JP3613731B2 - 無負荷時省電力電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に無負荷時に入力電力を小さくする技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無負荷時に入力電力を小さくする回路の一例として、図３に示したように、電源の２次側の電流を抵抗３１で検出し、その電流が所定の値を下まわったときにコンパレータ９の出力が電流を引き込み、フォトカプラ８の発光素子を発光させ、受光素子を導通状態にしてスイッチ素子２のゲートに接続されているトランジスタ１０をオン状態にして発振を一旦停止させるという手段が用いられていた。
【０００３】
図３において、発振が一旦停止すると再び発振開始するまで所定の時間がかかるため、発振停止と発振開始を繰り返すが、発振停止期間を長くすることによって平均入力電力をより小さくすることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上に示した従来の方式は、２次側の電流を無負荷に近い値で検出するために、精度の高い比較回路を用いなければならないということと、信号を２次側から１次側に送るためにフォトカプラが必要になるということからコストアップが大きい。
【０００５】
そこで、本発明はコストアップを最小限に抑え、かつ、従来方式と同程度の効果を持つ回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、２次側の電圧を一定に保つための帰還信号をフォトカプラを介して１次側に送る電源装置において、２次側の負荷が無負荷になったときにフォトカプラの受光素子に流れる電流が最も大きくなることを利用し、この電流を第１の抵抗によって検出し、電流が最も大きくなるときに第１の抵抗両端の電圧がトランジスタのベース・エミッタ間電圧に達するように値を選び、この第１の抵抗両端にトランジスタのベースとエミッタを接続し、トランジスタのコレクタを第２の抵抗を介してスイッチ素子の発振制御回路の制御信号入力端子に接続した。そして、トランジスタのコレクタとフォトカプラの受光素子に電流を供給する直流電源の第１の抵抗が接続されている端子と反対側の端子との間にコンデンサを接続した。
【０００７】
【発明の実施の形態】
２次側の負荷が無負荷になるとフォトカプラの受光素子の電流が増えて第１の抵抗両端の電圧が上昇し、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧が上昇してオン状態になると、コンデンサは充電されて電圧が上昇し、やがて発振制御回路の制御信号入力端子に連続して電流を供給し、発振制御回路がスイッチ素子の制御電極の電圧を下げ続け、発振を停止させる。
【０００８】
発振が停止すると２次側の電圧が下がり、フォトカプラの受光素子の電流がゼロになるが、コンデンサの電荷は第２の抵抗を通って制御信号入力端子に流れ続ける。コンデンサの電荷の放出が止まると発振制御回路はスイッチ素子の制御電極の電圧を下げるのを止めて発振を再開する。
【０００９】
このようにして、発振停止と開始を繰り返すが、コンデンサと第２の抵抗の時定数を適当に選ぶことによって発振停止期間を長く設定することができるようになり、平均的な入力電力を小さくすることができる。
【００１０】
【実施例】
図１は本発明の実施例に係る自励式のリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【００１１】
図１において、発振開始は次のメカニズムで行われる。直流電源２３より抵抗１８を介して、スイッチ素子２のゲート及びコンデンサ１９に電流が流れ、ゲート電圧が上昇し、そして、しきい値に達するとスイッチ素子２がターンオンし、１次巻線１ａに直流電源２３の電圧が加わる。このとき、補助巻線１ｃに誘導される電圧がゲート電圧を押し上げるように補助巻線１ｃの極性が選ばれているので、ゲート電圧はさらに上がり、スイッチ素子２は完全にオン状態になる。一方、補助巻線１ｃの電圧は抵抗２１を介してコンデンサ２２を充電するので、コンデンサ２２の電圧がトランジスタ３のベース・エミッタ間電圧に達するとトランジスタ３がオン状態になってスイッチ素子２のゲート電圧を引き下げ、スイッチ素子２をターンオフさせる。スイッチ素子２のターンオフによって、トランス１の巻線には逆方向の起電力が生じ、この電力は２次巻線１ｂを介して２次側に供給される。また、補助巻線１ｃに生じる逆方向の電圧によってコンデンサ１９にはスイッチ素子２のゲート側がプラスになる電圧が充電される。逆方向の起電力が２次巻線１ｂを介して放出しきると、巻線の電圧はゼロに戻るが、このときコンデンサ１９に充電されている電荷が放電してスイッチ素子２のゲートの電圧を上昇させて再びスイッチ素子２をターンオンさせる。
【００１２】
電源が起動するときは抵抗１８を介して電流が流れて最初のターンオンが行われるが、発振が連続すると、コンデンサ１９の電荷がオフ状態からターンオンさせる働きをする。コンデンサ１９の電荷が放出しきった状態から発振するときは、抵抗１８を流れるところから始まるので発振開始まで時間を要する。
【００１３】
図１において、負荷に供給される電圧は、抵抗２４と抵抗２５によって分圧され、基準電源を内蔵しているエラーアンプ６のリファレンス端子に加えられるが、この電圧の基準電源の電圧との差が大きい程フォトカプラ７の発光素子の電流が大きくなり、受光素子の電流も大きくなる。ダイオード１６とコンデンサ１７は巻線１ｃに生じる電圧を整流平滑して直流電圧を作り、受光素子に電流を供給している。
【００１４】
負荷電流が小さい程負荷に供給される電圧は高くなり受光素子の電流が大きくなる。受光素子の電流が大きくなることによってトランジスタ３のベースの電圧は常に高い状態になり、スイッチ素子２がターンオンした後、巻線１ｃの電圧が抵抗２１を通りベースに加わると短い期間にベース電圧は上昇してトランジスタ３をターンオンするのでオン期間は短くなるが、スイッチ素子２がターンオフするとトランジスタ３のベースの電圧はすぐに下がるため、受光素子の電流だけでトランジスタ３がオン状態を続けることはない。
【００１５】
無負荷になると第１の抵抗１１両端の電圧がトランジスタ１２をオン状態にしてコンデンサ１３の電圧を上昇させる。コンデンサ１３の電圧が上昇すると、トランジスタ１２を流れる電流は第２の抵抗１４とダイオード１５を通りトランジスタ３のベースに流れ、トランジスタ３をオン状態にする。トランジスタ３がオン状態になることによってスイッチ素子２のゲート電圧が下がり発振は停止する。
【００１６】
発振停止によって負荷に加わる電圧が下がり受光素子の電流が小さくなり、トランジスタ１２がオフ状態になるが、コンデンサ１３の電荷は第２の抵抗１４を通ってトランジスタ３のベースに流れ続けるため発振停止はしばらく続く。やがて、コンデンサ１９の電圧が下がり、トランジスタ３のベースに電流を流し続けることができなくなると、発振を開始するが、発振の再開は抵抗１８に電流が流れるところから始まるので、その分発振停止期間は長くなる。
【００１７】
図１の実施例において、ダイオード１５は本発明の回路を構成する必須部品ではないが、無負荷時以外の負荷において連続発振しているときにフォトカプラ７の帰還信号が第２の抵抗１４を通りコンデンサ１３を充電すると、コンデンサ１３と第２の抵抗１４の時定数による応答の遅れが生じるので、帰還信号がコンデンサ１３を充電しないように付加されている。
【００１８】
また、図１の実施例ではフォトカプラ７の受光素子を流れる帰還信号と、トランジスタ３を流れる電流が同じ制御信号入力端子であるトランジスタ１２のベースに注がれているが、それらは互いに異なる制御入力端子に各々別々に注がれる方法をとることもできる。
【００１９】
図２は本発明の実施例に係るＰＷＭ方式のフライバックコンバータを示す回路図である。
【００２０】
図２において、負荷電流が所定の値を越えていれば、フォトカプラ７の受光素子を流れる電流は小さくて、トランジスタ１２はオフ状態である。負荷電流が所定の値を下まわるトランジスタ１２はオン状態になって、ＰＷＭ回路２８のオフ端子ＯＦＦの電圧を上昇させ発振を停止させる。コンデンサ１３の電圧が下がると発振を再開するので発振の停止と開始を繰り返し、その結果平均入力電力は小さくなる。
【００２１】
ＰＷＭ回路２８は発振回路を内蔵しており、また、制御信号入力端子として帰還信号入力端子ＦＢとオフ端子ＯＦＦを有していて、帰還信号入力端子ＦＢに加える電圧を変化させることによって、パルス出力端子ＯＵＴから出力するパルス幅を変化させることができ、また、オフ端子ＯＦＦに加える電圧を所定の値にすることによって発振を止めることができる。
【００２２】
【発明の効果】
図３に示した従来方式に比べて回路が簡単で部品のコストを下げることができるので経済効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る自励式のリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の実施例に係るＰＷＭ方式のフライバックコンバータを示す回路図である。
【図３】従来方式の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
１ａ １次巻線
１ｂ ２次巻線
１ｃ 補助巻線
２ ＭＯＳＦＥＴ
３ トランジスタ
４ ダイオード
５ コンデンサ
６ 基準電源内蔵エラーアンプ
７、８ フォトカプラ
９ コンパレータ
１０ トランジスタ
１１ 第１の抵抗
１２ トランジスタ
１３ コンデンサ
１４ 第２の抵抗
１５、１６ ダイオード
１７ コンデンサ
１８ 抵抗
１９ コンデンサ
２０、２１ 抵抗
２２ コンデンサ
２３ 直流電源
２４、２５、２６ 抵抗
２７ 負荷
２８ ＰＷＭ回路
３１、３２、３３、３４ 抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に無負荷時に入力電力を小さくする技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、無負荷時に入力電力を小さくする回路の一例として、図３に示したように、電源の２次側の電流を抵抗３１で検出し、その電流が所定の値を下まわったときにコンパレータ９の出力が電流を引き込み、フォトカプラ８の発光素子を発光させ、受光素子を導通状態にしてスイッチ素子２のゲートに接続されているトランジスタ１０をオン状態にして発振を一旦停止させるという手段が用いられていた。
【０００３】
図３において、発振が一旦停止すると再び発振開始するまで所定の時間がかかるため、発振停止と発振開始を繰り返すが、発振停止期間を長くすることによって平均入力電力をより小さくすることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上に示した従来の方式は、２次側の電流を無負荷に近い値で検出するために、精度の高い比較回路を用いなければならないということと、信号を２次側から１次側に送るためにフォトカプラが必要になるということからコストアップが大きい。
【０００５】
そこで、本発明はコストアップを最小限に抑え、かつ、従来方式と同程度の効果を持つ回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、２次側の電圧を一定に保つための帰還信号をフォトカプラを介して１次側に送る電源装置において、２次側の負荷が無負荷になったときにフォトカプラの受光素子に流れる電流が最も大きくなることを利用し、この電流を第１の抵抗によって検出し、電流が最も大きくなるときに第１の抵抗両端の電圧がトランジスタのベース・エミッタ間電圧に達するように値を選び、この第１の抵抗両端にトランジスタのベースとエミッタを接続し、トランジスタのコレクタを第２の抵抗を介してスイッチ素子の発振制御回路の制御信号入力端子に接続した。そして、トランジスタのコレクタとフォトカプラの受光素子に電流を供給する直流電源の第１の抵抗が接続されている端子と反対側の端子との間にコンデンサを接続した。
【０００７】
【発明の実施の形態】
２次側の負荷が無負荷になるとフォトカプラの受光素子の電流が増えて第１の抵抗両端の電圧が上昇し、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧が上昇してオン状態になると、コンデンサは充電されて電圧が上昇し、やがて発振制御回路の制御信号入力端子に連続して電流を供給し、発振制御回路がスイッチ素子の制御電極の電圧を下げ続け、発振を停止させる。
【０００８】
発振が停止すると２次側の電圧が下がり、フォトカプラの受光素子の電流がゼロになるが、コンデンサの電荷は第２の抵抗を通って制御信号入力端子に流れ続ける。コンデンサの電荷の放出が止まると発振制御回路はスイッチ素子の制御電極の電圧を下げるのを止めて発振を再開する。
【０００９】
このようにして、発振停止と開始を繰り返すが、コンデンサと第２の抵抗の時定数を適当に選ぶことによって発振停止期間を長く設定することができるようになり、平均的な入力電力を小さくすることができる。
【００１０】
【実施例】
図１は本発明の実施例に係る自励式のリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【００１１】
図１において、発振開始は次のメカニズムで行われる。直流電源２３より抵抗１８を介して、スイッチ素子２のゲート及びコンデンサ１９に電流が流れ、ゲート電圧が上昇し、そして、しきい値に達するとスイッチ素子２がターンオンし、１次巻線１ａに直流電源２３の電圧が加わる。このとき、補助巻線１ｃに誘導される電圧がゲート電圧を押し上げるように補助巻線１ｃの極性が選ばれているので、ゲート電圧はさらに上がり、スイッチ素子２は完全にオン状態になる。一方、補助巻線１ｃの電圧は抵抗２１を介してコンデンサ２２を充電するので、コンデンサ２２の電圧がトランジスタ３のベース・エミッタ間電圧に達するとトランジスタ３がオン状態になってスイッチ素子２のゲート電圧を引き下げ、スイッチ素子２をターンオフさせる。スイッチ素子２のターンオフによって、トランス１の巻線には逆方向の起電力が生じ、この電力は２次巻線１ｂを介して２次側に供給される。また、補助巻線１ｃに生じる逆方向の電圧によってコンデンサ１９にはスイッチ素子２のゲート側がプラスになる電圧が充電される。逆方向の起電力が２次巻線１ｂを介して放出しきると、巻線の電圧はゼロに戻るが、このときコンデンサ１９に充電されている電荷が放電してスイッチ素子２のゲートの電圧を上昇させて再びスイッチ素子２をターンオンさせる。
【００１２】
電源が起動するときは抵抗１８を介して電流が流れて最初のターンオンが行われるが、発振が連続すると、コンデンサ１９の電荷がオフ状態からターンオンさせる働きをする。コンデンサ１９の電荷が放出しきった状態から発振するときは、抵抗１８を流れるところから始まるので発振開始まで時間を要する。
【００１３】
図１において、負荷に供給される電圧は、抵抗２４と抵抗２５によって分圧され、基準電源を内蔵しているエラーアンプ６のリファレンス端子に加えられるが、この電圧の基準電源の電圧との差が大きい程フォトカプラ７の発光素子の電流が大きくなり、受光素子の電流も大きくなる。ダイオード１６とコンデンサ１７は巻線１ｃに生じる電圧を整流平滑して直流電圧を作り、受光素子に電流を供給している。
【００１４】
負荷電流が小さい程負荷に供給される電圧は高くなり受光素子の電流が大きくなる。受光素子の電流が大きくなることによってトランジスタ３のベースの電圧は常に高い状態になり、スイッチ素子２がターンオンした後、巻線１ｃの電圧が抵抗２１を通りベースに加わると短い期間にベース電圧は上昇してトランジスタ３をターンオンするのでオン期間は短くなるが、スイッチ素子２がターンオフするとトランジスタ３のベースの電圧はすぐに下がるため、受光素子の電流だけでトランジスタ３がオン状態を続けることはない。
【００１５】
無負荷になると第１の抵抗１１両端の電圧がトランジスタ１２をオン状態にしてコンデンサ１３の電圧を上昇させる。コンデンサ１３の電圧が上昇すると、トランジスタ１２を流れる電流は第２の抵抗１４とダイオード１５を通りトランジスタ３のベースに流れ、トランジスタ３をオン状態にする。トランジスタ３がオン状態になることによってスイッチ素子２のゲート電圧が下がり発振は停止する。
【００１６】
発振停止によって負荷に加わる電圧が下がり受光素子の電流が小さくなり、トランジスタ１２がオフ状態になるが、コンデンサ１３の電荷は第２の抵抗１４を通ってトランジスタ３のベースに流れ続けるため発振停止はしばらく続く。やがて、コンデンサ１９の電圧が下がり、トランジスタ３のベースに電流を流し続けることができなくなると、発振を開始するが、発振の再開は抵抗１８に電流が流れるところから始まるので、その分発振停止期間は長くなる。
【００１７】
図１の実施例において、ダイオード１５は本発明の回路を構成する必須部品ではないが、無負荷時以外の負荷において連続発振しているときにフォトカプラ７の帰還信号が第２の抵抗１４を通りコンデンサ１３を充電すると、コンデンサ１３と第２の抵抗１４の時定数による応答の遅れが生じるので、帰還信号がコンデンサ１３を充電しないように付加されている。
【００１８】
また、図１の実施例ではフォトカプラ７の受光素子を流れる帰還信号と、トランジスタ３を流れる電流が同じ制御信号入力端子であるトランジスタ１２のベースに注がれているが、それらは互いに異なる制御入力端子に各々別々に注がれる方法をとることもできる。
【００１９】
図２は本発明の実施例に係るＰＷＭ方式のフライバックコンバータを示す回路図である。
【００２０】
図２において、負荷電流が所定の値を越えていれば、フォトカプラ７の受光素子を流れる電流は小さくて、トランジスタ１２はオフ状態である。負荷電流が所定の値を下まわるトランジスタ１２はオン状態になって、ＰＷＭ回路２８のオフ端子ＯＦＦの電圧を上昇させ発振を停止させる。コンデンサ１３の電圧が下がると発振を再開するので発振の停止と開始を繰り返し、その結果平均入力電力は小さくなる。
【００２１】
ＰＷＭ回路２８は発振回路を内蔵しており、また、制御信号入力端子として帰還信号入力端子ＦＢとオフ端子ＯＦＦを有していて、帰還信号入力端子ＦＢに加える電圧を変化させることによって、パルス出力端子ＯＵＴから出力するパルス幅を変化させることができ、また、オフ端子ＯＦＦに加える電圧を所定の値にすることによって発振を止めることができる。
【００２２】
【発明の効果】
図３に示した従来方式に比べて回路が簡単で部品のコストを下げることができるので経済効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係る自励式のリンギングチョークコンバータを示す回路図である。
【図２】本発明の実施例に係るＰＷＭ方式のフライバックコンバータを示す回路図である。
【図３】従来方式の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ トランス
１ａ １次巻線
１ｂ ２次巻線
１ｃ 補助巻線
２ ＭＯＳＦＥＴ
３ トランジスタ
４ ダイオード
５ コンデンサ
６ 基準電源内蔵エラーアンプ
７、８ フォトカプラ
９ コンパレータ
１０ トランジスタ
１１ 第１の抵抗
１２ トランジスタ
１３ コンデンサ
１４ 第２の抵抗
１５、１６ ダイオード
１７ コンデンサ
１８ 抵抗
１９ コンデンサ
２０、２１ 抵抗
２２ コンデンサ
２３ 直流電源
２４、２５、２６ 抵抗
２７ 負荷
２８ ＰＷＭ回路
３１、３２、３３、３４ 抵抗
Claims (1)
- １次巻線と２次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子の制御電極に接続された制御信号入力端子を１つ以上持つ発振制御回路と、前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路によって作られる直流電圧を基準電源の電圧と比較してその差を増幅するエラーアンプと、その発光素子が前記エラーアンプの出力端子に接続されその受光素子が前記制御信号入力端子の１つに接続されたフォトカプラと、前記受光素子に電流を供給する直流電源を備えたスイッチング電源装置において、前記受光素子の前記直流電源側に第１の抵抗を直列に挿入し、トランジスタを付加してそのベースとエミッタを前記第１の抵抗の両端に接続し、前記発振制御回路の制御信号入力端子に第２の抵抗の一端を接続し、前記第２の抵抗の他端を前記トランジスタのコレクタに接続し、前記第２の抵抗の他端と前記トランジスタのコレクタの接続点と前記直流電源の前記第１の抵抗が接続される端子と反対側の端子との間にコンデンサを接続したことを特徴とする無負荷時省電力電源装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002197915A JP3613731B2 (ja) | 2002-06-03 | 2002-06-03 | 無負荷時省電力電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002197915A JP3613731B2 (ja) | 2002-06-03 | 2002-06-03 | 無負荷時省電力電源装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004015993A JP2004015993A (ja) | 2004-01-15 |
| JP3613731B2 true JP3613731B2 (ja) | 2005-01-26 |
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ID=30437164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002197915A Expired - Fee Related JP3613731B2 (ja) | 2002-06-03 | 2002-06-03 | 無負荷時省電力電源装置 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2012191741A (ja) * | 2011-03-10 | 2012-10-04 | Toshiba Tec Corp | 電源装置 |
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2002
- 2002-06-03 JP JP2002197915A patent/JP3613731B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| A521 | Written amendment |
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