間後、第２のスイッチング手段７をターンオンする（図２の（ｂ）参照）。その後２次巻線３２の電圧は出力コンデンサ５の電圧に達し、ダイオード４２を介して電流が流れ出す（図２の（ｄ）参照）。
【００１６】
第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７に遅れて第３のスイッチング手段４１をターンオンする（図２の（ｅ）参照）。このとき、２次巻線３２を流れる２次側電流はコンデンサ８とトランス３の漏れインダクタンスとの共振のため、図２の（ｄ）に示すような電流波形になる。第２の制御駆動回路１０で設定されたオン時間経過後に第３のスイッチング手段４１はターンオフし（図２の（ｅ）参照）、２次側電流はダイオード４２を流れるようになる。そして、２次巻線３２を流れる２次側電流は共振波形であるのでやがてゼロになる（図２の（ｄ）参照）。１次巻線３１の１次側電流は、第２のスイッチング手段７がオン状態のため励磁エネルギーの放出が終わった後も逆方向に流れ続け、トランス３を逆方向に励磁していく（図２の（ｃ）参照）。
【００１７】
次に、第１の制御駆動回路９で設定されたオン時間が終了して第２のスイッチング手段７がターンオフすると、逆方向に蓄積された励磁エネルギーが放出されるため、トランス３の各巻線電圧が反転する。この結果、１次巻線３１の電圧は、入力直流電源１の電圧に達し、１次巻線３１の電流が第１のスイッチング手段２のボディダイオードを介して入力直流電源１に回生される。その後、第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第１のスイッチング手段２をターンオンする（図２の（ａ）参照）。
以上の動作を繰返すことにより、出力コンデンサ５には電力が伝達され、負荷６に出力直流電圧が供給される。この出力直流電圧は第１の制御駆動回路９によって検出され、第１のスイッチング手段２及び第２のスイッチング手段７のオン時間とオフ時間とを調節する。このように第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフの時間を調節することにより、スイッチング電源装置の出力直流電圧の安定化を図ることができる。
【００１８】
以上のように、実施の形態１のスイッチング電源装置において、第２の制御駆動回路１０は、第２のスイッチング手段７のターンオン時から所定期間経過後に第３のスイッチング手段４１をターンオンし、第２のスイッチング手段７のターンオフ時より所定期間前に第３のスイッチング手段４１をターンオフするよう構成されている。これにより、実施の形態１のスイッチング電源装置は、トランス３の２次側電流の整流期間における前後の僅かな時間においてのみ電流はダイオード４２に流れている。しかし、トランス３の２次側電流は共振波形であるので、その２次側電流のほとんどは第３のスイッチング手段４１を流れており、ダイオード４２に流れる電流は非常に少ない値である。このために、同期整流による導通損失の低減効果が損なわれることがなく、ダイオード４２にも電流定格の小さなものが使用できる。
【００１９】
なお、実施の形態１においては、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の直列回路がトランス３の１次巻線３１に並列に接続された構成のスイッチング電源装置を示したが、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の直列回路が第１のスイッチング手段２の両端に接続された構成でも、実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の効果を奏する。
【００２０】
《実施の形態２》
次に、本発明に係る実施の形態２のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図３は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。実施の形態２のスイッチング電源装置が実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、第２のスイッチング手段７とコンデンサ８の接続位置である。実施の形態２のスイッチング電源装置においては、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７との直列回路が入力直流電源１に並列に接続され、１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第２のスイッチング手段７に並列に接続されている。
【００２１】
次に、実施の形態２のスイッチング電源装置における各スイッチング手段の動作について説明する。
まず、第１のスイッチング手段２がオン状態の時、入力直流電源１からコンデンサ８を介してトランス３の１次巻線３１に１次側電流が流れてトランス３に励磁エネルギーが蓄積される。この状態において、第１のスイッチング手段２がターンオフすると、蓄積された励磁エネルギーは放出されるため、トランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３の１次巻線３１の電圧はコンデンサ８の電圧に達し、１次側電流は第２のスイッチング手段７のボディダイオードを介してコンデンサ８に流れ出す。第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第２のスイッチング手段７をターンオンする。その後、２次巻線３２の電圧は出力コンデンサ５の電圧に達し、ダイオード４２を介して電流が流れ出す。第２の制御駆動回路１０は第２のスイッチング手段７のターンオン時の後、所定期間経過後に第３のスイッチング手段４１をターンオンする。このとき、トランス３の２次巻線３２を流れる２次側電流は、コンデンサ８とトランス３の漏れインダクタンスとの共振電流となる。
【００２２】
第２の制御駆動回路１０において設定されたオン時間経過後に第３のスイッチング手段４１がターンオフし、２次側電流はダイオード４２を流れる。このときの２次側電流は共振波形であるのでやがてゼロになる。トランス３の１次側電流は、第２のスイッチング手段７がオン状態であるので励磁エネルギーの放出が終わった後も逆方向に流れ続け、トランス３を逆方向に励磁する。
【００２３】
次に、第１の制御駆動回路９において設定された第２のスイッチング手段７のオン時間が終了して第２のスイッチング手段７がターンオフすると、逆方向に蓄積された励磁エネルギーが放出される。このように、励磁エネルギーが放出されるため、トランス３の各巻線電圧が反転し、１次巻線３１の電圧は入力直流電源１とコンデンサ８との電位差に達する。これにより、トランス３の１次巻線３１を流れる電流は、第１のスイッチング手段２のボディダイオードを介して入力直流電源１に回生される。そして、第１の制御駆動回路９は所定の休止期間経過後、第１のスイッチング手段２をターンオンする。
以上の動作を繰返すことにより出力コンデンサ５には電力が伝達され、負荷６に出力直流電圧が供給される。この出力直流電圧は第１の制御駆動回路９によって検出され、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオン時間とオフ時間が調節される。第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフの時間が調節されることにより、スイッチング電源装置の安定化を達成することができる。
【００２４】
実施の形態２のスイッチング電源装置において、第２の制御駆動回路１０は第３のスイッチング手段４１を、第２のスイッチング手段７のオンから所定期間経過後にターンオンし、第２のスイッチング手段７のオフより所定期間前にターンオフするよう構成されている。これにより、２次側電流の整流期間における前後の僅かな時間のみにおいてダイオード４２に電流が流れる。しかし、トランス３における２次側電流は共振波形であるので、そのほとんどが第３のスイッチング手段４１を流れ、ダイオード４２を流れる電流は非常に少ない値である。この結果、ダイオード４２を用いても同期整流による導通損失の低減効果が損なわれることがなく、ダイオード４２にも電流定格の小さなものが使用できる。
【００２５】
なお、実施の形態２においては、トランス３の１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第２のスイッチング手段７と並列に接続された構成のスイッチング電源装置を示したが、１次巻線３１とコンデンサ８との直列回路が第１のスイッチング手段２と並列に接続された構成でも、実施の形態２のスイッチング電源装置と同様の効果を奏する。
以上のように実施の形態２のスイッチング電源装置によれば、２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用スイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、同期整流用スイッチング手段と並列に接続されるダイオードの電流容量が低減できる。
【００２６】
《実施の形態３》
次に、本発明に係る実施の形態３のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図４は、本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第１の制御駆動回路９及び第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図４において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。
【００２７】
図４において、トランス３は第１の補助巻線３３、第２の補助巻線３４、第３の補助巻線３５を有しており、各第１、第２及び第３の補助巻線３３，３４，３５には、ダイオードとコンデンサーで構成された第１、第２及び第３の整流平滑回路１００，２００，３００がそれぞれ接続されている。第１、第２及び第３の整流平滑回路１００，２００，３００は、第１、第２及び第３の補助巻線３３，３４，３５に発生するフライバック電圧を整流平滑する。
第１の補助巻線３３の電圧は、抵抗１０１とコンデンサ１０２によって検出される。検出された第１の補助巻線３３の電圧は、コンパレータ１０３の負極入力端子に入力され、第１の補助巻線３３の電圧がゼロ電圧と比較される。
【００２８】
第２のスイッチング手段７のターンオフによるトランス３の各巻線電圧反転に伴って、補助巻線３３の電圧が負電圧になると抵抗１０１とコンデンサ１０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ１０３は“Ｈ”信号を出力し、電力増幅器１０４を介して第１のスイッチング手段２をオンにする。
出力直流電圧は抵抗１２０，１２１によって検出され誤差増幅器１２２によって基準電圧１２３と比較増幅され、フォトカプラ１２４を介して１次側へ帰還される。フォトカプラ１２４のフォトトランジスタは抵抗１０４とともにコンパレータ１０３の出力に接続され、コンパレータ１０３が“Ｈ”信号を出力するとコンデンサ１０５を充電する。コンデンサ１０５の充電電圧はコンパレータ１０８によって基準電圧１０７と比較される。この充電電圧が基準電圧１０７に達するとコンパレータ１０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ１０９をオン状態とすることにより、第１のスイッチング手段２をターンオフする。
【００２９】
フォトカプラ１２４のフォトトランジスタを流れる電流は、出力直流電圧が設定値以上になると増加し、低くなると減少する。即ち第１のスイッチング手段２のオン時間は出力直流電圧が設定値以上になると短くなり、低くなると長くなるように制御される。
【００３０】
次に、第２の補助巻線３４に発生する電圧は、抵抗２０１とコンデンサ２０２によって検出される。検出された第２の補助巻線３４の電圧は、コンパレータ２０３の正極入力端子に入力され、ゼロ電圧と比較される。第１のスイッチング手段２のターンオフによるトランス３の各巻線電圧の反転に伴って、第２の補助巻線３４の電圧が正電圧になると抵抗２０１とコンデンサ２０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ２０３は“Ｈ”信号を出力する。この“Ｈ”信号は、電力増幅器２０４を介して第２のスイッチング手段７をオン状態とする。コンパレータ２０３の出力端子には抵抗２０５が接続されており、この抵抗２０５の一端に接続されたコンデンサ２０６はコンパレータ２０３が“Ｈ”信号を出力すると充電される。コンデンサ２０６の充電電圧は、コンパレータ２０８によって基準電圧２０７と比較される。この充電電圧が基準電圧２０７に達するとコンパレータ２０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ２０９をオン状態にする。トランジスタ２０９のオン状態により、第２のスイッチング手段７がターンオフする。第２のスイッチング手段７のオン時間は抵抗２０５とコンデンサ２０６との時定数で決定される。
【００３１】
次に、第３の補助巻線３５に発生する電圧は、抵抗３０１とコンデンサ３０２によって検出される。検出された第３の補助巻線３５の電圧は、コンパレータ３０３の正極入力端子に入力され、ゼロ電圧と比較される。
第１のスイッチング手段２のターンオフによるトランス３の各巻線電圧の反転に伴って、第３の補助巻線３５の電圧は正電圧になる。第３の補助巻線３５が正電圧になると、抵抗３０１とコンデンサ３０２による所定の遅延時間の後、コンパレータ３０３は“Ｈ”信号を出力する。この“Ｈ”信号により、電力増幅器３０４を介して第３のスイッチング手段４１はオン状態となる。抵抗３０１とコンデンサ３０２による遅延時間は、抵抗２０１とコンデンサ２０２による遅延時間より長く設定されており、第３のスイッチング手段４１が第２のスイッチング手段７より所定時間遅れてターンオンするよう設定されている。
【００３２】
抵抗３０５はコンパレータ３０３の出力端子に接続され、コンパレータ３０３が“Ｈ”信号を出力するとコンデンサ３０６を充電する。コンデンサ３０６の充電電圧はコンパレータ３０８によって基準電圧３０７と比較される。この充電電圧が基準電圧３０７に達すると、コンパレータ３０８は“Ｈ”信号を出力し、トランジスタ３０９をオン状態にする。トランジスタ３０９のオン状態により、第３のスイッチング手段４１はターンオフする。第３のスイッチング手段４１のオン時間は抵抗３０５とコンデンサ３０６との時定数で決定される。この時定数は抵抗２０５とコンデンサ２０６との時定数で設定される第２のスイッチング手段７のオン時間より短く設定されており、第３のスイッチング手段４１は第２のスイッチング手段７より所定時間前にターンオフするよう構成されている。
【００３３】
上記のように、実施の形態３においては、第２のスイッチング手段７のオン時間を固定とし、出力直流電圧を安定化すべく第１のスイッチング手段２のオン時間を調整するとともに、第２のスイッチング手段７は第１のスイッチング手段２がオフした後の所定時間経過後にオン状態となるように設定されており、第１のスイッチング手段２は第２のスイッチング手段７がオフした後の所定時間経過後にオン状態となるように設定されている。実施の形態３のスイッチング電源装置においては、第１のスイッチング手段２と第２のスイッチング手段７のオンオフ制御をすることにより、第３のスイッチング手段４１のオン時間の設定を容易に行うことができる。
【００３４】
実施の形態３のスイッチング電源装置においては、２次側電流の導通時間を決定する第２のスイッチング手段のオン時間を固定化することにより、同期整流用スイッチング手段のオン時間も固定化でき、同期整流用スイッチング手段をオンオフする制御駆動回路の構成を簡素化することができる。
【００３５】
《実施の形態４》
次に、本発明に係る実施の形態４のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図５は、本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図５において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。図６は実施の形態３のスイッチング電源装置における第２の制御駆動回路１０の要部波形図である。図６において、（ａ）は第３の補助巻線３５に発生する電圧波形、（ｂ）はトランジスタ４０９のソース−ゲート電圧波形、（ｃ）はコンデンサ４１５の電圧波形、（ｄ）はトランジスタ４１１のゲート−ソース電圧波形、（ｅ）はトランジスタ４１１のゲート−ソース電圧波形、及び（ｆ）は第３のスイッチング手段４１のゲート−ソース電圧波形である。
【００３６】
以下、実施の形態４のスイッチング電源装置における構成をその動作とともに説明する。
トランス３における第３の補助巻線３５に発生した電圧（図６の（ａ）参照）は、ダイオードとコンデンサで構成された整流平滑回路３００によって直流電圧に変換される。
まず、第１のスイッチング手段２（図１参照）がオン状態の時、抵抗４０１を介してＭＯＳＦＥＴ４００のゲートに電圧が供給されるのでＭＯＳＦＥＴ４００がオン状態となり、第３のスイッチング手段４１はオフ状態になる。この時、第３の補助巻線３５に発生している電圧は、抵抗４０２を介して第１のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４０９をオフ状態とし、抵抗４１４を介してトランジスタ４１２をオフ状態としている。トランジスタ４１２がオフ状態のため、第２のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４１１もオフ状態となっている。
【００３７】
第１のスイッチング手段２のターンオフにより、前述の実施の形態１に記載したようにトランス３の各巻線電圧は反転する。トランス３の各巻線電圧が反転することにより、抵抗４０１を介してゲートに接続されたＭＯＳＦＥＴ４００はオフ状態となる。また、ダイオード４０３とコンデンサ４０５を介して接続された第１のトランジスタであるＭＯＳＦＥＴ４０９はオン状態となる（図６の（ｂ）と（ｅ）参照）。このため、インダクタンス素子４１０には第３の補助巻線３５の電圧を整流平滑回路３００によって得られる直流電圧が印加され、インダクタンス素子４１０と第３のスイッチング手段４１のゲート−ソース間に等価的に存在する寄生キャパシタンスとの共振が生じ、第３のスイッチング手段４１のゲート電圧は徐々に上昇する（図６の（ｆ）参照）。
【００３８】
第３のスイッチング手段４１は、そのゲート電圧の上昇に伴い、第１のスイッチング手段２のターンオフ、第２のスイッチング手段７のターンオンに続いてターンオンする。この時、ダイオード４２は既に導通状態になっているが、２次側電流はこれまでの実施の形態の説明の通り共振電流であるので、ダイオード４２には大きな電流が流れることがない。ＭＯＳＦＥＴ４０９のゲート電圧は、コンデンサ４０５が充電されるに従って低下していき、やがてＭＯＳＦＥＴ４０９はオフ状態となる。ＭＯＳＦＥＴ４０９がオフ状態となるまでの時間は、抵抗４０８とコンデンサ４０５との時定数で設定できる。ＭＯＳＦＥＴ４０９がターンオフすると、インダクタンス素子４１０の電圧は反転し、ＭＯＳＦＥＴ４１１のボディダイオードを介して流れる電流により第３のスイッチング手段４１のゲートに電圧が供給される。
【００３９】
一方、第１のスイッチング手段２のターンオフにより、トランス３の各巻線電圧は反転する。このトランス３の巻線電圧の反転に伴い、抵抗４１４を介して接続されたコンデンサ４１５が充電される。やがてコンデンサ４１５の電圧はトランジスタ４１２をベースドライブしてオン状態とする（図６の（ｃ）及び（ｄ）参照）。トランジスタ４１２がオン状態となると、ＭＯＳＦＥＴ４１１もオン状態となる。トランジスタ４１２がオン状態となるまでの時間は、コンデンサ４１６と抵抗４１４の時定数で設定できる。このトランジスタ４１２がオン状態となるまでの時間は、第１のトランジスタ４０９のオフより後に設定されている。即ち、ＭＯＳＦＥＴ４１１のボディダイオードが導通している時にトランジスタ４１２をオン状態とする。この状態において、インダクタンス素子４１０と寄生キャパシタンスとの共振は続き、やがて寄生キャパシタンスを放電するようになる。この結果、第３のスイッチング手段４１のゲート電圧は低下する。第３のスイッチング手段４１のゲート電圧の低下に伴い、第３のスイッチング手段４１はターンオフとなるが、共振電流である２次側電流はピークを過ぎてゼロ電流もしくはそれに近くなっている。即ち、インダクタンス素子４１０のインダクタンスは第３のスイッチング手段４１のゲート寄生キャパシタンスとの共振周期が２次側電流の共振周期とほぼ等しくなるよう設定されている。
そして、２次側電流が流れなくなり、第２のスイッチング手段７のターンオフに伴うトランス３の巻線電圧の反転は、ＭＯＳＦＥＴ４００をオン状態にして、第３のスイッチング手段４１のオフ状態を持続させる。
【００４０】
以上のように、実施の形態４のスイッチング電源装置においては、トランス３の２次側電流が共振電流であるため、その２次側電流を整流する同期整流素子である第３のスイッチング手段４１を従来のように高速にオンオフ制御する必要はなくなり、その駆動電圧も共振波形とすることができ、駆動損失及びスイッチングノイズを低減することができる。
【００４１】
《実施の形態５》
次に、本発明に係る実施の形態５のスイッチング電源装置について添付の図面を参照しつつ説明する。図７は、本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置として、前述の実施の形態において用いられていた第２の制御駆動回路１０の具体例な構成を示す回路図である。図７において、前述の図１に示した実施の形態１のスイッチング電源装置と同様の機能、構成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略する。
【００４２】
以下、実施の形態５のスイッチング電源装置における構成をその動作とともに説明する。
トランス３における第３の補助巻線３５に発生した電圧は、ダイオードとコンデンサの並列回路で構成された整流平滑回路３００によって直流電圧に変換される。
まず、第１のスイッチング手段２（図１参照）がオン状態の時、第３の補助巻線３５は、ダイオード５０８を介して第３のスイッチング手段４１のゲートに負の電圧を印加するので、第３のスイッチング手段４１はオフ状態である。同時にダイオード５０５及びトランジスタ５０４のエミッタ電圧はゼロ電圧に比べて高電位にあるので、トランジスタ５０４はオフ状態とし、トランジスタ５０６及びトランジスタ５０１がオン状態となる。
【００４３】
次に、第１のスイッチング手段２のターンオンに伴い、トランス３の各巻線電圧が反転し、第２のスイッチング手段７がオン状態となると、ダイオード４２を介してトランス３の２次側電流が流れ始める。このため、ダイオード５０５のカソード端子はゼロ電圧以下になり、ダイオード５０５及びトランジスタ５０４がオン状態となり、トランジスタ５０６及びトランジスタ５０１はオフ状態とする。トランジスタ５０４がオン状態となることにより、抵抗５０２を介してベース電流供給されたトランジスタ５００がオン状態となり、第３のスイッチング手段４１をオン状態とする。第３のスイッチング手段４１を流れる２次側電流は共振電流であるので、やがて第３のスイッチング手段４１を流れる電流が減少し、第３のスイッチング手段４１での順方向電圧も低下する。第３のスイッチング手段４１の順方向電圧がなくなって、ゼロ電圧を下回ろうとするとダイオード５０５およびトランジスタ５０１がオフ状態となり、逆にトランジスタ５０６及びトランジスタ５０１がオン状態となる。この結果、第３のスイッチング手段４１のゲートの電圧が低くなり、第３のスイッチング手段４１はオフ状態となる。
【００４４】
以上のように、実施の形態５のスイッチング電源装置によれば、第３のスイッチング手段４１の順方向に電流が流れる場合にのみ第３のスイッチング手段４１をオン状態とすることができる。
従って、実施の形態５のスイッチング電源装置において、同期整流用スイッチング手段のターンオンの前とターンオフの後に、並列に接続されたダイオードに電流が流れる構成であるため、その順方向電圧を検出して第３のスイッチング手段４１のオンオフ制御することができ、制御駆動回路を簡単な構成で得ることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上、実施の形態に詳細に説明したところから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明のスイッチング電源装置は、２次側を流れる電流が共振波形であるため同期整流用スイッチング手段の駆動タイミングによる導通損失の発生が少なく、同期整流用スイッチング手段と並列に接続されるダイオードの電流容量が低減できる。
また、本発明のスイッチング電源装置は、２次側電流の導通時間を決定する第２のスイッチング手段のオン時間を固定化することにより、同期整流用スイッチング手段のオン時間も固定化でき、同期整流用スイッチング手段をオンオフする制御駆動回路の構成を簡素化することができる。
また、本発明のスイッチング電源装置は、同期整流用スイッチング手段をオンオフする駆動電圧を、２次側電流の共振周期に近い共振周期を有する共振波形とすることにより駆動損失及びスイッチングノイズを低減することができる。
さらに、本発明のスイッチング電源装置は、同期整流用スイッチング手段のターンオン前とターンオフ後に、並列に接続されるダイオードに電流を流すことができる構成であるため、その順方向電圧を検出してオンオフ制御する制御駆動回路を簡単な構成で構築できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【図３】本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の実施の形態３におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施の形態４におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図６】図５に示したスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【図７】本発明の実施の形態５におけるスイッチング電源装置の制御駆動回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図９】従来の別のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示した従来のスイッチング電源装置の要部における波形図である。
【符号の説明】
１ 入力直流電源
２ 第１のスイッチング手段
３ トランス
５ 出力コンデンサ
６ 負荷
７ 第２のスイッチング手段
８ コンデンサ
９ 第１の制御駆動回路
１０ 第２の制御駆動回路
３１ １次巻線
３２ ２次巻線
４１ 第３のスイッチング手段
４２ ダイオード
Claims (3)
- 直流入力電源と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線と直列に接続されて直列回路を構成し、その直列回路が前記直流入力電源に並列に接続された第１のスイッチング手段と、
等価的に前記１次巻線の両端にコンデンサを介して接続された第２のスイッチング手段と、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されたスイッチング電源装置。 - 直流入力電源と、
前記直流入力電源に並列に接続される第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段との直列回路と、
少なくとも１次巻線と２次巻線を有するトランスと、
前記第１のスイッチング手段または前記第２のスイッチング手段のいずれかの両端に前記１次巻線を介して接続されるコンデンサと、
前記２次巻線と直列に接続された第３のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段をターンオフした後に前記第２のスイッチング手段をターンオンし、前記第２のスイッチング手段をターンオフした後に前記第１のスイッチング手段をターンオンし、前記第３のスイッチング手段と前記２次巻線との直列回路の出力を検出し、第２のスイッチング手段のオン時間を固定とし、前記出力を安定化すべく前記第１のスイッチング手段のオン時間を調整する第１の制御駆動回路と、
前記第２のスイッチング手段のターンオン後に前記第３のスイッチング手段をオン状態とし、前記第２のスイッチング手段のターンオフより前に前記第３のスイッチング手段をオフ状態とする第２の制御駆動回路とを具備し、
前記トランスの２次巻線に流れる電流が前記トランスの漏れインダクタンスを含む前記トランスの１次巻線または２次巻線に等価的に直列に接続されたインダクタンス素子と前記コンデンサとの共振波形となるように構成されたスイッチング電源装置。 - 前記第２の制御駆動回路は、前記第３のスイッチング手段のゲート端子にインダクタンス素子の一端を接続し、前記インダク端子素子の他端を“Ｈ”レベルにプルアップする第１のトランジスタと“Ｌ”レベルにプルダウンする第２のトランジスタとが接続され、前記第３のスイッチング手段の電圧が低下した時に前記第１のトランジスタを所定時間だけオン状態とし、前記第１のトランジスタのターンオフ後に前記第２のトランジスタを所定時間だけオン状態とし、前記第３のスイッチング手段のオフ時間中は前記第１のトランジスタのオフ状態を持続するように構成された請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
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| US6765810B2 (en) * | 2002-08-02 | 2004-07-20 | Artesyn Technologies, Inc. | Full-wave coupled inductor power converter having synchronous rectifiers and two input switches that are simultaneously off for a time period of each switching cycle |
| JP4357170B2 (ja) * | 2002-12-11 | 2009-11-04 | 新電元工業株式会社 | 同期整流回路 |
| DE10334338A1 (de) * | 2003-07-28 | 2005-03-03 | Friwo Mobile Power Gmbh | Gesteuerter Synchrongleichrichter zum Regeln einer Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils |
| JP4158054B2 (ja) * | 2003-09-30 | 2008-10-01 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4126558B2 (ja) * | 2004-07-02 | 2008-07-30 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2006149107A (ja) * | 2004-11-19 | 2006-06-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 多出力電源回路 |
| JP4030550B2 (ja) * | 2005-02-28 | 2008-01-09 | Ｔｄｋ株式会社 | 電源装置 |
| KR100602215B1 (ko) * | 2005-02-28 | 2006-07-19 | 삼성전자주식회사 | 임펄스 발생기 |
| US7859859B2 (en) * | 2006-11-20 | 2010-12-28 | Picor Corporation | Primary side sampled feedback control in power converters |
| US9083254B1 (en) | 2006-11-20 | 2015-07-14 | Picor Corporation | Primary side sampled feedback control in power converters |
| KR101378568B1 (ko) * | 2008-01-04 | 2014-03-27 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 동기 정류 회로 |
| US8503194B2 (en) * | 2009-12-21 | 2013-08-06 | Intersil Americas LLC | Bidirectional signal conversion |
| US8611109B2 (en) * | 2010-09-30 | 2013-12-17 | Infineon Technologies Ag | Flyback converter with an adaptively controlled rectifier arrangement |
| CN105305844B (zh) * | 2015-10-21 | 2017-11-21 | 深圳市芯茂微电子有限公司 | 一种隔离型同步整流控制电路及其装置与控制方法 |
| TWI723894B (zh) * | 2020-06-05 | 2021-04-01 | 葉文中 | 整流電路、電源轉換器、以及相關之電子元件 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3920235A1 (de) | 1989-06-21 | 1991-01-03 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| JPH0734653B2 (ja) * | 1989-09-05 | 1995-04-12 | 九州大学長 | 電源装置 |
| US5057986A (en) | 1990-03-12 | 1991-10-15 | Unisys Corporation | Zero-voltage resonant transition switching power converter |
| US5206800A (en) * | 1991-03-13 | 1993-04-27 | Astec International, Ltd. | Zero voltage switching power converter with secondary side regulation |
| JP3419797B2 (ja) | 1992-01-10 | 2003-06-23 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US5402329A (en) * | 1992-12-09 | 1995-03-28 | Ernest H. Wittenbreder, Jr. | Zero voltage switching pulse width modulated power converters |
| US5430633A (en) | 1993-09-14 | 1995-07-04 | Astec International, Ltd. | Multi-resonant clamped flyback converter |
| JP2795217B2 (ja) * | 1995-06-01 | 1998-09-10 | 日本電気株式会社 | 同期整流方式コンバータ |
| JPH09103073A (ja) * | 1995-10-05 | 1997-04-15 | Fujitsu Denso Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2845188B2 (ja) | 1995-12-11 | 1999-01-13 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| US5784266A (en) * | 1996-06-14 | 1998-07-21 | Virginia Power Technologies, Inc | Single magnetic low loss high frequency converter |
| DE69805378T2 (de) * | 1997-03-12 | 2002-11-28 | Koninkl Philips Electronics Nv | Wandler, netzteil und batterieladegerät |
| US6011703A (en) * | 1997-07-30 | 2000-01-04 | Lucent Technologies Inc. | Self-synchronized gate drive for power converter employing self-driven synchronous rectifier and method of operation thereof |
| US6069803A (en) * | 1999-02-12 | 2000-05-30 | Astec International Limited | Offset resonance zero volt switching flyback converter |
| US6058026A (en) * | 1999-07-26 | 2000-05-02 | Lucent Technologies, Inc. | Multiple output converter having a single transformer winding and independent output regulation |
| US6201714B1 (en) * | 1999-11-09 | 2001-03-13 | Skynet Electronics Co., Ltd. | Exchanging converter having a zero-voltage switching control circuit for driving an output voltage filter capacitor to partially feed back storage energy to an input side of the transformer or storage inductor |
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