JP5633191B2 - 周波数変換回路、周波数変換方法及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、高周波信号或いはイメージ信号に局部発振信号を乗算して中間周波数の信号に変換する周波数変換回路等に関する。

スーパーへテロダイン方式の無線通信装置では、ミキサを用いて、高周波信号である受信信号に、装置内部の発振器で生成した局部発振信号（ローカル信号）を乗算（合成）して中間周波数の信号（ＩＦ信号）に変換（ダウンコンバート）する周波数変換が行われる。

この周波数変換を行うことで生じるイメージ信号（局部発振信号の周波数を中心として受信希望信号の周波数と対称の位置の周波数の信号）の除去として、例えばポリフェーズフィルタを用いた方法がある。具体的には、受信信号を移相（信号の位相を変化させること）して互いに位相が９０度異なる２つの信号を生成し、それぞれに局部発振信号を乗算することで、受信信号を中間周波数の信号に変換するとともに、９０度の位相差をもつ直交信号（Ｉ，Ｑ信号）に変換し、変換した直交信号をポリフェーズフィルタに通過させることで、イメージ信号を除去（キャンセル）する。

イメージ信号の除去を良好に行うためには、位相差が正確に９０度となるよう受信信号を移相する必要があるが、実際には、移相回路の回路素子のばらつきなどによって、位相差が正確に９０度とならないことがある。そこで、特許文献１に開示されている移相回路では、入力された高周波信号を±４５度移相した二つの出力信号の位相差が正確に９０度となるよう、位相検出器によって移相器の可変抵抗が制御される。

特表２００１−５２４７７０号公報

しかしながら、上述の特許文献１の移相回路では、回路動作中、常に位相検出器を動作させて移相器の可変抵抗を可変制御するため、位相検出器の動作による電力消費が生じるという問題がある。

ところで、ＩＦ信号への周波数変換を行う場合には、受信信号の周波数から中間周波数だけ離れた周波数の局部発振信号を用いるのが一般的である。しかし、受信信号が高周波になればなるほど、局部発振信号も高周波となるため、局部発振器の電力消費が大きくなる。そこで、局部発振器の電力消費を低減させるため、必要な局部発振信号の周波数の１／Ｎの発振周波数の局部発振器を用いて、受信信号の周波数と局部発振信号の第Ｎ高調波との差周波数の信号を得るサブハーモニックミキサを用いる方式が知られている。

サブハーモニックミキサを用いた周波数変換回路では、消費電力を低減しつつ、充分なイメージ信号の除去をするため、移相器を使用しないウェーバー型回路やハートレイ形回路が用いられる。この場合、局部発振信号の直交信号（Ｉ，Ｑ信号）を用いるが、この直交信号は、局部発振器の発振信号を分周して作るため、局部発振器の発振周波数を必要な局部発振信号の周波数の２倍以上に設定する必要があり、結局、局部発振器の消費電力が増大する。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、サブハーモニックミキサを用いた周波数変換回路において、充分なイメージ信号の除去を行いつつ、消費電力の低減を図ることを目的としている。

上記課題を解決するための第１の形態は、高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換回路であって、前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成する移相部と、前記第１高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第１ミキサ部と、前記第２高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第２ミキサ部と、前記第１ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第１フィルタ部と、前記第２ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第２フィルタ部と、前記第１フィルタ部及び前記第２フィルタ部それぞれの出力信号からイメージ信号を除去するイメージ信号除去回路部と、所定のタイミングで、前記イメージ信号除去回路部の出力信号に基づいて、前記移相部による高周波信号の移相量を調整する移相量調整部とを備えた周波数変換回路である。

また、他の形態として、高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換方法であって、前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成することと、前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号それぞれに、前記局部発振信号を乗算することと、前記乗算された信号それぞれから、前記中間周波数の信号成分を抽出することと、前記抽出された信号それぞれからイメージ信号を除去することと、前記除去後の信号に基づいて、前記第１高周波信号及び第２高周波信号を生成する際の高周波信号の移相量を調整することとを含む周波数変換方法を構成することとしても良い。

この第１の形態等によれば、高周波信号を移相して位相差が９０度となる第１高周波信号及び第２高周波信号を生成し、その第１高周波信号及び第２高周波信号それぞれに局部発振信号を乗算して中間周波数の信号に変換する周波数変換において、変換した中間周波数の信号成分からイメージ信号を除去した後の信号をフィードバックして、先の第１高周波信号及び第２高周波信号を生成する際の高周波信号の移相量が調整される。これにより、移相部を実現する回路素子のばらつきの影響を受けることなく、充分なイメージ信号の除去が実現される。更に、移相量の調整は、所定時間間隔などの所定にタイミングで行うため、周波数変換回路の動作中、常に行う必要が無く、消費電力の低減を図ることができる。

第２の形態として、第１の形態の周波数変換回路であって、前記第１フィルタ部は、前記第１ミキサ部の出力信号から、前記第１高周波信号の周波数と前記局部発振信号の高調波の周波数との差である周波数の信号を、前記中間周波数の信号として抽出し、前記第２フィルタ部は、前記第２ミキサ部の出力信号から、前記第２高周波信号との周波数と前記局部発振信号の高調波の周波数との差である周波数の信号を、前記中間周波数の信号として抽出する周波数変換回路を構成しても良い。

この第２の形態等によれば、位相差が９０度となる第１高周波信号及び第２高周波信号それぞれに局部発振信号を乗算した信号それぞれから、高周波信号の周波数と局部発振信号の高調波の周波数との差である周波数の信号が、中間周波数の信号として抽出される。つまり、いわゆる、サブハーモニックミキサを用いた周波数変換回路を実現でき、局部発振信号を生成する局部発振器の発振周波数を低くして消費電力の更なる低減を図れる。

第３の形態として、第１又は第２の形態の周波数変換回路であって、前記移相量調整部は、前記移相部による移相量を徐々に変化させながら、前記イメージ信号除去回路部の出力信号のノイズフロアが最小となる移相量に調整する周波数変換回路を構成しても良い。

この第３の形態等によれば、高周波信号に対する移相量の調整は、高周波信号の移相量を徐々に変化させながら、イメージ信号の除去後の信号のノイズフロアが最小となる移相量にすることで実現される。

第４の形態として、第１又は第２の形態の周波数変換回路であって、前記イメージ信号を生成するイメージ信号生成部と、前記移相部が移相する信号を、前記高周波信号及び前記イメージ信号の何れかに切り替える信号切替部とを更に備え、前記信号切替部により前記イメージ信号に切り替えられた場合には、前記移相部が、前記イメージ信号生成部によって生成されたイメージ信号を移相することによって、第１イメージ信号、及び、前記第１イメージ信号との位相差が９０度となる第２イメージ信号を生成し、前記第１ミキサ部が、前記第１イメージ信号に前記局部発振信号を乗算し、前記第２ミキサ部が、前記第２イメージ信号に前記局部発振信号を乗算し、前記移相量調整部が、前記移相部による移相量を徐々に変化させながら、前記イメージ信号除去回路部の出力信号のレベルが最小となる移相量に調整する周波数変換回路を構成しても良い。

この第４の形態等によれば、
高周波信号に対する移相量の調整は、高周波信号から、回路内で生成したイメージ信号に切り替えて、このイメージ信号を移相して位相差が９０度となる第１イメージ信号及び第２イメージ信号を生成し、イメージ信号の移相量を徐々に変化させながら、イメージ信号の除去後の信号のレベルが最小となる移相量を判断することで実現される。つまり、イメージ信号が最大限に除去されるときの移相量を判断することができる。

また、第５の形態として、第１〜第４の何れかの形態の周波数変換回路であって、前記移相部は、抵抗及びコンデンサを含むＲＣフィルタを有し、前記移相量調整部は、前記抵抗値、及び、前記コンデンサ容量の少なくとも何れかを可変することで、前記移相量を調整する周波数変換回路を構成しても良い。

また、第６の形態として、第１〜第５の何れかの形態の周波数変換回路であって、前記高周波信号は、測位用衛星が発信する衛星信号である周波数変換回路を構成しても良い。

更に、第８の形態として、第１〜第６の何れかの形態の周波数変換回路を有する電子機器を構成しても良い。

ＧＰＳ受信装置の構成図。 周波数変換部の構成図。 タイミングテーブルのデータ構成例。 ベースバンド部が実行する処理のフローチャート。 周波数変換回路の他の構成図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、以下では、本発明を、測位用衛星の一種であるＧＰＳ（Global Positioning System）衛星から発信されているＧＰＳ衛星信号を受信するＧＰＳ受信装置に適用した場合を説明するが、本発明の適用可能な実施形態がこれに限定されるものではない。

［構成］
図１は、本実施形態におけるＧＰＳ受信装置１のブロック構成図である。図１に示すように、ＧＰＳ受信装置１は、ＧＰＳアンテナ１０と、ＲＦ（Radio Frequency）受信回路部２０と、ベースバンド部４０（移相量調整部）とを備えて構成される。

ＧＰＳアンテナ１０は、測位用衛星の一種であるＧＰＳ衛星から発信されているＧＰＳ衛星信号を含むＲＦ信号を受信する。なお、ＧＰＳ衛星信号は、ＧＰＳ衛星毎に異なる拡散符号の一種であるＰＲＮ（Pseudo Random Noise）コードで直接スペクトラム拡散方式により変調された１．５７５４２［ＧＨｚ］の通信信号である。ＰＲＮコードは、コード長１０２３チップを１フレームとする繰り返し周期１［ｍｓ］の疑似ランダム雑音符号である。

ＲＦ受信回路部２０は、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ２１と、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２２と、周波数変換部３０と、増幅部２３と、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２４とを有する。

ＳＡＷフィルタ２１は、バンドパスフィルタであり、ＧＰＳアンテナ１０で受信されたＲＦ信号（受信信号、高周波信号）に対して、所定帯域の信号を通過させ帯域外の周波数成分を遮断する。ＬＮＡ２２は、低雑音アンプであり、ＳＡＷフィルタ２１から出力されたＲＦ信号を増幅する。

周波数変換部３０は、ＬＮＡ２２から出力されたＲＦ信号に、その周波数Ｆ_ＲＦの略１／Ｎの周波数Ｆ_Ｌｏの局部発振信号Ｌｏを合成して、該ＲＦ信号を周波数｜Ｆ_ＲＦ−Ｆ_Ｌｏ×Ｎ｜の中間周波数信号（ＩＦ信号）に変換するサブハーモニック方式の周波数変換を行う。但し、「Ｎ」は１以上の整数である。また、この周波数変換部３０とベースバンド部４０とによって「周波数変換回路」を構成する。

増幅部２３は、周波数変換部３０から出力されたＩＦ信号を増幅する。ＡＤＣ２４は、増幅部２３から出力されたアナログ信号であるＩＦ信号を、デジタル信号に変換する。

図２は、周波数変換部３０のブロック構成図である。図２に示すように、周波数変換部３０は、位相シフト回路３１（移相部）と、差動増幅回路３２ａ，３２ｂと、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）３３と、ミキサ３４ａ，３４ｂ（第１ミキサ部、第２ミキサ部）と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）３５ａ，３５ｂ（第１フィルタ部、第２フィルタ部）と、ＰＰＦ（ポリフェーズフィルタ）３６（イメージ信号除去回路部）とを有する。

位相シフト回路３１は、入力されるＲＦ信号の位相を変換し、その位相差が９０度となる一対の位相差受信信号（直交信号）ＲＦ１，ＲＦ２（第１高周波信号、第２高周波信号）を生成する。この位相シフト回路３１は、ＲＣフィルタ（ＨＰＦ（High Pass Filter）及びＬＰＦ）によって実現される。すなわち、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１を有して構成されるＬＰＦは、入力されるＲＦ信号の位相を４５度遅らせた信号ＲＦ１を生成し、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を有して構成されるＨＰＦは、入力されるＲＦ信号の位相を４５度進めた信号ＲＦ２を生成する。ここで、抵抗Ｒ２は可変抵抗であり、その抵抗値はベースバンド部４０によって可変制御される。

差動増幅回路３２ａ，３２ｂは、位相シフト回路３１から出力された信号ＲＦ１，ＲＦ２それぞれを、差動形式の信号に変換する。すなわち、差動増幅回路３２ａは、信号ＲＦ１の差動信号（原信号ＲＦ１_＋及びその反転信号ＲＦ１₋）を生成し、差動増幅回路３２ｂは、信号ＲＦ２の差動信号（原信号ＥＦ２_＋及びその反転信号ＲＦ２₋）を生成する。

ＰＬＬ３３は、受信されるＲＦ信号の周波数Ｆ_ＲＦの略１／Ｎの周波数Ｆ_Ｌｏの局部発振信号Ｌｏを生成する。より具体的には、｜Ｆ_ＲＦ−Ｆ_Ｌｏ×Ｎ｜＝中間周波数Ｆ_ＩＦ、を満たす周波数Ｆ_Ｌｏでなる局部発振信号Ｌｏを生成する。ＧＰＳ受信装置１では、ＧＰＳ衛星信号という１波のみを受信するため、ＰＬＬ３３が生成する信号も１波のみで良い。このため、高精度の周波数を、少ない電力消費で生成することができる。

ミキサ３４ａ，３４ｂは、差動増幅回路３２ａ，３２ｂそれぞれから出力された信号に対して、ＰＬＬ３３によって生成された局部発振信号Ｌｏを乗算（合成）する。このミキサ３４ａ，３４ｂは、例えば、ギルバート・セル・ミキサで実現される。すなわち、ミキサ３４ａは、差動増幅回路３２ａから出力された信号ＲＦ１の差動信号（原信号ＲＦ１_＋及び反転信号ＲＦ１₋）それぞれに、局部発振号信号Ｌｏを乗算（合成）した信号（Ｉ信号）を生成する。また、ミキサ３４ｂは、差動増幅回路３２ｂから出力された信号ＲＦ２の差動信号（原信号ＲＦ２_＋及び反転信号ＲＦ２₋）それぞれに、局部発振信号Ｌｏを乗算（合成）した信号（Ｑ信号）を生成する。

また、ミキサ３４ａ，３４ｂは、サブハーモニックミサとして用いるため、このミキサ３４ａ，３４ｂそれぞれから出力される信号（Ｉ，Ｑ信号）には、ＲＦ信号と局部発振信号Ｌｏの第Ｎ高調波との差である周波数｜Ｆ_ＲＦ−Ｆ_Ｌｏ×Ｎ｜の信号が含まれている。

ＬＰＦ３５ａ，３５ｂは、それぞれ、ミキサ３４ａ，３４ｂから出力される信号に対して、ＲＦ信号と局部発振信号Ｌｏの第Ｎ高調波との差である周波数｜Ｆ_ＲＦ−Ｆ_Ｌｏ×Ｎ｜の成分を含む低帯域の信号を通過させ、帯域外の周波数成分を遮断する。このＬＰＦ３５ａ，３５ｂにより、ミキサ３４ａ，３４ｂそれぞれの出力信号から希望のＩＦ信号が抽出される。すなわち、ＬＰＦ３５ａによってＩＦ信号の同相成分信号（Ｉ信号）が抽出され、ＬＰＦ３５ｂによってＩＦ信号の直交成分信号（Ｑ信号）が抽出される。

ＰＰＦ３６は、ＬＰＦ３５ａ，３５ｂから出力されたＩＦ信号からイメージ信号を除去する。このＰＰＦ３６は、４相のＲＣフィルタであり、位相が９０度ずつずれた４つの信号が入力される。すなわち、ＬＰＦ３５ａからＩ信号の差動信号Ｉ_＋，Ｉ₋が入力され、ＬＰＦ３５ｂからＱ信号の差動信号Ｑ_＋，Ｑ₋が入力される。

図１に戻り、ベースバンド部４０は、ＲＦ受信回路部２０から出力されたＩＦ信号に対する相関処理を行って、ＧＰＳ衛星信号を捕捉し、データを復号して航法メッセージや時刻情報を取り出し、疑似距離の算出演算や測位演算を行う。

また、ベースバンド部４０は、ＲＦ受信回路部２０から出力されるＩＦ信号（デジタル信号）をもとに、ＲＦ受信回路部２０におけるイメージ信号の除去効果が最大となるよう、位相シフト回路３１における可変抵抗Ｒ２を制御する移相量調整処理を行う。具体的には、例えば図３に一例を示すタイミングテーブル１００で定められた実行タイミングとなると、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を、例えば、現在の抵抗値を中心とした所定範囲内で徐々に変化させるとともに、可変抵抗Ｒ２を変化させている間、ＲＦ受信回路部２０から出力されるＩＦ信号（デジタル信号）のノイズフロア（雑音の最低レベル）を測定する。ＧＰＳ受信装置１は、周波数が決まったＧＰＳ衛星信号という１波のみを受信するため、ＩＦ信号のノイズフロアの周波数は予め決まる。このノイズフロアの周波数における信号強度を検出することで、ＩＦ信号のノイズフロアを測定する。そして、測定したノイズフロアが最も小さくなるときの可変抵抗Ｒ２の抵抗値に、可変抵抗Ｒ２を変更・設定する。

図４は、ベースバンド部４０における処理の流れを説明するフローチャートである。なお、図４では、本実施形態の特徴である位相シフト回路３１の移相量調整に関する処理のみを示している。

図４に示すように、先ず、タイミングテーブル１００で定められた実行タイミングとなったか否かを判断し、実行タイミングでないならば（ステップＳ１：ＮＯ）、実行タイミングとなるまで待機する。実行タイミングとなったならば（ステップＳ１：ＹＥＳ）、移相量調整処理を行う（ステップＳ３）。この移相量調整処理では、位相シフト回路３１における可変抵抗Ｒ２の抵抗値を、現在の抵抗値を中心とした所定範囲で変化させるとともに、ＲＦ受信回路部２０から出力されるＩＦ信号のノイズフロアを測定し、測定したノイズフロアが最小となる抵抗値を判断する。その後、移相量調整処理において最適と判断した抵抗値に、可変抵抗Ｒ２を再設定する（ステップＳ５）。その後、ステップＳ１に戻り、同様の処理を繰り返す。

［作用・効果］
このように、本実施形態のＧＰＳ受信装置１では、所定タイミングで、位相シフト回路３１における移相量の調整が行われる。具体的には、位相シフト回路３１の可変抵抗Ｒ２の抵抗値を、例えば、現在の抵抗値を中心とする所定範囲内で徐々に変化させるとともに、そのときのＲＦ受信回路部２０から出力されるＩＦ信号のノイズフロアが最小となる可変抵抗Ｒ２の抵抗値が判断される。そして、可変抵抗Ｒ２が、その判断された抵抗値に変更・設定される。これにより、充分なイメージ信号の除去が実現されるとともに、ＰＬＬ３３の発振周波数を局部発振信号Ｌｏの周波数とすれば良いため、消費電力の効果的な低減を図れる。

［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。

（Ａ）可変抵抗Ｒ２
例えば、上述の実施形態では、位相シフト回路３１における抵抗Ｒ２を可変抵抗としてその抵抗値を変化させることにしたが、抵抗Ｒ１を可変抵抗としても良いし、或いは、コンデンサＣ１，Ｃ２の何れかを可変コンデンサとしても良い。

また、上述の実施形態では、抵抗Ｒ２を可変抵抗としその抵抗値を可変することにしたが、複数の抵抗を並列接続して全体として抵抗Ｒ２となる抵抗部を構成し、接続する抵抗を切り替えることで、全体の抵抗値を可変することにしても良い。なお、抵抗Ｒ１、或いは、コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれについても同様に、抵抗部やコンデンサ部を構成しても良い。

（Ｂ）移相量の調整
また、ＲＦ受信回路部２０で除去したいイメージ周波数の信号（イメージ信号）を生成し、このイメージ信号を、受信信号に替えてＲＦ受信回路部２０に入力したときの出力信号の信号レベルが最小となる抵抗Ｒ２の抵抗値を判断することにしても良い。

具体的には、図５に示すように、周波数変換部３０が、更に、逓倍器３７（イメージ信号生成部）と、切替スイッチ３８（信号切替部）とを備えるように構成する。なお、図５において、上述の周波数変換部３０（図２参照）と同一の構成要素については同符号を伏し、詳細な説明を省略する。

逓倍器３７は、ＰＬＬ３３により生成された局部発振信号Ｌｏを逓倍／分周し、除去したいイメージ周波数の信号（イメージ信号）を生成する。

切替スイッチ３８は、ＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチであり、入力側は、ＬＮＡ２２の出力端子、或いは、逓倍器３７の出力端子に切替可能に接続され、出力側は、位相シフト回路３１の入力端子に接続されている。この切替スイッチ３８の切り替えは、ベースバンド部４０によって制御される。すなわち、移相量の調整を行わないとき（通常時）はＬＮＡ２２側に接続され、移相量の調整を行うときは逓倍器３７側に接続される。

そして、ベースバンド部４０は、移相量調整処理では、先ず、切替スイッチ３８の入力を逓倍器３７側に切り替える。次いで、位相シフト回路３１の可変抵抗Ｒ２の抵抗値を徐々に変化させ、このときの周波数変換部３０からの出力信号の信号レベルが最小となる可変抵抗Ｒ２の抵抗値を判断する。そして、可変抵抗Ｒ２を、判断した抵抗値に変更・設定する。その後、切替スイッチ３８の入力を、ＧＰＳアンテナ１０側に切り替える。

また、この場合も同様に、抵抗Ｒ２ではなく、抵抗Ｒ１を可変抵抗としても良いし、或いは、コンデンサＣ１，Ｃ２の何れかを可変コンデンサとしても良い。更に、抵抗Ｒ１，Ｒを、複数の抵抗を並列接続した抵抗部として構成しても良いし、コンデンサＣ１，Ｃ２を、複数のコンデンサを直列接続したコンデンサ部として構成しても良い。

（Ｃ）移相量調整処理の実行タイミング
また、上述の実施形態では、タイミングテーブル１００（図３参照）で定められる移相量調整処理の実行タイミングは、「ＧＰＳ受信装置１の起動時、及び、起動から１５分間隔」としたが、「起動時」のみとしても良いし、実行間隔は１５分間隔に限らず何分間隔でも良いし、更には、例えば、「起動時、起動から３０分後、４５分後」といったように、実行間隔を一定としなくとも良い。

（Ｄ）適用例
また、本発明は、ＧＰＳ受信装置のほか、パーソナル・コンピュータ等の各種電子機器に適用することが可能である。

１ ＧＰＳ受信装置、１０ ＧＰＳアンテナ、２０ ＲＦ受信回路部、
２１ ＳＡＷフィルタ、２２ ＬＮＡ、２３ 増幅部、２４ ＡＤＣ、
３０ 周波数変換部、３１ 位相シフト回路、３２ａ，３２ｂ 差動増幅回路、
３３ ＰＬＬ、３４ａ，３４ｂ ミキサ、３５ａ，３５ｂ ＬＰＦ、３６ ＰＰＦ、
３７ 逓倍器、３８ 切替スイッチ、４０ ベースバンド部

Claims (7)

1. 高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換回路であって、
   前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成する移相部と、
   前記第１高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第１ミキサ部と、
   前記第２高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第２ミキサ部と、
   前記第１ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第１フィルタ部と、
   前記第２ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第２フィルタ部と、
   前記第１フィルタ部及び第２フィルタ部それぞれの出力信号からイメージ信号を除去するイメージ信号除去回路部と、
   前記イメージ信号除去回路部の出力信号に基づいて、前記移相部による高周波信号の移相量を調整する移相量調整部であって、前記移相部による移相量を徐々に変化させながら、前記イメージ信号除去回路部の出力信号のノイズフロアが最小となる移相量に調整する移相量調整部と、
   を備えた周波数変換回路。
2. 高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換回路であって、
   前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成する移相部と、
   前記第１高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第１ミキサ部と、
   前記第２高周波信号に、前記局部発振信号を乗算する第２ミキサ部と、
   前記第１ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第１フィルタ部と、
   前記第２ミキサ部の出力信号から、前記中間周波数の信号成分を抽出する第２フィルタ部と、
   前記第１フィルタ部及び第２フィルタ部それぞれの出力信号からイメージ信号を除去するイメージ信号除去回路部と、
   前記イメージ信号除去回路部の出力信号に基づいて、前記移相部による高周波信号の移相量を調整する移相量調整部と、
   前記イメージ信号を生成するイメージ信号生成部と、
   前記移相部が移相する信号を、前記高周波信号及び前記イメージ信号の何れかに切り替える信号切替部と、
   を備え、
   前記信号切替部により前記イメージ信号に切り替えられた場合には、
   前記移相部が、前記イメージ信号生成部によって生成されたイメージ信号を移相することによって、第１イメージ信号、及び、前記第１イメージ信号との位相差が９０度となる第２イメージ信号を生成し、
   前記第１ミキサ部が、前記第１イメージ信号に前記局部発振信号を乗算し、
   前記第２ミキサ部が、前記第２イメージ信号に前記局部発振信号を乗算し、
   前記移相量調整部が、前記移相部による移相量を徐々に変化させながら、前記イメージ信号除去回路部の出力信号のレベルが最小となる移相量に調整する、
   周波数変換回路。
3. 前記移相部は、抵抗及びコンデンサを含むＲＣフィルタを有し、
   前記移相量調整部は、前記抵抗値、及び、前記コンデンサ容量の少なくとも何れかを変更することで、前記移相量を調整する、
   請求項１又は２に記載の周波数変換回路。
4. 前記高周波信号は、測位用衛星が発信する衛星信号である、
   請求項１〜３の何れか一項に記載の周波数変換回路。
5. 高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換方法であって、
   前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成することと、
   前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号それぞれに、前記局部発振信号を乗算することと、
   前記乗算された信号それぞれから、前記中間周波数の信号成分を抽出することと、
   前記抽出された信号それぞれからイメージ信号を除去することと、
   前記除去後の信号に基づいて、前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を生成する際の高周波信号の移相量を調整することであって、前記移相量を徐々に変化させながら、前記除去後の信号のノイズフロアが最小となる移相量に調整することと、
   を含む周波数変換方法。
6. 高周波信号に局部発振信号を乗算して、前記高周波信号を中間周波数の信号に変換する周波数変換方法であって、
   前記高周波信号を移相することによって、第１高周波信号、及び、前記第１高周波信号との位相差が９０度となる第２高周波信号を生成することと、
   前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号それぞれに、前記局部発振信号を乗算することと、
   前記乗算された信号それぞれから、前記中間周波数の信号成分を抽出することと、
   前記抽出された信号それぞれからイメージ信号を除去することと、
   前記除去後の信号に基づいて、前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を生成する際の高周波信号の移相量を調整することと、
   前記イメージ信号を生成することと、
   前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号を生成する際に移相する信号を、前記高周波信号及び前記イメージ信号の何れかに切り替えることと、
   を含み、
   前記切り替えによって前記イメージ信号に切り替えられた場合に、
   前記第１高周波信号及び前記第２高周波信号が、第１イメージ信号、及び、前記第１イメージ信号との位相差が９０度となる第２イメージ信号となり、
   前記移相量を調整することが、前記移相量を徐々に変化させながら、前記除去後の信号のレベルが最小となる移相量に調整することとなる、
   周波数変換方法。
7. 請求項１〜４の何れか一項に記載の周波数変換回路を有する電子機器。

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