JP2011160214A - 受信装置及びイメージ除去方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ウィーバー方式又はハートレー方式等のイメージ除去構成と複素フィルタを組み合わせて用いる場合に、希望信号及びイメージ信号の直交性を共に維持する。
【解決手段】直交ミキサ（ミキサ１０１及び１０２）は、ＲＦ信号をダウンコンバートし、Ｉ信号及びＱ信号を生成する。複素フィルタ１０３は、正の周波数領域と負の周波数領域との間で非対称な周波数利得特性を有し、Ｉ信号及びＱ信号に含まれるイメージ信号を希望信号に比べて抑圧する。直交補償回路１０６は、複素フィルタ１０３の後段に配置され、複素フィルタ１０３によってイメージ抑圧されたＩ信号及びＱ信号の間における希望信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、Ｉ信号及びＱ信号を補正する。また、制御回路１１７は、複素フィルタの後段にてＩ信号及びＱ信号に現れるイメージ信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、複素フィルタ１０３の素子特性を調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スーパーヘテロダイン受信装置におけるイメージ除去に関する。

スーパーヘテロダイン受信機におけるイメージ除去方式として、ハートレー方式及びウィーバー方式（Weaver Architecture）が知られている。ハートレー方式及びウィーバー方式は、希望信号とイメージ信号とがローカル周波数に対して互いに反対側に位置していることを利用したイメージ除去方式である。ハートレー方式及びウィーバー方式は、直交ダウンコンバージョン後のＩＦ（Intermediate Frequency）信号に対して位相シフト操作を施すことにより、希望波信号とイメージ信号に異なる位相シフトを与える。これにより、希望波信号とイメージ信号が周波数軸上で区別可能となる。

より具体的に述べると、ハートレー方式は、直交ダウンコンバージョンの後段において、同相信号（Ｉ信号）経路と直交信号（Ｑ信号）経路との間で希望信号が同一符号となりイメージ信号が逆符号となるように、移相シフト回路による９０度位相シフト操作を行う。９０度位相シフト後のＩ信号とＱ信号を加算することでイメージ信号が除去される。

ウィーバー方式は、ハートレー方式における位相シフト回路に代えて直交ミキサを使用する。つまり、ウィーバー方式は、１段目の直交ミキサによるダウンコンバージョンで得られたＩＦ信号に対して、２段目の直交ミキサによるダウンコンバージョンを行う。２段目のダウンコンバージョン後のＩ経路信号とＱ経路信号を減算することで、所望帯域（通常はＤＣ（０Ｈｚ）近傍）におけるイメージ信号がキャンセルされる。これにより、イメージ信号が抑圧され、希望信号のみを得ることができる。

また、スーパーヘテロダイン受信装置におけるイメージ信号除去のために複素フィルタを使用することが知られている。例えば、ローサイドインジェクションにおけるイメージ除去のためには、正の周波数領域の利得に対して負の周波数領域の利得が相対的に小さい非対称な伝達特性を持つ複素フィルタ（複素バンドパスフィルタ）が使用される。これにより、イメージ信号を選択的に減衰させることができる。複素フィルタの構成にはパッシブ型とアクティブ型が存在する。パッシブ複素フィルタとしては、抵抗及び容量からなるポリフェーズフィルタが知られている。アクティブ複素フィルタとしては、トランスコンダクタンス及び容量によって構成されるＧｍ−Ｃフィルタが知られている。また、アクティブ複素フィルタの他の構成として、各々がオペアンプ、抵抗、及び容量によって構成される２系統の実ローパスフィルタの間をフィードバック接続した構成が知られている。

なお、イメージ除去のための複素フィルタは、直交ダウンコンバージョン後のＩ信号およびＱ信号とこれらの反転信号、つまり互いに９０度の位相差を持つ４つの信号に対して処理を行う。しかしながら、直交ダウンコンバージョン後のＩＱ信号間に振幅差がある場合、又はＩＱ信号間の位相差が９０度からずれている場合、イメージ除去比（イメージ抑圧比）が劣化する。ＩＱ信号間の振幅誤差および位相差誤差は、「ＩＱミスマッチ」と呼ばれる。ＩＱミスマッチは、ローカル信号を生成する発振回路、直交ミキサ、および複素フィルタの素子特性がＩ信号経路とＱ信号経路でずれていることに起因して発生する。

特許文献１は、Ｇｍ−Ｃフィルタを用いてイメージ除去を行う場合のＩＱミスマッチを軽減するため、Ｇｍ−Ｃフィルタに疑似イメージ信号を入力し、Ｇｍ−Ｃフィルタの出力に現れる疑似イメージ信号の振幅が小さくなるようにＧｍ−Ｃフィルタ内の素子を調整することを開示している。また、特許文献１は、可変移相器（位相調整回路）をＧｍ−Ｃフィルタの前段に配置し、Ｇｍ−Ｃフィルタの出力に現れる疑似イメージ信号の振幅が小さくなるように、位相調整回路によってＧｍ−Ｃフィルタに対する入力ＩＱ信号の位相差を調整することを開示している。

また、特許文献２は、振幅調整可能なポリフェーズフィルタの前段に可変移相器が配置された受信装置を開示している。特許文献２の受信装置は、ポリフェーズフィルタに入力されるＩＱ信号間の位相差をモニタして可変移相器を調整することで、ポリフェーズフィルタに入力されるＩＱ信号間の位相差が９０度になるよう制御する。また、特許文献２の受信装置は、ポリフェーズフィルタの出力に現れるイメージ信号電力が最小となるように、ポリフェーズフィルタを構成する可変抵抗又は可変容量を調整する。

特開２００６−１５７８６６号公報 特開２００１−４５０８０号公報

本願の発明者は、ハートレー方式及びウィ―バー方式等のイメージ除去構成と複素フィルタとを組み合わせて用いることで、受信機全体でのイメージ除去比を向上することについて検討を行った。この結果、これら２つのイメージ除去技術、すなわちハートレー方式又はウィ―バー方式と複素フィルタとの組み合わせを行う場合には、希望波信号およびイメージ信号の双方のＩＱミスマッチを補正すること、言い換えると、希望波信号およびイメージ信号の直交性を維持することに関して格別の配慮が必要であることを見出した。

例えば、ハートレー方式又はウィーバー方式によるイメージ除去を行う場合、第１ダウンコンバージョンの後段において、希望信号およびイメージ信号に対するＩＱミスマッチ補正を行うことが考えられる。しかしながら、複素フィルタをさらに使用する場合、この手法では希望信号及びイメージ信号の双方の直交性を担保することは困難である。なぜなら、複素フィルタにおいて生じる希望信号のＩＱミスマッチ（振幅ずれおよび位相ずれ）の程度とイメージ信号のＩＱミスマッチの程度が異なるためである。

なお、特許文献１及び２に開示されているように、複素フィルタ信号の出力におけるイメージ信号の振幅又は電力が小さくなるように可変移相器及び複素フィルタ内素子を調整するのみでは、希望信号のＩＱミスマッチが十分に補正されない。

本発明の第１の態様にかかる受信装置は、直交ミキサ、複素フィルタ、直交補償回路、及び制御部を含む。前記直交ミキサは、無線信号をダウンコンバートし、第１の同相信号及び第１の直交信号を生成するよう構成されている。前記複素フィルタは、正の周波数領域と負の周波数領域との間で非対称な周波数利得特性を有し、前記第１の直交信号及び前記第１の同相信号に含まれるイメージ信号を希望信号に比べて抑圧するよう構成されている。前記直交補償回路は、前記複素フィルタの後段に配置され、前記複素フィルタにより前記イメージ信号が抑圧された第２の同相信号及び第２の直交信号の間における前記希望信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号を補正するよう構成されている。また、前記制御部は、前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号の間における前記イメージ信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記複素フィルタに含まれる素子の素子特性を調整する。

上述したように、複素フィルタを配置することで、希望信号のＩＱミスマッチとイメージ信号のＩＱミスマッチの程度に差が生じる。具体的には、イメージ信号のＩＱミスマッチが希望信号のＩＱミスマッチに比べて顕著に大きくなる。この問題に対して、本発明の第１の態様によれば、複素フィルタに含まれる素子の素子特性を調整することで、イメージ信号のＩＱミスマッチを補償する。さらに、複素フィルタの後段に配置された直交補償回路によって希望信号のＩＱミスマッチを補償する。つまり、複素フィルタの後段側のみでは対応することが困難なイメージ信号のＩＱミスマッチ補償を複素フィルタ内の素子調整で行い、複素フィルタの後段において希望信号のＩＱミスマッチ補償を行うこととした。これにより、互いに大きさの異なる希望信号のＩＱミスマッチとイメージ信号のＩＱミスマッチを共に補償することができる。

上述した本発明の第１の態様によれば、ウィーバー方式又はハートレー方式等のイメージ除去構成と複素フィルタを組み合わせて用いる場合に、希望信号及びイメージ信号の直交性を共に維持することができる。

本発明の実施の形態にかかるイメージ除去受信装置の構成例を示す図である。 複素フィルタの伝達関数の一例を示す図である。 複素フィルタの構成例を示す図である。 図１に示したイメージ除去受信装置におけるイメージ信号および希望信号のＩＱミスマッチ補償に関する調整手順の一例を示すフローチャートである。 ＩＱミスマッチ補償前の位相差誤差および振幅誤差を示すグラフである。 図５の状態から出発してイメージ信号に関する位相調整を行った後の位相差誤差および振幅誤差を示すグラフである。 図６の状態から出発してイメージ信号に関する振幅調整を行った後の位相差誤差および振幅誤差を示すグラフである。 図１に示したイメージ除去受信装置の他の構成例を示す図である。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。

＜発明の実施の形態１＞
図１は、本実施の形態にかかるイメージ除去受信装置１の構成例を示すブロック図である。図１の受信装置１は、複素フィルタによるイメージ抑圧と、ウィーバー方式のイメージ除去とを組み合わせて行う。具体的には、第１の直交ミキサ（ミキサ１０１及び１０２）と第２段の直交ミキサ（ミキサ１０７及び１１０、並びにミキサ１０８及び１０９）の間に複素フィルタ１０３が配置されている。

図１のミキサ１０１は、差動ＲＦ信号（Ｘ_ＲＦ及び−Ｘ_ＲＦ）をローカル信号（ｃｏｓ（ω_ＬＯｔ））と乗算し、ＩＦ帯域の同相信号（Ｉ信号）を生成する。一方、ミキサ１０２は、差動ＲＦ信号（Ｘ_ＲＦ及び−Ｘ_ＲＦ）をローカル信号（ｓｉｎ（ω_ＬＯｔ））と乗算し、ＩＦ帯域の直交信号（Ｑ信号）を生成する。

複素フィルタ１０３は、正の周波数領域と負の周波数領域との間で非対称な周波数利得特性を有する。複素フィルタ１０３は、ミキサ１０１及び１０２により生成されたＩ信号及びＱ信号を受信し、これらの信号に含まれるイメージ信号を希望信号に比べて抑圧する。図２は、複素フィルタ１０３の利得周波数特性の具体例を示すグラフである。なお、図２は、Ｉ信号に対する特性グラフ（図２の実線）とＱ信号に対する特性グラフ（図２の破線）の２つを示しているが、図２上ではこれら２つのグラフはほぼ重なっている。ローサイドインジェクションの場合、図２に示すように、正の周波数領域に希望信号が位置し、負の周波数領域にイメージ信号が位置する。図２の利得周波数特性は負の周波数領域は正の周波数領域に比べて低利得であるから、複素フィルタ通過後のイメージ信号電力は希望信号電力に比べて抑圧される。

さらに、複素フィルタ１０３は、フィルタ内の素子特性が調整可能に構成されている。複素フィルタ１０３は、素子特性の調整によって、フィルタ１０３通過後のＩ信号およびＱ信号に含まれるイメージ信号の位相および振幅を調整できる。複素フィルタ１０３の構成例、素子特性の調整手順の具体例については後述する。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４及び１０５は、ミキサ１０１及び１０２によるダウンコンバージョン後のＩ信号及びＱ信号に含まれる高周波成分を減衰させる。

直交補償回路１０６は、ＬＰＦ１０４及び１０５通過後のＩ信号及びＱ信号に含まれる希望信号に対する信号処理を行う。具体的には、直交補償回路１０６は、希望信号のＩＱ間位相差が９０度に近づき、希望信号の振幅差がなくなるように、Ｉ信号およびＱ信号を補正する。

ミキサ１０７〜１１０は、ウィーバー方式の後段側のミキサに相当する。ミキサ１０７は、直交補償回路１０６通過後のＩ信号をローカル信号（ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ））とミキシングし、ＤＣ（０Ｈｚ）近傍にダウンコンバートされたＩＩｚ信号を生成する。ミキサ１０８は、直交補償回路１０６通過後のＩ信号をローカル信号（ｓｉｎ（ω_ＩＦｔ））とミキシングし、ＤＣ（０Ｈｚ）近傍にダウンコンバートされたＩＱｚ信号を生成する。ミキサ１０９は、直交補償回路１０６通過後のＱ信号をローカル信号（ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ））とミキシングし、ＤＣ（０Ｈｚ）近傍にダウンコンバートされたＱＩｚ信号を生成する。ミキサ１１０は、直交補償回路１０６通過後のＱ信号をローカル信号（ｓｉｎ（ω_ＩＦｔ））とミキシングし、ＤＣ（０Ｈｚ）近傍にダウンコンバートされたＱＱｚ信号を生成する。

加算（減算）回路１１１は、ＩＩｚ信号からＱＱｚ信号を減算することで、希望波信号が位置するＤＣ近傍においてイメージ信号がキャンセルされたＩｚ信号を生成する。また、加算回路１１２は、ＩＩｚ信号とＱＱｚ信号を加算することで、希望波信号が位置するＤＣ近傍においてイメージ信号がキャンセルされたＱｚ信号を生成する。ＬＰＦ１１３及び１１４は、Ｉｚ信号およびＱｚ信号の高周波数領域（ωＲＦ−ωＬＯ＋ωＩＦ）に位置するイメージ信号成分を除去し、ＤＣ近傍に位置する希望信号成分を透過する。

位相検出回路１１５は、複素フィルタ１０３とウィーバー方式の第２段ミキサ１０７〜１１０との間において、Ｉ信号およびＱ信号に含まれるイメージ信号の位相又はこれらの位相差を検知する。ＩＱ信号間の位相差を検出する場合、位相検出回路１１５は、Ｉ信号及びＱ信号の乗算結果を積分することで位相差を検知すればよい。この場合、位相検出回路１１５は、乗算回路及び積分回路を含んでもよい。

振幅検出回路１１６は、Ｉ信号およびＱ信号に含まれるイメージ信号の振幅又はこれらの振幅差を検知する。

制御回路１１７は、検出回路１１５による位相又は位相差の検出結果、及び検出回路１１６による振幅又は振幅差の検出結果を参照し、ＩＱ信号間でのイメージ信号の位相差が９０度に近づき、振幅差が無くなるように、複素フィルタ１０３内の素子特性を調整する。具体的には、制御回路１１７は、複素フィルタ１０３内に配置された少なくとも１つの可変抵抗素子の抵抗値を変更することで、ＩＱ信号間でのイメージ信号の位相差を調整すればよい。また、制御回路１１７は、複素フィルタ１０３内に配置された少なくとも１つの可変容量素子の容量値を変更することで、ＩＱ信号間でのイメージ信号の振幅差を調整すればよい。

図３は、複素フィルタ１０３の構成例を示す回路図である。図３に示す複素フィルタ１０３は、オペアンプ、抵抗、及び容量によって構成される２系統の実ローパスフィルタの間をフィードバック接続した構成を持つ。オペアンプＯＰ１〜ＯＰ４はそれぞれローパスフィルタ（積分回路）として動作する。また、オペアンプＯＰ１の非反転および反転出力端子が、抵抗を介してオペアンプＯＰ２の反転および非反転入力端子にそれぞれ接続されている。これにより、オペアンプＯＰ１及びＯＰ２は全体として実ローパスフィルタとして動作する。また、また、オペアンプＯＰ３の非反転および反転出力端子が、抵抗を介してオペアンプＯＰ４の反転および非反転入力端子にそれぞれ接続されている。これにより、オペアンプＯＰ３及びＯＰ４は全体として実ローパスフィルタとして動作する。

さらに、オペアンプＯＰ１とＯＰ３の間では、互いの入出力端子間が抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４を介してフィードバック接続されている。同様に、オペアンプＯＰ２とＯＰ４の間においても、互いの入出力端子間が抵抗Ｒ１５〜Ｒ１８を介してフィードバック接続されている。これにより、図３のフィルタ回路は、正の周波数領域と負の周波数領域において非対称な利得周波数特性を持つ複素バンドパスフィルタとして動作する。フィードバック接続についてより具体的に述べると、ＯＰ１の反転出力端子（−）とＯＰ２の非反転入力端子（＋）の間、ＯＰ１の非反転出力端子（＋）とＯＰ２の反転入力端子（−）の間、ＯＰ２の反転出力端子（−）とＯＰ１の反転入力端子（−）の間、及びＯＰ２の非反転出力端子（＋）とＯＰ１の非反転入力端子（−）の間がそれぞれフィードバック接続されている。オペアンプＯＰ２とＯＰ４の間のフィードバック接続も同様である。

また、図３のフィルタ回路は、オペアンプＯＰ１及びＯＰ３の前段に配置された可変抵抗素子ＶＲ１〜ＶＲ４を有する。可変抵抗素子ＶＲ１〜ＶＲ４は、外部の制御回路１１７から抵抗値を変更可能に構成されている。さらに、図３のフィルタ回路は、オペアンプＯＰ１の入出力間を接続する２つの容量素子と、オペアンプＯＰ２の入出力間を接続する２つの容量素子とが、可変容量素子ＶＣ１〜ＶＣ４とされている。可変容量素子ＶＣ１〜ＶＣ４は、外部の制御回路１１７から容量値を変更可能に構成されている。制御回路１１７は、可変抵抗素子ＶＲ１〜ＶＲ４の抵抗値を変更することで、ＩＱ信号間におけるイメージ信号の位相差を調整すればよい。また、制御回路１１７は、可変容量素子ＶＣ１〜ＶＣ４の容量値を変更することで、ＩＱ信号間におけるイメージ信号の振幅差を調整すればよい。

また、図３の構成例では、オペアンプＯＰ１及びＯＰ３の前段に可変抵抗素子ＶＲ１〜ＶＲ４を配置しているが、これに代えて、図３に示した抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２を可変抵抗としてもよい。抵抗Ｒ１９は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と非反転出力端子の間に接続されている。抵抗Ｒ２０は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と反転出力端子の間に接続されている。抵抗Ｒ２１は、オペアンプＯＰ３の反転入力端子と非反転出力端子の間に接続されている。抵抗Ｒ２２は、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子と反転出力端子の間に接続されている。

続いて以下では、希望信号及びイメージ信号双方のＩＱミスマッチを補正するための、複素フィルタ１０３および直交補償回路１０６の調整手順例について説明する。図４は、調整手順の一例を示すフローチャートである。図４の例では、初めに希望信号に関するＩＱ間位相差及びＩＱ間振幅差の調整（Ｓ１０１〜Ｓ１０３）を行い、次にイメージ信号に関するＩＱ間位相差及びＩＱ間振幅差の調整（Ｓ１０４〜Ｓ１０６）を行い、最後に希望信号に関するＩＱ間振幅差の再調整（Ｓ１０７〜Ｓ１０８）を行う。

ステップＳ１０１では、受信装置１に対して、疑似的な希望信号としての無変調の希望信号を入力する。ステップＳ１０２では、直交補償回路１０６が希望信号のＩＱ間位相差を調整する。ステップＳ１０３では、直交補償回路１０６が希望信号のＩＱ間振幅差を調整する。

続いて、ステップＳ１０４では、受信装置１に対して、疑似的なイメージ信号としての無変調のイメージ信号を入力する。ステップＳ１０５では、制御回路１１７は、複素フィルタ１０３内の可変容量素子を調整することで、イメージ信号のＩＱ間位相差を調整する。ステップＳ１０６では、制御回路１１７は、複素フィルタ１０３内の可変抵抗素子を調整することで、イメージ信号のＩＱ間振幅差を調整する。ステップＳ１０５及びＳ１０６では、イメージ信号のＩＱ間位相差、及びイメージ信号のＩＱ間振幅差が収束するまで調整を繰り返せばよい。

イメージ信号のＩＱ間位相差およびＩＱ間振幅差の調整に起因する希望信号のＩＱ振幅誤差を補正するため、ステップＳ１０７及びＳ１０８では、希望信号に関する再調整を行う。ステップＳ１０７では、受信装置１に対して、疑似的な希望信号としての無変調の希望信号を入力する。ステップＳ１０８では、直交補償回路１０６が希望信号のＩＱ間振幅差を再調整する。

図５〜７は、コンピュータシミュレーションにより得られた図４の手順による調整過程におけるＩＱ間の位相差（Δθ）及び振幅差（ΔＡ）を示すグラフである。なお、図５〜７は、上述した図２に対応しており、＋５０ｋＨｚ付近に希望信号が位置しており、−５０ｋＨｚ付近にイメージ信号が位置している。

図５は、第１段階の希望波に関する調整（ステップＳ１０１〜Ｓ１０３）が完了した後の位相差Δθおよび振幅差ΔＡを示している。ステップＳ１０５では、図５のグラフ中に実線矢印で示しているように、イメージ信号が存在する周波数域（−５０ｋＨｚ近傍）での位相差Δθが９０度に近づくように、複素フィルタ内の素子特性を調整する。例えば、図３の可変抵抗素子ＶＲ１〜ＶＲ４の抵抗値を調整すればよい。

図６は、イメージ信号に関するＩＱ間位相差の調整（ステップＳ１０５）が完了した後のΔθおよびΔＡを示している。ステップＳ１０６では、図６のグラフ中に実線矢印で示しているように、イメージ信号が存在する周波数域（−５０ｋＨｚ近傍）での振幅差ΔＡがゼロに近づくように、複素フィルタ内の素子特性を調整する。例えば、図３の可変容量素子ＶＣ１〜ＶＣ４の容量値を調整すればよい。

図７は、イメージ信号に関するＩＱ間振幅差の調整（ステップＳ１０６）が完了した後のΔθおよびΔＡを示している。ステップＳ１０８において、希望信号のＩＱ間振幅差の再調整を行うとよい。

図４に示した希望信号、イメージ信号、希望信号の順での３段階の調整手順によれば、複素フィルタ１０３及び直交補償回路１０６の調整を少ない手順で完了することができる。しかしながら、図４の調整手順は一例に過ぎない。

上述したように、本実施の形態１にかかる受信装置１は、ウィーバー方式と複素フィルタ１０３とを組み合わせてイメージ除去を行う。しかし、複素フィルタ１０３を配置することで、希望信号のＩＱミスマッチとイメージ信号のＩＱミスマッチの程度に差が生じる。具体的には、イメージ信号のＩＱミスマッチが希望信号のＩＱミスマッチに比べて顕著に大きくなる。この問題に対して、受信装置１は、複素フィルタ１０３に含まれる素子の素子特性を調整することで、イメージ信号のＩＱミスマッチを補償する。さらに、複素フィルタ１０３の後段に配置された直交補償回路１０６によって希望信号のＩＱミスマッチを補償する。つまり、複素フィルタ１０３の後段側のみでは対応することが困難なイメージ信号のＩＱミスマッチ補償を複素フィルタ１０３内の素子調整で行い、複素フィルタ１０３の後段において希望信号のＩＱミスマッチ補償を行うこととした。これにより、受信装置１は、互いに大きさの異なる希望信号のＩＱミスマッチとイメージ信号のＩＱミスマッチを共に補償することができる。よって、受信装置１は、希望信号及びイメージ信号の直交性を共に維持することができ、イメージ除去比を改善することができる。

＜その他の実施の形態１＞
発明の実施の形態１でウィーバー方式と複素フィルタの組み合わせについて述べたが、ウィーバー方式に代えてハートレー方式を用いてもよい。この場合、第２段目のミキサ１０７〜１１０による直交ミキシング演算を、位相回路を用いた９０度位相シフト操作に置き換えればよい。

＜その他の実施の形態２＞
直交補償回路１０６の配置は、複素フィルタ１０３と第２段のミキサ１０７〜１１０の間に限定されない。例えば、直交補償回路１０６は、ＬＰＦ１１３及び１１４の後段に配置されてもよい。なお、アナログ変調信号を受信し、第２段のミキサ１０７〜１１０によってＤＣ近傍にダウンコンバートする場合、直交補償回路１０６を図１のようにＩＦ周波数区間に配置するのがよい。Ｉ信号およびＱ信号の位相回転を観測でき、希望信号の位相差ずれを検出しやすいためである。

＜その他の実施の形態３＞
複素フィルタ１０３までをアナログ回路とし、ＬＰＦ１０４及び１０５以降をデジタル回路としてもよい。図８は、ＬＰＦ１０４及び１０５以降をデジタル回路とした場合の受信装置１の構成例を示す図である。図８のフロントエンドＩＣ（ＦＥ−ＩＣ）２０１は、ミキサ１０１及び１０２、並びに複素フィルタ１０３を含み、アナログ信号処理を行う。なお、レジスタ２０５〜２０８は、ＩＱ間位相差および振幅差を調整するためのフィルタ１０３内素子に対する設定値を保持する。レジスタ２０５は、Ｉ側の位相調整のための設定値を保持するレジスタである。レジスタ２０６は、Ｑ側の位相調整のための設定値を保持するレジスタである。レジスタ２０７は、Ｉ側の振幅調整のための設定値を保持するレジスタである。レジスタ２０８は、Ｑ側の振幅調整のための設定値を保持するレジスタである。レジスタ２０５〜２０８の保持値は、制御回路１１７によって書き換えられる。

図８のバックエンドＩＣ（ＢＥ−ＩＣ）２０２は、図１に示したＬＰＦ１０３及び１０４以降の回路を含み、Ｉ信号及びＱ信号に対するデジタル信号処理を行う。図８に示すように、制御回路１１７は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて構成してもよい。また、ＢＥ−ＩＣ２０２に含まれるその他の回路のうち少なくとも一部についても、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＤＳＰ、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）若しくはＣＰＵ（Central Processing Unit）又はこれらの組み合わせを含むコンピュータ・システムを用いて実現してもよい。

さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

１ イメージ除去受信装置
１０１、１０２ ミキサ
１０３ 複素フィルタ
１０４、１０５ ローパスフィルタ
１０６ 直交補償回路（希望信号用）
１０７〜１１０ ミキサ
１１１、１１２ 加算回路
１１３、１１４ ローパスフィルタ
１１５ 位相検出回路
１１６ 振幅検出回路
１１７ 制御回路
ＯＰ１〜ＯＰ４ オペアンプ
ＶＲ１〜ＶＲ４ 可変抵抗
ＶＣ１〜ＶＣ４ 可変容量
Ｒ１１〜Ｒ２２ 抵抗

Claims (9)

1. 無線信号をダウンコンバートし、第１の同相信号及び第１の直交信号を生成する直交ミキサと、
   正の周波数領域と負の周波数領域との間で非対称な周波数利得特性を有し、前記第１の直交信号及び前記第１の同相信号に含まれるイメージ信号を希望信号に比べて抑圧するよう構成された複素フィルタと、
   前記複素フィルタの後段に配置され、前記複素フィルタにより前記イメージ信号が抑圧された第２の同相信号及び第２の直交信号の間における前記希望信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号を補正するよう構成された直交補償回路と、
   前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号の間における前記イメージ信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記複素フィルタに含まれる素子の素子特性を調整する制御部と、
   を備える受信装置。
2. 前記複素フィルタは、前記制御部によって調整可能な少なくとも１つの可変抵抗素子および少なくとも１つの可変容量素子を備える、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記複素フィルタは、
   第１の反転入力端子、第１の非反転入力端子、第１の反転出力端子、及び第１の非反転出力端子を備える第１のオペアンプと、
   第２の反転入力端子、第２の非反転入力端子、第２の反転出力端子、及び第２の非反転出力端子を備える第２のオペアンプと、
   をさらに備え、
   前記第１の反転出力端子と前記第２の非反転入力端子の間、前記第１の非反転出力端子と前記第２の反転入力端子の間、前記第２の反転出力端子と前記第１の反転入力端子の間、及び前記第２の非反転出力端子と前記第１の非反転入力端子の間がそれぞれフィードバック接続されており、
   前記複数の可変抵抗素子は、第１乃至第４の可変抵抗素子を備え、
   前記複数の可変容量素子は、第１乃至第４の可変容量素子を備え、
   前記第１の可変容量素子は、前記第１の反転入力端子と前記第１の非反転出力端子の間に接続され、
   前記第２の可変容量素子は、前記第１の非反転入力端子と前記第１の反転出力端子の間に接続され、
   前記第３の可変容量素子は、前記第２の反転入力端子と前記第２の非反転出力端子の間に接続され、
   前記第４の可変容量素子は、前記第２の非反転入力端子と前記第２の反転出力端子の間に接続され、
   前記第１乃至第４の可変抵抗素子は、前記第１の反転入力端子、前記第１の非反転入力端子、前記第２の反転入力端子、及び前記第２の非反転入力端子の前段にそれぞれ配置されている、
   請求項２に記載の受信装置。
4. 前記複素フィルタは、
   第１の反転入力端子、第１の非反転入力端子、第１の反転出力端子、及び第１の非反転出力端子を備える第１のオペアンプと、
   第２の反転入力端子、第２の非反転入力端子、第２の反転出力端子、及び第２の非反転出力端子を備える第２のオペアンプと、
   をさらに備え、
   前記第１の反転出力端子と前記第２の非反転入力端子の間、前記第１の非反転出力端子と前記第２の反転入力端子の間、前記第２の反転出力端子と前記第１の反転入力端子の間、及び前記第２の非反転出力端子と前記第１の非反転入力端子の間がそれぞれフィードバック接続されており、
   前記複数の可変抵抗素子は、第１乃至第４の可変抵抗素子を備え、
   前記複数の可変容量素子は、第１乃至第４の可変容量素子を備え、
   前記第１の可変抵抗素子及び前記第１の可変容量素子は、前記第１の反転入力端子と前記第１の非反転出力端子の間に接続され、
   前記第２の可変抵抗素子及び前記第２の可変容量素子は、前記第１の非反転入力端子と前記第１の反転出力端子の間に接続され、
   前記第３の可変抵抗素子及び前記第３の可変容量素子は、前記第２の反転入力端子と前記第２の非反転出力端子の間に接続され、
   前記第４の可変抵抗素子及び前記第４の可変容量素子は、前記第２の非反転入力端子と前記第２の反転出力端子の間に接続されている、
   請求項２に記載の受信装置。
5. 前記複素フィルタ回路と前記直交補償回路の間、又は前記直交補償回路の後段に配置され、前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号に対して位相シフト演算、及び加算又は減算を行うことにより、前記イメージ信号をさらに抑圧するイメージ抑圧回路をさらに備える請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
6. 前記直交ミキサ及び前記イメージ抑圧回路は、ウィーバー方式またはハートレー方式の回路構成を有する、請求項５に記載の受信装置。
7. 前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号の間における前記イメージ信号の位相差を検出する位相検出回路をさらに備える、請求項１〜６のいずれか１項に記載の受信装置。
8. 請求項１に記載の受信装置におけるイメージ除去方法であって、
   疑似的な希望信号を前記受信装置に入力した状態で、前記希望信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記直交補償回路による調整を少なくとも１回行い、
   疑似的なイメージ信号を前記受信装置に入力した状態で、前記イメージ信号の位相差誤差及び振幅誤差を打ち消すように、前記制御部による前記複素フィルタに対する調整を少なくとも１回行う、
   イメージ除去方法。
9. 前記直交補償回路による少なくとも１回の調整と前記制御部による前記複素フィルタに対する少なくとも１回の調整を、
   ・前記直交補償回路による第１の調整、
   ・前記制御部による前記複素フィルタに対する第２の調整、および
   ・前記第２の調整によって生じた前記希望信号の振幅誤差を打ち消すための前記直交補償回路による第３の調整、
   の順序で行うことを特徴とする請求項８に記載のイメージ除去方法。

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