JP4593430B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線システムにおける受信機及び携帯無線端末に係り、特に直交複調信号における同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分との振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチを複数の周波数で校正する技術に関する。

特許文献１は、低ＩＦ受信機において高精度のイメージ除去を行う為に、直交複調信号の位相及び振幅ミスマッチを検出し、その検出結果を用いてミスマッチを校正する技術について記載された文献である。特に、特許文献１の図６ＢにはＩＱミスマッチの補正回路の例が示されている。

ＵＳ２００５/００７０２３６ Ａ１

送信するデータを同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分とに分けた後、これらに互いに９０度位相が異なる搬送波を変調して無線周波数（以下「ＲＦ（Radio Frequency）」と略記する）帯の直交変調信号を生成する無線システムが携帯電話等で採用されている。

このような無線システムにおいて、近年では、従来のスーパーヘテロダイン方式に代わり、ＲＦ受信信号をＤＣ付近の低い、例えば１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの、中間周波数（以下「ＩＦ（Intermediate Frequency）」と略記する）に周波数変換した後に、ベースバンド信号を得る低ＩＦ受信方式が広く用いられるようになっている。この方式は、スーパーヘテロダイン方式に比べて外付け部品点数を減らすことでき、無線機を低コストで製造出来る。

低ＩＦ方式では、周波数ｆ_ＬＯのローカル信号を発生させる局部発振器（以下「ＬＯ（Local Oscillator）」）を用いて周波数がｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦのＲＦ受信信号をＩＦ ｆ_ＩＦに周波数変換する際に、ＬＯ周波数に対して受信信号と対称の関係にある周波数がｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦの妨害波（以下、イメージ信号）も同様に周波数ｆ_ＩＦに周波数変換され、受信信号に重畳するという問題が生じる。このような場合、一般的なフィルタでは、受信信号を劣化させることなくイメージ信号のみを減衰することが出来ない。

そこで、受信信号をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換する際にイメージ除去回路を用いると、イメージ信号の周波数を２ｆ_ＩＦとし、受信信号と重畳していたイメージ信号を分別することが出来る。

しかしながら、イメージ除去回路の入力信号におけるＩ、Ｑ成分の間に振幅と位相のミスマッチが存在するとイメージ除去の精度が低下する。

ここで、イメージ除去の精度をイメージ除去比ＩＲＲ（Image Rejection Ratio）で評価することにする。ＩＲＲは、次式（１）のとおり、受信信号とイメージ信号が同じ電力でイメージ除去回路に入力された時に、イメージ除去回路の出力における受信信号とイメージ信号との電力比で表され、更にＩＱ成分の振幅及び位相ミスマッチを用いて表現出来る。

ただし、イメージ除去回路への入力電力が、受信信号とイメージ信号とで同じであるとし、Ａ_mを振幅ミスマッチ、θ_mを位相ミスマッチとする。

現在の半導体プロセスにおいて、例えば５０ ｄＢ以上のＩＲＲが得られる精度にミスマッチを抑えつつ安価な集積回路（ＩＣ）を製造することは非常に困難である。よってイメージ信号の大きな無線システムにおいて低ＩＦ受信方式を適用する為には、直交複調信号におけるＩ成分とＱ成分のミスマッチを校正する回路が必要となる。

上記した特許文献１では、校正用のトーン信号を受信機に入力し、デジタル回路において直交複調信号におけるＩＱミスマッチを検出し、フィードバック回路を用いてミスマッチに対する補正係数を算出する方法が示されている。特許文献１の図６ＢにＩＱミスマッチの補正回路の一例が示されている。図６Ｂの校正回路は、４つの可変ゲインアンプによりＩＱの振幅と位相のミスマッチを校正する。

特許文献１に示される方法を簡略化すると、図２４のようになると考えられる。同図に示す従来のＩＱミスマッチ校正回路は、入力端子１９６、１９７、出力端子１９８、１９９、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１を含んで構成される。

同図において、受信機に入力された校正信号は、図示しないが受信機の直交複調ミキサによりＩ、Ｑ成分に分けられ、増幅回路やフィルタ回路を経て、ＡＤＣによりデジタル信号に変換される。この時、入力端子１９６、１９７に入力されるデジタル校正信号には、受信機の上記したＩ、Ｑ経路においてミスマッチが付加されている。上記デジタル校正信号はその後、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５に入力される。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５はＩ、Ｑ成分に１次変換を行うことによりＩＱのミスマッチを補正する。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５は可変ゲインアンプ２００〜２０３と、デジタル加算器２０４、２０５を含んで構成される。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５に入力されるＩ成分とＱ成分の信号をそれぞれＩ_ｉｎ、Ｑ_ｉｎとして、出力されるＩ成分とＱ成分の信号をそれぞれＩ_ｏｕｔ、Ｑ_ｏｕｔ、可変ゲインアンプ２０１、２０３、２０２、２００のゲインをそれぞれ補正係数ａ、ｂ、ｃ、ｄとする。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５の出力信号は、式（２）のように示される。

式（２）は、入力信号Ｉ_ｉｎ、Ｑ_ｉｎの間に振幅と位相のミスマッチが付加されていても、補正係数ａ、ｂ、ｃ、ｄを適切に選ぶことによりミスマッチを校正可能であることを示している。

振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５から出力されたデジタル校正信号は、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１に入力され、ＩＱミスマッチの検出と補正係数の算出が行われる。算出された補正係数は、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５にフィードバックされ、補正係数ａ、ｂ、ｃ、ｄが更新される。ミスマッチの検出と補正係数の更新を繰り返すことで正しい補正係数が検出される。ＩＱミスマッチの校正が行われた信号は、イメージ除去回路に入力されて高精度のイメージ除去が行われる。

上記で示した方法を用いると、ミキサやＰＧＡ、ＡＤＣ等の回路により発生する周波数に依存しないミスマッチを校正することが可能である。

しかし、例えばフィルタのＩＱミスマッチに代表されるように、周波数に依存するＩＱミスマッチが受信機内部で発生した場合、特許文献１に示される従来の校正方法では、高いＩＲＲでイメージ除去を行える周波数帯域を十分に取れない可能性がある。

図２５に、フィルタのミスマッチに対して、従来の振幅・位相ミスマッチ校正回路を用いてＩＱミスマッチを校正した場合の、ＩＲＲと周波数の関係を示す。ここで、フィルタのミスマッチは、３次のベッセルフィルタのカットオフ周波数にＩ、Ｑで２％のミスマッチが存在したものとし、周波数が−２００ｋＨｚとなる校正信号を用いて校正を行っている。なお、図２５において、周波数はイメージ信号帯域で校正していることを示す為にマイナス符号を付けている。図２５によると、校正前（実線）に比べて校正後（破線）は校正を行った周波数を中心に高いＩＲＲを示している。しかし、高いイメージ除去比を有する周波数帯域が狭く、ＩＦ２００ｋＨｚとした場合のＧＳＭ帯域（斜線部）で十分なＩＲＲが確保出来ず、ＧＳＭ規格を満たせない。

つまり、ＩＦ帯における校正信号の周波数近傍においては高いＩＲＲを期待できるが、周波数に依存するＩＱミスマッチが存在した場合、校正信号の周波数から離れるに従ってＩＲＲは劣化する。

低ＩＦ受信方式の場合、ＩＦ帯において受信信号と電力の大きな妨害波との周波数間隔が近くなる。そこで、妨害波によってＡＤＣのダイナミックレンジが飽和しないように、受信機のアナログＬＰＦのカットオフ周波数を受信信号帯域近傍に設定することがある。アナログフィルタにおいては、カットオフ周波数近傍で大きなＩＱミスマッチが生じる為、上記した問題が顕著に現れる。

本発明の目的は、低ＩＦ受信機において、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能な受信機及び携帯無線端末を提供することにある。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の受信機は、受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分及びＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、上記二つの復調出力の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットとを具備した受信機であって、前記位相・振幅校正ユニットは、上記直交ミキサ出力の所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が上記受信機に必要とされる規格を満足するように、上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成ることを特徴とする。

本発明によれば、複数の周波数においてＩＱミスマッチが校正される為、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能になる。

以下、本発明に係わる受信機、受信方法又は携帯無線端末の実施形態について、図面に示した幾つかの実施例を参照して更に詳細に説明する。

図１ないし図８で本発明の第１の実施例を説明する。本実施例は、低ＩＦ方式を採用した受信機に関するものである。
まず、図１に本発明の第１の実施例になる受信機の構成例を示す。同図に示す低ＩＦ受信機は、アンテナ１、校正信号源３、スイッチ４、直交ミキサ１９２、Ｉ成分信号経路１９３、Ｑ成分信号経路１９４、アナログ・デジタル変換器（以下「ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）」と略記する）１４、１５、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７、校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）３００及びフィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０を含んで構成されている。

本実施例は、校正信号源３、スイッチ４、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５、校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）３００及びフィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０を含むフィルタミスマッチ校正ユニットを具備している点に特徴がある。このフィルタミスマッチ校正ユニットは、以下詳細に説明するように、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６の入力の、所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が受信機に必要とされる規格を満足するように、複数の周波数の設定ポイントにて複数のイメージ除去比を設定する機能を備えている。これにより、上記所望の周波数帯域の範囲内全て上記規格を満足させるように構成されている。

本実施例の受信機では、Ｉ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４の間で生じ且つ周波数に依存するミスマッチを校正する為に受信前に動作する「フィルタミスマッチ校正モード」と、ＲＦ信号を受信してベースバンド信号に変換する「受信モード」の２つのモードのいずれかのモードに切り替えられる。

「フィルタミスマッチ校正モード」においては、校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）３００による制御の下で、校正信号源３から周波数ｆ_ｉの校正信号がスイッチ４に入力される。校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）３００は、オペレータの操作を受けて、受信機の「フィルタミスマッチ校正モード」における一連の校正動作を制御する機能を有する。ここでｉは、１≦ｉ≦Ｎの範囲の自然数であり、Ｎは校正を行う周波数の数である。Ｎは大きいほど全体の演算量と回路規模の増加を伴うが、受信機が例えばＧＳＭ規格に対応するものである場合この規格の周波数帯域に対応する複数の周波数ｆ_ｉの校正信号を用いてＩＱミスマッチを校正することで、周波数に依存するミスマッチを広帯域に校正出来る。

図２を用いて、校正信号の周波数ｆ_ｉについて説明する。図２において、横軸は周波数、縦軸は電力である。ローカル周波数ｆ_ＬＯに対して受信信号帯域１５８と対称となる周波数帯域をイメージ信号帯域１５７とする。ＲＦ帯の校正信号１５９の周波数ｆ_ｉはイメージ信号帯域１５７内、もしくはその近傍の周波数に設定する。ＲＦ帯の校正信号１５９は、前記直交ミキサによってＩＦ帯域１５６に周波数変換される。ＩＦ帯の校正信号１６０の周波数をｆ_ＩＦｉとする。ｆ_ＩＦｉは、ｆ_ＩＦｉ＝ω_ＩＦi/(２π)（ここで、ω_ＩＦi＜０）で示される周波数である。なお以下では、ローカル信号に対してｆ_ＩＦだけ高い周波数の信号を受信信号とし、ｆ_ＩＦだけ低い周波数の信号をイメージ信号とする。実際の低ＩＦ受信機においては受信信号をローカル信号に対してｆ_ＩＦだけ低い周波数の信号としても良く、その場合は受信信号とイメージ信号における周波数の関係を逆に考えれば良い。

図１に戻って、前記した周波数ｆ_ｉの校正信号はスイッチ４を介して、直交ミキサ１９２に入力される。ここで校正信号はＩＦ帯の周波数ｆ_ＩＦｉに周波数変換されると共に、Ｉ成分及びＩ成分に対して９０度位相差を有するＱ成分の信号に分けられる。

直交ミキサから出力されたＩ成分、及びＱ成分の校正信号はそれぞれＩ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４を介してＡＤＣ１４、１５に入力されてデジタル信号に変換される。Ｉ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４はそれぞれ少なくとも妨害波を除去する為のフィルタや受信信号電力を増幅する為のアンプを有している。直交ミキサ１９２、Ｉ成分信号経路１９３、Ｑ成分信号経路１９４、ＡＤＣ１４、１５において生じる回路の特性ばらつきにより校正信号にはＩ成分とＱ成分の間に振幅と位相のミスマッチが付加される。特にＩ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４におけるフィルタ回路のばらつきにより、周波数に依存した振幅と位相のミスマッチが付加される。

ＡＤＣ１４、１５から出力されるデジタル校正信号を基にフィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０で受信機のＩ成分とＱ成分間の振幅、位相ミスマッチを検出する。上記動作をＮ回繰り返すことにより、ＩＦ帯の複数の（Ｎ個の）周波数ｆ_ＩＦｉにおけるミスマッチを全て検出する。

さらに、検出されたミスマッチを基にタップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７でフィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５のタップ係数（周波数特性ｆ_ａ（ｚ）〜ｆ_ｄ（ｚ））を演算し、タップ係数を更新する。上記動作により前記複数の周波数の設定ポイントでそれぞれ除去比（ＩＲＲ）が設定される。

受信モードにおいては、ＲＦ受信信号がアンテナ１より受信され、スイッチ４を介して直交ミキサ１９２に入力される。直交ミキサ１９２においてＲＦ受信信号は、ＩＦに周波数変換されると共に、Ｉ成分及びＩ成分に対して９０度位相差を有するＱ成分の信号に分けられる。この時、受信信号と共にイメージ信号を受信していた場合、イメージ信号もＩＦに周波数変換される。

直交ミキサから出力されたＩ成分、及びＱ成分の受信信号とイメージ信号はそれぞれＩ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４を介してＡＤＣ１４、１５に入力されてデジタル信号に変換される。Ｉ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４はそれぞれ少なくとも妨害波を除去する為のフィルタや受信信号電力を増幅する為のアンプを有している。直交ミキサ１９２、Ｉ成分信号経路１９３、Ｑ成分信号経路１９４、ＡＤＣ１４、１５において生じる回路の特性ばらつきにより受信信号とイメージ信号にはＩ成分とＱ成分の間に振幅と位相のミスマッチが付加される。特にＩ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４におけるフィルタ回路のばらつきにより、周波数に依存した振幅と位相のミスマッチが付加される。

ＡＤＣ１４、１５から出力されるデジタル受信信号とイメージ信号は、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５に入力される。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５は、ｆ_ＩＦｉ毎にＩ、Ｑ成分に１次変換を行うことによりイメージ信号の周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正する。校正フィルタ２０７、２０９、２０８、２０６はそれぞれ、
ｆ_ａ（ｚ）、ｆ_ｂ（ｚ）、ｆ_ｃ（ｚ）、ｆ_ｄ（ｚ）の周波数特性を有している。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５に入力されるＩ成分とＱ成分の信号をそれぞれＩ_ｉｎｚ、Ｑ_ｉｎｚとして、出力されるＩ成分とＱ成分の信号をそれぞれＩ_ｏｕｔｚ、Ｑ_ｏｕｔｚとすると、Ｉ_ｏｕｔｚ、Ｑ_ｏｕｔｚは、式（３．１）のように示される。

式（３．１）は、入力信号Ｉ_ｉｎｚ、Ｑ_ｉｎｚの間に周波数に依存する振幅と位相のミスマッチが付加されていても、校正フィルタの周波数特性ｆ_ａ（ｚ）、ｆ_ｂ（ｚ）、ｆ_ｃ（ｚ）、ｆ_ｄ（ｚ）を適切に選ぶことにより、周波数に依存するミスマッチの校正が可能であることを示している。

受信モードでは、既に「フィルタミスマッチ校正モード」においてイメージ信号周波数帯の複数の周波数の設定ポイントｆ_ＩＦｉにて、それぞれミスマッチが零となるように校正フィルタの周波数特性が設定されている。その為、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５から出力されるイメージ信号のミスマッチは、周波数の設定ポイントｆ_ＩＦｉ毎においてそれぞれゼロとなる。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５から出力される受信信号とイメージ信号は、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６に入力される。イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６により、受信信号はベースバンド周波数に周波数変換され、イメージ信号は減衰される。

次に図３及び図４(図４Ａ、図４Ｂ)により、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６の構成例及びイメージ除去回路の基本動作を説明する。

図３において、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６は、デジタル乗算器１４５〜１４８、デジタル９０度位相器１４９、デジタル加算器１５０、デジタル減算器１５１、ＬＰＦ１５２、１５３、デジタル発振器１４４、入力端子１４２、１４３、出力端子１５４、１５５により構成される。

このイメージ除去回路（ＩＲＣ）２６の入力端子１４２、１４３にそれぞれ下記の式（４．１）及び式（４．２）で示される、位相と振幅ミスマッチのない理想的な直交複調信号Ｉ_ＩＦとＱ_ＩＦが入力されたとする。

ここで、Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）をそれぞれ受信信号とイメージ信号の変調信号成分、α、βをそれぞれ受信信号とイメージ信号のキャリア成分の位相、ω_ＩＦをＩＦ角周波数、ｔを時間とする。

式（４．１）と式（４．２）は、受信信号とイメージ信号が、図４Ａに示されるように、同一の周波数帯に存在していることを示している。

一方、デジタル発振器１４４は、ＩＦのトーン信号ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ）を発生し、
デジタル乗算器１４５、１４８に出力する。デジタル９０度位相器１４９は、デジタル発振器１４４の出力を受けて、９０度位相の異なるｓｉｎ（ω_ＩＦｔ）を発生させ、乗算器１４６、１４７に出力する。乗算器１４５と１４７の出力は、デジタル加算器１５０によって加算され、同様に、乗算器１４６と１４８の出力は、デジタル減算器１５１によって減算される。

よって、デジタル加算器１５０とデジタル減算器１５１の出力は、次の式（４．３）及び式（４．４）のＩ_Ｂ，Ｑ_Ｂで示される。

式（４．３）と式（４．４）は、図４Ｂに示されるように、受信信号がベースバンド周波数に、イメージ信号がＩＦの２倍の周波数に周波数変換されたことを意味している。更に、ＬＰＦ１５２、１５３を用いてチャネルフィルタリングを行うことで、次の式（４．５）及び式（４．６）に示されるようにイメージ信号を減衰して受信信号のみを得ることが出来る。

低ＩＦ方式では、周波数ｆ_ＬＯのローカル信号を発生させるＬＯを用いて周波数がｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦのＲＦ受信信号１２９をＩＦ ｆ_ＩＦに周波数変換する際に、図４Ａに示すように、ＬＯ周波数に対して受信信号１２９と対称の関係にある周波数がｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦのイメージ信号１３０も同様に周波数ｆ_ＩＦに周波数変換され、受信信号１２９に重畳するという問題が生じる。一般的なフィルタでは、受信信号１２９を劣化させることなくイメージ信号１３０のみを減衰することが出来ない。

そこで、受信信号１２９をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換する際にイメージ除去回路を用いると、図４Ｂのように、イメージ信号１３０の周波数を２ｆ_ＩＦとし、受信信号１２９と重畳していたイメージ信号１３０を分別することが出来る。更にベースバンド周波数が通過域に、２ｆ_ＩＦが減衰域となるように低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ（Low-Pass Filter）」と略記する）の周波数特性１３１を設定することにより、イメージ信号１３０を減衰し、受信信号１２９のみを取り出すことが出来る。

位相と振幅ミスマッチのない理想的な直交複調信号がイメージ除去回路（ＩＲＣ）２６に入力された場合、上記の様に受信信号とイメージ信号を完全に分離することが可能である。しかし、Ｉ、Ｑ成分の間に振幅と位相のミスマッチが存在すると、イメージ除去回路２６における受信信号とイメージ信号との分離が不完全になり、通信品質の劣化、例えばＢＥＲ（Bit Error Rate）の低下を招く。

ここで、ＩＲＲと振幅ミスマッチ、位相ミスマッチの関係をそれぞれ図５Ａ、図５Ｂに示す。図５Ａは位相ミスマッチがないとした場合のＩＲＲと振幅ミスマッチの関係を示し、図５Ｂは振幅ミスマッチがないとした場合のＩＲＲと位相ミスマッチの関係を示す。図５Ａ、図５Ｂは、振幅、位相ミスマッチによってＩＲＲが低下することを示している。例えば携帯電話のＧＳＭ（Global System for Mobile communications）規格から類推すると、ＩＦを２００ｋＨｚとした時、５０ｄＢ以上のＩＲＲが必要であり、このとき振幅のミスマッチは（位相ミスマッチがないとした場合）約０．６％以下、位相のミスマッチは（振幅ミスマッチがないとした場合）約０．４度以下でなければならない。

図１に示す低ＩＦ受信機において、このようなＩＱ成分のミスマッチは、直交ミキサ１９２、Ｉ成分信号経路１９３やＱ成分信号経路１９４の帯域通過フィルタ（以下「ＢＰＦ（Band-Pass Filter）」と略記する）、Ｉ成分信号経路１９３やＱ成分信号経路１９４の可変増幅器（以下「ＰＧＡ（Programmable Gain AmplＩＦier）」と略記する）、ＡＤＣ１４、１５といったアナログ回路の製造ばらつきや温度特性により発生する。

このように、イメージ除去回路の入力信号におけるＩ、Ｑ成分の間に、振幅と位相のミスマッチが存在するとイメージ除去の精度が低下する要因となる。

本実施例によれば、フィルタミスマッチ校正回路によりイメージ信号の周波数帯域内の複数の周波数の設定ポイントにてＩＱミスマッチが検出され、いずれの設定ポイントでも所定値、例えば５０ ｄＢ以上のＩＲＲを確保するように校正されるので、このような不具合は生じない。すなわち、フィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０は、これら二つ（Ｉ成分及びＱ成分）の復調出力の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを検出する。なお、直交ミキサ１９２から出力された受信信号とイメージ信号は、Ｉ成分信号経路１９３とＱ成分信号経路１９４を介してＡＤＣ１４、１５に入力されてデジタル信号に変換される。この間にも、上記したように、Ｉ、Ｑ成分に周波数に依存した振幅と位相のミスマッチが発生する可能性がある。そこで、振幅ミスマッチと位相ミスマッチは、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６の二つの入力端間で(換言すると、ＡＤＣも含めたＩ成分信号経路およびＱ成分信号経路の出力信号を)検出するのが望ましい。

図６(図６Ａ、図６Ｂ)に本実施例のフィルタミスマッチ校正回路の動作を示す。
図６Ａは、フィルタミスマッチ校正回路の出力におけるＩＱの振幅ミスマッチと周波数の例を示している。破線は校正前の特性の例、実線は校正後の特性の例を示している。本実施例では、フィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０による検出結果に基づき、複数の周波数の設定ポイントで、いずれも所定値以上のＩＲＲを確保するように、フィルタミスマッチ校正回路１９５による校正を行う。このように、校正フィルタの周波数特性を適切に選択することにより、ｆ_ＩＦｉにおいて振幅ミスマッチを零にする。

図６Ｂは、フィルタミスマッチ校正回路の出力におけるＩＱの位相ミスマッチと周波数の例を示している。破線は校正前の特性の例、実線は校正後の特性の例を示している。図６Ａと同様に、複数の校正信号ｆ_ｉにより、複数の設定ポイントにおいて、校正を行う。校正フィルタの周波数特性を適切に選択することにより、ｆ_ＩＦｉにおいて位相ミスマッチを零にする。

イメージ除去回路の動作原理及び、ＩＱミスマッチの校正とイメージ除去の関係について、図７（図７Ａ〜図７Ｄ）で説明する。なお、図７はＩＱ平面上においてＩとＱをベクトル表示した図である。

まず、図７Ａに、受信信号がベースバンド周波数に変換される場合でかつ、Ｉ、Ｑの振幅と位相にミスマッチが存在しないときの、Ｉ、Ｑベクトルの動作を示す。式（４．１）及び式（４．２）で示される受信信号のＩ、Ｑ成分はそれぞれ、
Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ＋α）、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ＩＦｔ＋α）
で表された。よって、図７Ａの左図のように、Ｉ成分（点線）を基準にするとＱ成分（実線）はＩ成分に対して位相が９０度遅れたベクトルとして表現できる。イメージ除去回路は、Ｑ成分の位相を９０度回転させた後に、２つのベクトルを加算することによりＩ成分の出力を得る。この時、図７Ａの右図のように、２つのベクトルは同相ベクトルとなる。

図７Ｂにイメージ信号がベースバンド周波数に変換される場合の、Ｉ、Ｑベクトルの動作を示す。式（４．１）及び式（４．２）で示されるイメージ信号のＩ、Ｑ成分はそれぞれＢ（ｔ）ｃｏｓ（−ω_ＩＦｔ＋β）、Ｂ（ｔ）ｓｉｎ（−ω_ＩＦｔ＋β）で表された。これらの式は更に、Ｂ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ＩＦｔ−β）、−Ｂ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ＩＦｔ−β）と書き直すことが出来る。よって、図７Ｂ左のように、Ｉ成分（点線）を基準にするとＱ成分（実線）はＩ成分に対して位相が９０度進んだベクトルとして表現できる。イメージ除去回路は、上記と同様にＱ成分の位相を９０度回転させた後に、２つのベクトルを加算することによりＩ成分の出力を得る。この時、図７Ｂのように、２つのベクトルは逆相ベクトルとなり、イメージ信号は出力されない。

このように、イメージ除去回路は受信信号とイメージ信号におけるＱ成分（ｓｉｎ成分）の符号の違いを利用して、同一帯域に存在する受信信号とイメージ信号を分別している。

次に、イメージ信号がベースバンド周波数に変換される際に、ミスマッチが存在する場合のＩ、Ｑベクトルの動作を、図７Ｃ、図７Ｄに示す。

Ｉ、Ｑ成分の間に振幅と位相のミスマッチが存在する場合には、動作は、図７Ｂと同様であるが、結果が異なる。Ｉ成分（点線）を基準にすると、図７Ｃの左図のようにＩ、Ｑ成分の間に振幅と位相のミスマッチが存在する場合、Ｑ成分（実線）はＩ成分に対して位相が９０度差でない、大きさの異なるベクトルとして表現できる。イメージ除去回路は、Ｑ成分の位相を９０度回転させた後に２つのベクトルを加算するが、図７Ｃの右図のように２つのベクトルは逆相ベクトルとならない為、イメージ信号が打ち消されずにベースバンド周波数に出力されてしまう。

しかしながら、本実施例によれば、校正フィルタの周波数特性を適切に選択することにより、複数の周波数ｆ_ＩＦｉにおいて振幅ミスマッチおよび位相ミスマッチが零になるように校正される。

そのため、ＡＤＣ１４、１５から出力されたデジタル受信信号とイメージ信号は、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５に入力され、複数の周波数ｆ_ＩＦｉにおいて、ＩＱミスマッチが校正され、通信規格（ＧＳＭ規格）を満たすようになる。

図７Ｄで、イメージ信号がベースバンド周波数に変換される際に、Ｉ、Ｑベクトルのミスマッチが校正されている場合の、Ｉ、Ｑベクトルの動作を説明する。イメージ除去回路は、Ｑ成分の位相を９０度回転させた後に２つのベクトルを加算するが、図７Ｄの右図のように２つのベクトルは逆相ベクトルとなり、イメージ信号が打ち消されるので、ベースバンド周波数には出力されない。すなわち、イメージ除去回路に入力されるＩ、Ｑベクトルにミスマッチが存在しないので、図７Ｂと同じ動作となる。

上記ではＩ成分が出力される場合のみについて述べたがＱ成分が出力される場合も同様である。
このように、フィルタミスマッチ校正回路１９５によって複数の周波数ｆ_ＩＦｉでＩＱミスマッチが校正されている為、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６において、広帯域に高精度のイメージ除去が行われ、受信信号のみが出力される。

複数の周波数において高精度のイメージ除去が行われる為、広帯域に高いＩＲＲを得ることが出来る。イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６から出力されるデジタル受信信号はベースバンド回路に入力されてデジタル複調処理が行われる。

図８は、３次のベッセルフィルタのカットオフ周波数にＩＱで２％のミスマッチが存在した場合の、周波数とＩＲＲの関係を示している。ＩＦを２００ｋＨｚとし、サンプリング周波数を１ＭＨｚ、ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、ｆ_ＩＦ３をそれぞれ１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚ、３００ｋＨｚ、すなわち校正する周波数の数Ｎ＝３とした場合について示す。図８によれば、ＩＱミスマッチの校正を１つの周波数で行った場合は（点線）、ＩＦにおける信号帯域内でＩＲＲが十分に確保できずＧＳＭ規格を満たすことが出来ないが、校正を複数の周波数により行うこと（実線）により、広帯域にＩＲＲが５０ｄＢ以上に改善され、通信規格（ＧＳＭ規格）を満たすことが可能となり高品質な通信を実現出来る。

フィルタミスマッチ校正ユニットの全体あるいは主要部、すなわち、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１９５、校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）３００及びフィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）３１０は、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６とともに、コンピュータ上で動作し上記機能を所定の手順で実現する演算処理機能を有するコンピュータプログラムとして構成しても良く、あるいは、上記機能を実現するロジック回路として構成しても良く、さらには、コンピュータプログラムとロジック回路との組み合わせで構成しても良い。

さらに、校正信号は工場出荷時において外部から入力されても良いし、内部に校正信号源を保持させて、携帯端末の起動時や動作中に校正信号が入力されても良い。

なお、校正フィルタの設計は、図示しないが、検出するミスマッチもしくは補正値に対応した関数をあらかじめ受信機に保持させて、その関数をもとに行っても良いし、ベースバンドや携帯端末が有するソフトウェアにより行われても良い。

以上述べたように、本実施例によれば、所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が受信機に必要とされる規格を満足するように、上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにてｆ_ＩＦｉ毎に、Ｉ、Ｑ成分に１次変換を行うことにより、周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するので、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能となる。

図９ないし図１９で本発明の第２の実施例を説明する。本実施例は、低ＩＦ方式を採用した受信機である。

まず、図９に第２の実施例になる低ＩＦ受信機の回路構成を示す。同図に示す低ＩＦ受信機は、アンテナ１、ＬＮＡ２、校正信号源３、スイッチ４、１６〜１９、２２、２３、ミキサ５、６、アナログ９０度位相器７、ＲＦシンセサイザ８、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９、１０、コントロール回路１１、可変増幅器ＰＧＡ１２、１３、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１４、１５を備えている。さらに、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１、メモリ（ＭＥＭ）２４、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７を含んで構成されている。

本実施例は、校正信号源３、スイッチ４、１６〜１９、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０、フィルタミスマッチの検出を行い且つミスマッチに対する補正係数を算出する補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１、メモリ（ＭＥＭ）２４、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７及び校正制御回路(図示略)により、フィルタミスマッチ校正ユニットを構成している点に特徴がある。

同図において、アンテナ１で受信されたＲＦ帯の受信信号は、ＬＮＡ２によって増幅され、ミキサ５、６に入力される。ここで、低ＩＦ受信機においては、ＲＦシンセサイザ８により、受信信号のＲＦ周波数に対してｆ_ＩＦだけ低い周波数を有するＬＯ信号が生成される。生成されたＬＯ信号は２つのミキサ５、６に入力されるが、一方は直接ミキサ５に入力され、他方はアナログ９０度位相器７を介してミキサ６に入力される。受信信号とＬＯ信号とがミキサ５、６により乗算され、受信信号はＩＦに周波数変換される。その後、ＢＰＦ９、１０によってＤＣオフセットやフリッカ雑音等のＤＣ近傍の雑音及び、妨害波等の帯域外雑音が除去される。受信信号はその後、ＰＧＡ１２、１３によりゲインを調節された後、ＡＤＣ１４、１５によりデジタル信号に変換される。ＰＧＡ１２、１３のゲインは、ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）からの制御信号により、コントロール回路（ＣＴＲＬ）１１を介して制御される。

本実施例の受信機には、ＢＰＦ９、１０で生じ周波数に依存するミスマッチを校正する「フィルタミスマッチ校正モード」と、ミキサ５、６やＰＧＡ１２、１３、ＡＤＣ１４、１５で生じ周波数に依存しないミスマッチを校正する「ゲイン・位相ミスマッチ校正モード」、および、ＲＦ信号を受信してベースバンド信号に変換する「受信モード」の３つのモードから成る。

以下に、本実施例の受信機の各モードに関し、動作を説明する。
図１０を用いて、「フィルタミスマッチ校正モード」における校正動作を説明する。フィルタミスマッチ校正モードは、受信機のアナログフィルタにおいて生成される周波数に依存するミスマッチを校正する事を目的として実行される。

校正信号源３から複数の周波数ｆ_ｉの校正信号が出力され、これらの校正信号はスイッチ４を介してミキサ５、６に入力される。ここでＲＦシンセサイザ８が、周波数ｆ_ＬＯのＬＯ信号を生成する。ＬＯ信号の一方は直接ミキサ５に入力され、他方はアナログ９０度位相器７を介してミキサ６に入力される。校正信号とＬＯ信号とがミキサ５、６により乗算され、これらの校正信号はＩＦ周波帯域における複数のイメージ信号周波数ｆ_ＩＦｉに周波数変換される。以下では、ミキサ５の出力をＩ成分、ミキサ６の出力をＱ成分と定める。その後、ＢＰＦ９、１０によってＤＣオフセットやフリッカ雑音等のＤＣ近傍の雑音及び、イメージ信号帯域外雑音が除去される。

校正信号はその後、ＰＧＡ１２、１３によりゲインを調節された後、ＡＤＣ１４、１５によりデジタル信号に変換される。ＰＧＡ１２、１３のゲインは、ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）からの制御信号により、コントロール回路（ＣＴＲＬ）１１を介して制御される。

デジタル信号に変換された校正信号のＩ成分はスイッチ１６、１８、また、Ｑ成分はスイッチ１７、１９を介して、それぞれ補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１に入力される。補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１は、入力されたデジタル校正信号に対するＩＱミスマッチを検出し、ミスマッチに対する補正係数ａ及びｂを算出する。補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１の構成及び動作については、後で説明する。

前記した補正係数ａ及びｂは、周波数ｆ_ＩＦｉの校正信号を基に算出した場合、それぞれａ_ｉ及びｂ_ｉとしてメモリ２４に保存される。

周波数ｆ_ＩＦｉに対する補正係数ａ_ｉ及びｂ_ｉを得た後、校正信号源３は、発信周波数をｆ_ｉから切り替えて、周波数ｆ_ｉ＋１の校正信号を出力する。上記した同様の動作により、周波数ｆ_{ＩＦ（ｉ＋１）}の校正信号を基に補正係数ａ及びｂが算出され、それぞれａ_ｉ＋１及びｂ_ｉ＋１としてメモリ２４に保存される。

上記した動作をＮ回繰り返すことにより、
ＩＦ帯の校正信号周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮに対する補正係数 ａ_１、ａ_２、．．．、ａ_Ｎ−１、ａ_Ｎとｂ_１、ｂ_２、．．．、ｂ_Ｎ−１、ｂ_Ｎが算出され、メモリに保存される。

上記した補正係数は、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７に入力される。
タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７は、各周波数に対応する補正係数（ミスマッチとも見なせる）を基に、周波数に依存するＩＱミスマッチを校正するフィルタが設計される。設計されるフィルタは、
周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮに対して、フィルタのゲインが
ａ_１、ａ_２、．．．、ａ_Ｎ−１、ａ_Ｎとなる校正フィルタａ「ＦＩＲ＿ａ」と、
周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮに対して、フィルタのゲインが
ｂ_１、ｂ_２、．．．、ｂ_Ｎ−１、ｂ_Ｎとなる校正フィルタｂ「ＦＩＲ＿ｂ」である。

タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７は上記した補正係数を基に、上記した校正フィルタＦＩＲ＿ａとＦＩＲ＿ｂのタップ係数 ｈ_ａ０，ｈ_ａ１，．．．及びｈ_b０，ｈ_b１，．．．を算出する。タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７の構成及び動作については、後で説明する。

上記したタップ係数は、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０に入力され、タップ係数が更新される。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０の構成及び動作については、後で説明する。

次に、図１１を用いて、「ゲイン・位相ミスマッチ校正モード」における校正動作を説明する。ゲイン・位相ミスマッチ校正モードは、受信機のアナログミキサやＰＧＡ、ＡＤＣで生じ、周波数に依存しないミスマッチを校正する事を目的として実行される。

校正信号源３から周波数ｆ_０の校正信号が出力される。ここで、校正信号の周波数ｆ_０は、直後に受信する受信信号のイメージ信号周波数ｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦに設定する。校正信号源３の構成及び動作については、後で説明する。

前記した周波数ｆ_０の校正信号は、スイッチ４を介してミキサ５、６に入力される。ここでＲＦシンセサイザ８が、周波数ｆ_ＬＯのＬＯ信号を生成する。ＬＯ信号の一方は直接ミキサ５に入力され、他方はアナログ９０度位相器７を介してミキサ６に入力される。校正信号とＬＯ信号とがミキサ５、６により乗算され、校正信号はＩＦ周波帯域におけるイメージ信号周波数ｆ_ＩＦｉに周波数変換される。その後、ＢＰＦ９、１０によってＤＣオフセットやフリッカ雑音等のＤＣ近傍の雑音及び、イメージ信号帯域外雑音が除去される。

校正信号はその後、ＰＧＡ１２、１３によりゲインを調節された後、ＡＤＣ１４、１５によりデジタル信号に変換される。ＰＧＡ１２、１３のゲインは、直後に受信する受信信号の電力に合わせてベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）からの制御信号により、コントロール回路（ＣＴＲＬ）１１を介して制御される。

デジタル信号に変換された校正信号のＩ成分はスイッチ１６、Ｑ成分はスイッチ１７を介して、それぞれフィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０に入力される。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０では信号経路、特にＩＱのＢＰＦ９、１０により生じる周波数に依存したＩＱミスマッチの校正が行われる。その後、Ｉ成分はスイッチ２２、１８、Ｑ成分はスイッチ２３、１９を介して補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１に入力される。補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１は、入力されたデジタル校正信号に対するＩＱミスマッチを検出し、ミスマッチに対する補正係数ａ及びｂを算出する。補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１の構成及び動作については、後で説明する。

前記した補正係数ａ及びｂは、それぞれａ_０及びｂ_０としてメモリ２４に保存される。補正係数ａ_０及びｂ_０は、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５に入力され、補正係数が更新される。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５の構成及び動作については、後で説明する。

図１２を用いて、「受信モード」における受信動作を説明する。受信モードはＲＦ信号を受信してベースバンド信号に変換する事を目的として実行される。アンテナ１で受信されたＲＦ帯の受信信号は、ＬＮＡ２によって増幅され、スイッチ４を介してミキサ５、６に入力される。ここで、低ＩＦ受信機においては、ＲＦシンセサイザ８により、受信信号のＲＦ周波数に対してｆ_ＩＦだけ低い周波数を有するＬＯ信号が生成される。生成されたＬＯ信号は２つのミキサ５、６に入力されるが、一方は直接ミキサ５に入力され、他方はアナログ９０度位相器７を介してミキサ６に入力される。受信信号とＬＯ信号とがミキサ５、６により乗算され、受信信号はＩＦに周波数変換される。その後、ＢＰＦ９、１０によってＤＣオフセットやフリッカ雑音等のＤＣ近傍の雑音及び、妨害波等の帯域外雑音が除去される。受信信号はその後、ＰＧＡ１２、１３によりゲインを調節された後、ＡＤＣ１４、１５によりデジタル信号に変換される。ＰＧＡ１２、１３のゲインは、ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）からの制御信号により、コントロール回路（ＣＴＲＬ）１１を介して制御される。

ＡＤＣ１４、１５から出力されるデジタル受信信号は、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０に入力される。フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０では信号経路、特にＩＱのＢＰＦ９、１０により生じる周波数に依存したＩＱミスマッチの校正が行われる。

その後、デジタル受信信号はスイッチ２２、２３を介して振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５に入力される。振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５では、信号経路、特にＩＱのミキサ５、６、ＰＧＡ１２、１３、ＡＤＣ１４、１５により生じる周波数に依存しないＩＱミスマッチの校正が行われる。

振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５から出力されるデジタル受信信号は、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６に入力される。受信信号と共にイメージ信号を受信していた場合、イメージ信号周波数帯におけるＩＱの振幅・位相ミスマッチは校正されている為、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６において受信信号とイメージ信号の分離が高精度に行われる。更にチャネルフィルタリングを行うことにより受信信号のみを出力する。イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６から出力される受信信号は、ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）に入力され、デジタル複調処理が行われる。

なお、位相・振幅校正ユニットは、さらに、直交ミキサ出力の所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が単一の周波数の設定ポイントにて単一の除去比を設定することで上記規格を満足させる機能も具備するように構成しても良い。

図１３に、前記した受信機のＩＱミスマッチの校正手順をまとめて示す。同図において、Ｓ１は、フィルタミスマッチ校正モードである。Ｓ１においては、まず、端末の電源が投入された後に（Ｓ１１）、周波数ｆ_１の校正信号が受信機に入力される（Ｓ１２）。図示しないが、この時、ＬＯ周波数とＰＧＡのゲインは任意の設定値を用いる。例えば、最も低いＬＯ周波数と最小のＰＧＡのゲインに設定しても良い。周波数ｆ_１の校正信号を基に、受信機のＩＱ振幅・位相ミスマッチを検出し、ミスマッチに対する補正係数ａ_１、ｂ_１を算出する（Ｓ１３）。補正係数ａ_１、ｂ_１はメモリに保存される（Ｓ１４）。

Ｓ１２からＳ１４までの試行をＮ回繰り返す。Ｓ１２からＳ１４までの繰り返し試行がＮ回未満の時はＳ１２に戻り、Ｎ回以上の時は次の手順に進む（Ｓ１５）。Ｓ１２からＳ１４までの繰り返し試行により、ＩＦ帯の複数の周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮに対する
補正係数ａ_１、ａ_２、．．．、ａ_Ｎ−１、ａ_Ｎとｂ_１、ｂ_２、．．．、ｂ_Ｎ−１、ｂ_Ｎがメモリに保持される。

これらの補正係数を基に、後に述べるＦＩＲ＿ａとＦＩＲ＿ｂのタップ係数
ｈ_ａ０、ｈ_ａ１、．．．及びｈ_b０、ｈ_b１、．．．を算出し（Ｓ１６）、ＦＩＲ＿ａとＦＩＲ＿ｂのタップ係数を更新する（Ｓ１７）。

Ｓ２は、ゲイン・位相ミスマッチ校正モードである。タップ係数の更新（Ｓ１７）後、直後に受信する受信信号の周波数ｆ_ＲＦと電力に関する情報をベースバンドモデムより得る。その情報を基に、ＬＯ周波数の設定とＰＧＡのゲイン設定が行われる（Ｓ２１）。

イメージ信号周波数の校正信号を受信機に入力し、イメージ信号に対するＩＱミスマッチの補正係数ａ_０、ｂ_０を算出し（Ｓ２２）、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５における補正係数ａ_０、ｂ_０の値を更新する（Ｓ２３）。

また、受信信号が複数のバースト信号によって時間的に分割されている場合、前記複数の除去比の設定は、前記バースト信号受信毎にバースト信号受信前に行われる。この場合、複数の周波数の設定ポイントにおける複数の除去比の設定を、受信機の電源投入時に行い、単一の周波数の設定ポイントにおける単一の除去比の設定を前記バースト信号受信毎にバースト信号受信前に行うようにしても良い。

Ｓ３は受信モードである。補正係数ａ_０、ｂ_０の値を更新（Ｓ２３）後、ＲＦ受信信号をアンテナ１より受信する（Ｓ３１）。受信経路におけるイメージ信号帯域内のＩＱ振幅・位相ミスマッチは、受信前に校正されている為、受信信号と共にイメージ信号を受信した場合でも、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６において高精度のイメージ除去が行える。受信を終えると、省電力化の為に、次の受信タイミングまで受信機をスリープ状態にする（Ｓ３２）。次の受信タイミングが来ると、受信機が立ち上がり（Ｓ３３）、受信機は再びゲイン・位相ミスマッチ校正モードで動作する。

チャネル選択を行う毎に、ＬＯ周波数やＰＧＡのゲイン設定が異なる為に、付加されるＩＱミスマッチが異なる。しかし、本実施例によれば、受信モードの直前でゲイン・位相ミスマッチモードを実行することにより校正が行われている為、常に高いＩＲＲでイメージ除去を行うことが可能である。

また、フィルタミスマッチ校正モード（Ｓ１）終了後に、全てのＬＯ周波数やＰＧＡのゲイン設定におけるミスマッチに対する補正係数を算出しておき、メモリ等の記憶媒体に書き込んでおいても良い。この場合、受信時には記憶媒体から補正係数を読み出すだけで済むため、受信前に毎回校正を行う必要がない。

図１４に、本実施例の校正用信号源３の構成例を示す。同図に示す校正用信号源３は、ＲＦシンセサイザ２８、高調波生成回路１６１、インバーター３１、３２、差動アンプ３３、３４、スイッチ３５、３６を含んで構成される。

同図の構成において、校正信号を発生する。すなわち、ＲＦシンセサイザ２８により生成されたＲＦ信号は、高調波生成回路１６１に入力される。ＲＦシンセサイザ２８は、図１のＲＦシンセサイザ８を用いることにより、回路面積の増加を低減可能である。高調波生成回路１６１では、入力されるＲＦ信号を分数分周し、その高調波を校正信号とすることを目的として動作する。

高調波生成回路１６１は、可変分周器（Ｖ＿ＤＩＶ）３０とシグマ・デルタ変換器（ΣΔ）２９から構成されており、入力されるＲＦ信号を分数分周する。高調波生成回路１６１からの出力信号は、インバーター３１に入力される。インバーター３１、３２により信号は矩形波となり、高次の高調波成分の電力を増加する。更に、インバーター３１、３２から出力される矩形波を差動アンプ３３、３４により増幅し、スイッチ３５、３６を介して出力する。矩形波には高次の高調波が含まれており、その中の特定の次数の高調波が校正信号として用いられる。

ＲＦシンセサイザの周波数をｆ_ＬＯ、可変分周器（Ｖ＿ＤＩＶ）３０の分周比をｌ、高調波の次数をｍとすると、校正信号周波数ｆ_ｎは下記のように表される。

ｆ_ｎ＝ｆ_ＬＯ÷ｌ×ｍ
次数ｍ以外の高調波も受信機に入力されるが、不要な高調波成分は図１におけるＢＰＦ９、１０により減衰される為、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１に入力されるデジタル校正信号は、トーン信号に近い信号である。

また矩形波を増幅するアンプは、高調波を増幅することを目的としており、差動アンプである必要はない。本校正信号源では、シグマ・デルタ変換器（ΣΔ）２９による分周を用いることにより、短時間に周波数を変化させることが出来る。また、ＲＦの校正信号を生成する際にミキサを用いて、周波数を可変にすることも可能であるが、校正信号の近傍の周波数にイメージ信号を生成して補正係数の算出の妨げとなることがある。校正信号として高調波を用いることにより、校正信号の近傍の周波数に余分な雑音を発生せずに済む。

図１５に、本実施例の振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５の構成例を示す。同図に示す振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５は、入力端子３７、３８、４３、４４、デジタル乗算器４１、４２、デジタル加算器４５、出力端子３９、４０を含んで構成される。

同図の構成は、図２４(従来例)のゲイン・位相ミスマッチ校正回路において、ｂ＝１、ｃ＝０とした構成と等価である。本構成によりＩ成分の信号を用いてＱ成分の信号の振幅と位相を変化させることが出来る。例えば、入力端子３７、３８にそれぞれＣ（ｔ）ｃｏｓω_ＩＦｔ、Ｃ（ｔ）γｓｉｎ（ω_ＩＦｔ＋θ）を入力したとする。ここで、Ｃ（ｔ）は入力信号の振幅、ω_ＩＦは入力信号の角周波数、ｔは時間、γは振幅ミスマッチ、θは位相ミスマッチとする。デジタル加算器４５の出力ＣＱは、同図の構成から、下記の式 (５．１)で示され、更に式(５．２)のように示される。

この時、下記の式（５．３）を満たすa_０とb_０の値を選ぶことにより、Ｉ成分に対してミスマッチのないＱ成分の信号を得ることができる。

図１６に本実施例の補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１の構成例を示す。同図に示す補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１は、入力端子４６、４７、デジタル乗算器４８、４９、５１、５７、５８、デジタル加算器５０、５９、６０、６１、デジタル二乗器５２、５３、デジタル減算器５４、デジタル積分器５５、５６、遅延器６２、６３、出力端子６４、６５を含んで構成される。

同図の構成により、直交複調信号におけるＩ成分とＱ成分の振幅と位相のミスマッチに対する補正係数ａ、ｂを算出する。デジタル乗算器４８，４９とデジタル加算器５０による構成は、式(５．１）、式(５．２）、式(５．３）の原理で動作し、ａ、ｂの値を変化させることにより、Ｑ成分の振幅と位相を変化させることができる。

デジタル乗算器５１とデジタル積分器５５により位相ミスマッチの検出を行う。デジタル二乗器５２、５３の出力をデジタル減算器５４により減算し、デジタル積分器５６で積分することにより、ゲイン（電力）ミスマッチの検出を行う。もし、入力端子４６から入力される直交複調信号のＩ成分と加算器５０から出力されるＱ成分との振幅が等しく、且つ位相差が正確に９０度であれば、積分器５５，５６の出力は零となる。

しかしＩ成分とＱ成分の間にミスマッチが存在すると積分器５５，５６は非零の誤差成分Ｅ_ａとＥ_ｐを出力する。誤差成分Ｅ_ａとＥ_ｐは、乗算器５７、５８によりゲインを調節された後、デジタル加算器５９〜６１、遅延器６２、６３を用いて積分され、乗算器４８、４９に係数ａ、ｂとしてフィードバックされる。補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１では、Ｉ成分とＱ成分の間のミスマッチＥ_ａとＥ_ｐの検出と補正係数ａ、ｂの更新を繰り返すことにより、Ｅ_ａとＥ_ｐが零に漸近するように収束演算が行われる。同図の構成においてａとｂの値は下記の式(５．４)及び式(５．５)のように更新される。

ここで、ｋ_１とｋ_２はステップゲインであり、絶対値が１より小さな任意の定数である。また、a⁽ⁱ⁾、ｂ⁽ⁱ⁾はｉ回目に更新された補正係数ａ、ｂである。

式(５．４)、式(５．５）で示されるように古い推定量に、重み付けを行なった誤差成分を加えることで、新しい推定量を得る。

図１７に、本実施例のフィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０の構成例を示す。同図に示すフィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）２０は、入力端子６６、６７、７１、７２、遅延器６８、校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９、校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０、デジタル加算器７３、出力端子７４、７５を含んで構成される。

図１７の構成は、図１におけるフィルタミスマッチ校正回路においてｆ_ｃ（ｚ）＝０、ｆ_ｄ（ｚ）＝１とした場合と同様の構成である。なお本実施例では、ｆ_ａ（ｚ）およびｆ_ｂ（ｚ）をＦＩＲフィルタの周波数特性とした場合について説明を行う。ＦＩＲフィルタはタップ係数を対称に設定することにより位相特性を直線位相にすることが可能である。ゲイン特性のみを考慮すれば良いため、設計が容易になる。また、ＦＩＲフィルタを用いる場合は、全てのフィルタタイプを実現可能な奇数次のＦＩＲフィルタを用いる方が良い。本構成により、直交複調信号におけるＩ成分とＱ成分の振幅と位相の周波数に依存するミスマッチを補正する。

入力端子６６から入力される校正信号のＩ成分は、一方は遅延器６８により校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９、校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０と同様の遅延量を付加され出力端子７４に出力される。もう一方で校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９を介しデジタル加算器７３に入力される。入力端子６７から入力される校正信号のＱ成分は、校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０を介し、デジタル加算器７３に入力される。

ＦＩＲ＿ａは、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７により、算出されたタップ係数ｈ_ａ０，ｈ_ａ１，．．．を読み込む。上記タップ係数により、ＦＩＲ＿ａの周波数特性ｆ_ａ（ｚ）は、図１８Ａに示されるように、周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮにおいてそれぞれａ_１、ａ_２、．．．、ａ_Ｎ−１、ａ_Ｎのゲインを有する。

同様に、ＦＩＲ＿ｂは、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７により、算出されたタップ係数ｈ_b０，ｈ_b１，．．．を読み込む。上記タップ係数により、ＦＩＲ＿ｂの周波数特性ｆ_ｂ（ｚ）は、図１８Ｂに示されるように、ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮにおいてそれぞれｂ_１、ｂ_２、．．．、ｂ_Ｎ−１、ｂ_Ｎのゲインを有する。

ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、．．．、ｆ_{ＩＦ（Ｎ−１）}、ｆ_ＩＦＮそれぞれの周波数において、遅延器６８の出力とデジタル加算器７３の出力は式（５．１）〜式（５．３）と同様の関係を満たしている。その為、広い帯域においてＩＱミスマッチを低減することが可能となる。

なお図１７の例は、校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９及び校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０をＦＩＲフィルタとした場合について図示している。その他の、例えばＩＩＲフィルタを用いた場合には、Ｉ成分とＱ成分の遅延量が等しくなるように遅延器６８を適切に設定する。

図１９Ａに、本実施例の校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９の構成例を示す。同図に示す校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９はＦＩＲフィルタであり、入力端子７６、遅延器７７〜８２、デジタル乗算器８３〜８９、デジタル加算器９０〜９５、出力端子９６を含んで構成される。入力端子７６からの入力信号及び多段縦続接続された遅延器７７〜８２からの出力信号とタップ係数はデジタル乗算器８３〜８９により乗算され、更に乗算結果はデジタル加算器９０〜９５によって加算され出力端子９６に出力される。

図１９Ｂに、本実施例の校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０の構成例を示す。同図に示す校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０はＦＩＲフィルタであり、入力端子９７、遅延器９８〜１０３、デジタル乗算器１０４〜１１０、デジタル加算器１１１〜１１６、出力端子１１７を含んで構成される。入力端子９７からの入力信号及び多段縦続接続された遅延器９８〜１０３からの出力信号とタップ係数はデジタル乗算器１０４〜１１０により乗算され、更に乗算結果はデジタル加算器１１１〜１１６によって加算され出力端子１１７に出力される。

本実施例においては、校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９及び校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０を係数対称型のＦＩＲフィルタとしたが、次数は任意の次数で良い。フィルタの次数は、ＩＱミスマッチに必要な帯域や精度、実装されるハードウェアの量に合わせて決定される。また、校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９及び校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）は、ＦＩＲフィルタ以外のフィルタにおいても実現可能である。

タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７における校正フィルタのタップ係数算出方法について説明する。校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９を係数対称型の７次のＦＩＲフィルタとした例を示す。校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９の伝達関数は、式（５．６）のように示される。

より、式（５．６）は、式（５．７）のように示される。

式（５．７）より、校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９のゲイン特性Ｇ（ω）は、式（５．８）で示される。

周波数ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、ｆ_ＩＦ３で、ゲインがａ_１、ａ_２、ａ_３とする為、（５．９）〜（５．１１）が成り立つ。また周波数特性が連続的に変化するように、式（５．１２）を含めた（５．９）〜（５．１２）の４つの連立方程式を解き、タップ係数ｈ_ａ０、ｈ_ａ１，ｈ_ａ２，ｈ_ａ３を得る。

例えば、サンプリング周波数を１ＭＨｚ、ｆ_ＩＦ１、ｆ_ＩＦ２、ｆ_ＩＦ３をそれぞれ１００ｋＨｚ、２００ｋＨｚ、３００ｋＨｚとして連立方程式を解くと、
タップ係数ｈ_ａ０、ｈ_ａ１，ｈ_ａ２，ｈ_ａ３は、積と和のみの簡単な式となる。ここでは、ｈ_ａ０のみを示す。

h_a０ =-２.３２５０１５８１０９７０５３４×a_１ - ０.２６５１３２５８２６６６１２２４４×a_２ + ２.５９０１４８３９３６３６６５７６×a_３
（５．１３）
よって、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）２７は、式（５．１３）で示される演算により、タップ係数ｈ_ａ０、ｈ_ａ１，ｈ_ａ２，ｈ_ａ３を得る。

校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）６９の例のみを示したが、校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）７０も同様の方法により出来る。

また、上記した算出方法はタップ係数の算出の一例であって、他の方法でタップ係数を算出しても良い。

なお、上記した（５．１３）のa_１、a_２、a_３の係数値は必要とするＩＲＲに合わせて桁数を削減できる。タップ係数の算出は、論理回路やベースバンド回路を用いて演算が行われても良いし、専用のマイコンによる演算を行っても良い。

本実施例によれば、フィルタミスマッチ校正ユニットを用いて、所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が受信機に必要とされる規格を満足するように、上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにて周波数ｆ_ＩＦｉ毎に、Ｉ、Ｑ成分に１次変換を行うことにより、周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するので、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能となる。

図２０に、本発明の第３の実施例として、校正信号源３の他の構成例を示す。同図に示す校正信号源３は、水晶発振器１１８、高調波生成回路１６１、インバーター１２３、１２４、差動アンプ１２５、１２６、スイッチ１２７、１２８を含んで構成される。水晶発振器１１８により生成された基準信号は、高調波生成回路１６１に入力される。第３の実施例における高調波生成回路１６１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）と固定分周器から成り、位相比較器（ＰＤ）１１９、ＬＰＦ１２０、リング発振器１２１、可変分周器（ＤＩＶ）１２２、分周器１６２を含んで構成される。位相比較器（ＰＤ）１１９、ＬＰＦ１２０、リング発振器１２１、可変分周器（ＤＩＶ）１２２はＰＬＬである。位相比較器（ＰＤ）１１９位相比較器（ＰＤ）１１９においては、前記した基準信号の周波数とリング発振器１２１の出力を可変分周器（ＤＩＶ）１２２によって分周された信号の周波数との比較が行われ、比較結果はＬＰＦ１２０に入力される。ＬＰＦ１２０から出力される比較結果を基に、リング発振器１２１の発振周波数を調節する。リング発振器１２１の出力信号は、更に分周器１６２により分周される。ＰＬＬの出力に分周器１６２を配置することで、リング発振器１２１の回路面積を低減することが出来る。

高調波生成回路１６１からの出力信号は、インバーター１２３に入力される。インバーター１２３、１２４により信号は矩形波となり、高次の高調波成分の電力を増加する。更に、インバーター１２３、１２４から出力される矩形波を差動アンプ１２５、１２６により増幅し、スイッチ１２７、１２８を介して出力する。矩形波には高次の高調波が含まれており、その中の特定の次数の高調波が校正信号として用いられる。

水晶発振器１１８の周波数をｆ_ＣＬＫ、可変分周器（Ｖ＿ＤＩＶ）３０の分周比をｌ、高調波の次数をｍ、分周器１６２の分周比をｎとすると、校正信号周波数ｆ_ｎは下記のように表される。

ｆ_ｎ＝ｆ_ＣＬＫ×ｌ×ｍ÷ｎ
次数ｍ以外の高調波も受信機に入力されるが、不要な高調波成分は図１におけるＢＰＦ９、１０により減衰される為、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）２１に入力されるデジタル校正信号は、トーン信号に近い信号である。

また矩形波を増幅するアンプは、高調波を増幅することを目的としており、差動アンプである必要はない。リング発振器１２１の代わりにＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）を用いることも出来るが、本校正信号源は位相雑音に対する要求が高くないため、設計の容易なリング発振器を用いることが出来る。

本実施例の受信機は、校正信号源以外の構成が第２の実施例で示した構成と同じであり、第２の実施例の処理と同様の処理を行なう。

本実施例によれば、複数の校正信号ｆ_ｉによりイメージ信号の周波数帯域内の複数の周波数ｆ_ＩＦｉ毎にＩ、Ｑ成分に対して１次変換を行うことにより、周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するので、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能となる。

また、本実施例は、高速なデジタル回路を用いる必要がない為、低電力な校正信号源として用いる事が出来る。

図２１に、第４の実施例として、受信機のＩＱミスマッチの校正手順の他の例を示す。なお、第４の実施例の基本的な装置構成は第２の実施例の振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５に相当する部分の機能を一部変更して構成したものであり、他は同じ構成である。フィルタミスマッチ校正モードは、複数の周波数におけるＩＱミスマッチを検出する必要がある為、校正に長い時間が掛かる場合がある。よって、第２の実施例ではフィルタミスマッチ校正モードは、受信端末の電源投入後に１度だけ実行され、受信前にはゲイン・位相ミスマッチ校正モードを実行することにより、時間的に変化するＩＱミスマッチを校正した。しかし、適応する通信規格やシステム、ハードウェアによっては、受信前に毎回フィルタミスマッチ校正モードを実行することが可能となる場合がある。

第４の実施例では、受信前に毎回フィルタミスマッチ校正モードを実行する。この校正手順を図２１に示す。
同図において、Ｓ４１は、フィルタミスマッチ校正モードである。Ｓ４１においては、まず、端末の電源が投入される（Ｓ４１）。その後、直後に受信する受信信号の周波数ｆ_ＲＦと電力に関する情報をベースバンドモデムより得る。その情報を基に、ＬＯ周波数の設定とＰＧＡのゲイン設定が行われる（Ｓ４２）。周波数ｆ_１の校正信号が受信機に入力され（Ｓ４３）、周波数ｆ_１の校正信号を基に、受信機のＩＱ振幅・位相ミスマッチを検出し、ミスマッチに対する補正係数ａ_１、ｂ_１を算出する（Ｓ４４）。ａ_１、ｂ_１はメモリに保存される（Ｓ４５）。

Ｓ４２からＳ４５までの試行をＮ回繰り返す。Ｓ４２からＳ４５までの繰り返し試行がＮ回未満の時はＳ４２に戻り、Ｎ回以上の時は次の手順に進む（Ｓ４６）。Ｓ４２からＳ４５までの繰り返し試行により、周波数ｆ_１、ｆ_２、．．．、ｆ_Ｎ−１、ｆ_Ｎに対する
補正係数ａ_１、ａ_２、．．．、ａ_Ｎ−１、ａ_Ｎとｂ_１、ｂ_２、．．．、ｂ_Ｎ−１、ｂ_Ｎがメモリに保持される。これらの補正係数を基に、後に述べるＦＩＲ＿ａとＦＩＲ＿ｂのタップ係数 ｈ_ａ０、ｈ_ａ１、．．．及びｈ_b０、ｈ_b１、．．．を算出し（Ｓ４７）、ＦＩＲ＿ａとＦＩＲ＿ｂのタップ係数を更新する（Ｓ４８）。

Ｓ５は受信モードである。タップ係数を更新（Ｓ４８）後、ＲＦ受信信号をアンテナ１より受信する（Ｓ５１）。受信経路におけるイメージ信号帯域内のＩＱ振幅・位相ミスマッチは、受信前に校正されている為、受信信号と共にイメージ信号を受信した場合でも、イメージ除去回路（ＩＲＣ）２６において高精度のイメージ除去が行える。受信を終えると、省電力化の為に、次の受信タイミングまで受信機をスリープ状態にする（Ｓ５２）。次の受信タイミングが来ると、受信機が立ち上がり（Ｓ５３）、受信機は再びフィルタミスマッチ校正モードで動作する。

本実施例の手順によりＩＱミスマッチを校正する場合、ゲイン・位相ミスマッチ校正モードを必要としない。その為受信機は、図示はしないが、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）２５やゲイン・位相ミスマッチ校正モードに係わるスイッチを不要とした構成により実現出来る。

本実施例によれば、フィルタミスマッチ校正ユニットを用いて、複数の校正信号ｆ_ｉによりイメージ信号の周波数帯域内の複数の周波数ｆ_ＩＦｉ毎にＩ、Ｑ成分に１次変換を行うことにより周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するので、広帯域に高い精度でイメージ除去が可能となる。

また、受信前に必ず周波数に依存するミスマッチが校正されている為、受信時において、常に広帯域に高い精度でイメージ除去を行うことが出来る。

図２２に本発明の第５の実施例を示す。本実施例は、異なる通信規格に対応したマルチモード受信機の構成例である。ＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格に対応した受信機を例として図示する。同図に示すＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応受信機は、アンテナ１６３、ＬＮＡ１６４、校正信号源１６５、スイッチ１６６、１７８、１７９、１８０、１８１、１８４、１８５、ミキサ１６７、１６８、アナログ９０度位相器１６９、ＲＦシンセサイザ１７０、可変ＢＰＦ１７１、１７２、コントロール回路１７３、ＰＧＡ１７４、１７５、サンプリング可変ＡＤＣ１７６、１７７、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１８２、補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）１８３、メモリ（ＭＥＭ）１８６、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）１８７、イメージ除去回路（ＩＲＣ）１８８、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）１８９、ＬＰＦ１９０、１９１を含んで構成される。

本実施例は、校正信号源１６５、スイッチ１６６、１７８〜１８５、フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）１８２、フィルタミスマッチの検出を行い且つミスマッチに対する補正係数を算出する補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）１８３、メモリ（ＭＥＭ）１８６、振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）１８７、タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）１８９及び校正制御回路(図示略)により、フィルタミスマッチ校正ユニットを構成している点に特徴がある。

上記構成の受信機は、電源が投下されたときに電波環境や送受信するデータに応じて、ＧＳＭ規格、ＥＤＧＥ規格、Ｗ−ＣＤＭＡ規格の中から最適な通信方法が、受信機に接続されるベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）によって選択される。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格に準じた通信方法が選択された場合、本実施例の受信機は、低ＩＦ方式による受信を行ない、第１の実施例で示した処理とほぼ同様の処理を行なう。この場合、可変ＢＰＦ１７４、１７５の周波数特性及び可変サンプリングＡＤＣは、ベースバンド回路からの制御信号を入力するコントロール回路（ＣＴＲＬ）１７３によって制御され、ＧＳＭ/ＥＤＧＥ規格に適した周波数特性、及びサンプリング周波数に設定される。

Ｗ−ＣＤＭＡ規格に準じた通信方法が選択された場合、本実施例の受信機は、ＲＦ受信信号を直接ベースバンド周波数に周波数変換するダイレクトコンバージョン方式による受信を行う。ダイレクトコンバージョン方式によって受信を行なった場合、イメージ除去を行なう必要がなく、また受信信号はＱＰＳＫ変調信号であり、通常のＩＣが有する程度の振幅・位相ミスマッチによってＢＥＲが大きく劣化することがない。その為、上記したＩＱミスマッチの校正を行なう必要がない。

Ｗ−ＣＤＭＡ規格に準じた通信方法を選択された場合、アンテナ１６３で受信されたＲＦ帯の受信信号は、ＬＮＡ１６４によって増幅され、スイッチ１６６を介してミキサ１６７、１６８に入力される。ここで、ダイレクトコンバージョン方式においては、ＲＦシンセサイザ１７０により、受信信号のＲＦ周波数と同じ周波数のＬＯ信号が生成される。生成されたＬＯ信号は２つのミキサ１６７、１６８に入力されるが、一方は直接ミキサ１６７に入力され、他方はアナログ９０度位相器１６９を介してミキサ１６８に入力される。受信信号とＬＯ信号とがミキサ１６７、１６８により乗算され、受信信号はベースバンド周波数に周波数変換される。その後、可変ＢＰＦ１７１、１７２によってＤＣオフセットやフリッカ雑音等のＤＣ近傍の雑音及び、妨害波等の帯域外雑音が除去される。

受信信号はその後、ＰＧＡ１７４、１７５によりゲインを調節された後、可変サンプリングＡＤＣ１７６、１７７によりデジタル信号に変換される。更に受信信号はＬＰＦ１９０、１９１によりチャネル選択を行われた後に、ＷＣＤＭＡ用のベースバンド回路に入力されデジタル複調処理が行われる。可変ＢＰＦ１７４、１７５の周波数特性及び可変サンプリングＡＤＣは、ベースバンド回路からの制御信号を入力するコントロール回路（ＣＴＲＬ）１７３によって制御され、ＷＣＤＭＡ規格に適した周波数特性、及びサンプリング周波数に設定される。

本実施例によれば、フィルタミスマッチ校正ユニットを用いて、複数の校正信号ｆ_ｉによりイメージ信号の周波数帯域内の複数の周波数ｆ_ＩＦｉ毎にＩ、Ｑ成分に対して１次変換を行うことにより周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するので、広帯域に高い精度でイメージ除去を行うことが可能となる。

また、本実施例により、アナログ回路の共用化によって、異なる受信方式のＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応の受信機を、回路規模が増大することなく単一の受信機として実現することが可能となる。すなわち、受信機が複数の異なる受信方式に対応するものであるにも拘わらず、回路の共用化により、チップ面積の低減が期待される。

図２３に本発明の第６の実施例を示す。本実施例は、第１、第２、第３、第４又は第５の実施例のいずれかの受信機を用いた携帯電話等の携帯無線端末である。同図に示す携帯無線端末は、アンテナ１３２、スイッチ１３３、ＢＰＦ１３４、受信整合回路（ＭＮ）１３６、図１、図９、図２２に示した受信機（Ｒｘ）１３８、ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）１４１、送信回路（Ｔｘ）１４０、電力増幅器１３９、送信整合回路（ＭＮ）１３７、ＬＰＦ１３５を含んで構成される。

すなわち、本実施例の携帯無線端末は、少なくとも
アンテナ１３２と、このアンテナに接続され、接続を送受信で切り替えるスイッチ１３３と、このスイッチの受信側に結合される受信機（Ｒｘ）１３８と、この受信機から出力される同相成分と直交成分とを有するベースバンド受信信号を入力し、更に、同相成分と直交成分とを有するベースバンド送信信号を生成して出力するベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）１４１と、このベースバンド送信信号に直交変調を施して第１の周波数の直交変調信号を出力する送信回路（Ｔｘ）１４０と、アンテナ１３２の送信側に結合され、上記第１の周波数の直交変調信号を増幅する電力増幅器１３９とを具備している。

さらに、この受信機は、前記実施例で述べたとおり、同相成分と直交成分とを有する上記第１の周波数の受信信号を第２の周波数の直交変調信号に変換する乗算器と、この乗算器が出力する前記直交複調信号以外の不要波を少なくとも減衰させて出力する信号経路と、前記第２の周波数のローカル信号に対して前記第１の周波数の受信信号と対称の周波数のイメージ信号を除去するイメージ除去回路と、前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの検出を行い、該ミスマッチにたいする補正値を出力する補正値算出回路と、前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの補正を行う第１の補正回路と、周波数が可変である校正信号源とを具備している。

そして、前記第１の補正回路は、前記補正値算出回路が出力する複数の周波数に対する第１の補正値を用いて、周波数に依存する前記振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの第１の補正を行う。

この無線携帯端末は、受信方法として
実信号もしくは直交変調された第１の周波数の受信信号を、第２の周波数の複素信号で表されるローカル信号により、第３の周波数の直交複調信号に変換するステップと、
前記乗算器が出力する前記直交複調信号以外の不要波を少なくとも減衰させて出力するステップと、
前記第２の周波数のローカル信号に対して前記第１の周波数の受信信号と対称の周波数のイメージ信号を除去するステップと、
前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの検出を行い、該ミスマッチに対する補正値を出力するステップと、
前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの補正を行うステップとを具備して成り、
前記第１の補正回路は、前記補正値算出回路が出力する複数の周波数に対する第１の補正値を用いて、周波数に依存する前記振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの第１の補正を行う。

より具体的に述べると、この無線携帯端末のアンテナ１３２によって受信された受信信号は、送受信を切り替えるスイッチ１３３を経、更に、不要波を除去するＢＰＦ１３４及び受信整合回路１３６を経て受信機１３８に入力される。受信機１３８において得られたベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分がベースバンド回路１４１に供給される。

ベースバンド回路１４１は、ベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分の入出力のためのベースバンド信号処理を行ない、図示していないが、マイクロフォン、スピーカ、キーボード、表示装置等との間の信号で授受を行なう。更に、ベースバンド回路１４１は、端末内の各部を制御するための制御信号を生成する。

ベースバンド回路１４１において生成されたベースバンド信号のＩ成分及びＱ成分は、送信回路１４０に入力される。送信回路１４０は、入力されたＩ成分及びＱ成分に直交変調を施して、直交変調信号である送信信号を出力する。送信信号は、電力増幅器１３９、送信整合回路１３７及び不要波を除去するＬＰＦ１３５を経、更にスイッチ１３３を経てアンテナ１３２に導かれる。

本実施例の携帯無線端末は、本発明の受信機を採用することによって、素子ばらつきによって発生する直交複調信号におけるＩ成分及びＱ成分のミスマッチを複数の周波数において低減することができるため、受信機を低ＩＦ方式とする場合、デジタル領域で高精度且つ広帯域のイメージ除去を行なうことが可能となる。

本発明の第１の実施例の低ＩＦ受信機の構成図。 第１の実施例の、校正信号周波数を示す図。 図１の実施例におけるイメージ除去回路の構成図。 受信信号とイメージ信号の関係を示す図。 受信信号とイメージ信号の関係を示す図。 ＩＲＲと振幅ミスマッチの関係を示す図。 ＩＲＲと位相ミスマッチの関係を示す図。 第１の実施例の、フィルタミスマッチ校正回路の動作を示す図。 第１の実施例の、フィルタミスマッチ校正回路の動作を示す図。 イメージ除去回路の動作原理を示す図。 イメージ除去回路の動作原理を示す図。 イメージ除去回路の動作原理を示す図。 イメージ除去回路の動作原理を示す図。 第１の実施例の効果を示す図。 本発明の第２の実施例の低ＩＦ受信機の構成図。 第２の実施例の、フィルタミスマッチ校正モードにおける受信機の構成図。 第２の実施例の、ゲイン・位相ミスマッチ校正モードにおける受信機の構成図。 第２の実施例の、受信モードにおける受信機の構成図。 第２の実施例の、ＩＱミスマッチ校正手順を示すフローチャート。 本発明の第２の実施例の校正信号源の構成図。 第２の実施例の振幅・位相校正回路の構成図。 第２の実施例の補正係数算出回路の構成図。 第２の実施例のフィルタ校正回路の構成図。 第２の実施例の校正フィルタａの周波数特性を示す図。 第２の実施例の校正フィルタｂの周波数特性を示す図。 本第２の実施例の校正フィルタａの構成図。 第２の実施例の校正フィルタｂの構成図。 本発明の第３の実施例の校正信号源の構成図。 本発明の第４の実施例のＩＱミスマッチ校正手順を示すフローチャート。 本発明の第５の実施例のマルチモード受信機の構成図。 本発明の第６の実施例の実施例を説明するための図。 従来のＩＱミスマッチ校正回路の構成図。 従来技術の問題点を示す図。

符号の説明

１…アンテナ、２…ＬＮＡ、３…校正信号源、４…スイッチ、５、６…ミキサ、７…アナログ９０度位相器、８…ＲＦシンセサイザ、９、１０…ＢＰＦ、１１…コントロール回路、１２、１３…ＰＧＡ、１４、１５…ＡＤＣ、１６、１７、１８、１９…スイッチ、２０…フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）、２１…補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）、２２、２３…スイッチ、２４…メモリ（ＭＥＭ）、２５…振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）、２６…イメージ除去回路（ＩＲＣ）、２７…タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）、２８…ＲＦシンセサイザ、２９…シグマ・デルタ変換器（ΣΔ）、３０…可変分周器（Ｖ＿ＤＩＶ）、３１、３２…インバーター、３３、３４…差動アンプ、３５、３６…スイッチ、３７、３８…入力端子、３９、４０…出力端子、４１、４２…デジタル乗算器、４３、４４…入力端子、４５…デジタル加算器、４６、４７…入力端子、４８、４９…デジタル乗算器、５０…デジタル加算器、５１…デジタル乗算器、５２、５３…デジタル二乗器、５４…デジタル減算器、５５、５６…デジタル積分器、５７、５８…デジタル乗算器、５９、６０、６１…デジタル加算器、６２、６３…遅延器、６４、６５…出力端子、６６、６７…入力端子、６８…遅延器、６９…校正フィルタａ（ＦＩＲ＿ａ）、７０…校正フィルタｂ（ＦＩＲ＿ｂ）、７１、７２…入力端子、７３…デジタル加算器、７４、７５…出力端子、７６…入力端子、７７、７８、７９、８０、８１、８２…遅延器、８３、８４、８５、８６、８７、８８、８９…デジタル乗算器、９０、９１、９２、９３、９４、９５…デジタル加算器、９６…出力端子、９７…入力端子、９８、９９、１００、１０１、１０２、１０３…遅延器、１０４、１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、１１０…デジタル乗算器、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６…デジタル加算器、１１７…出力端子、１１８…水晶発振器、１１９…位相比較器（ＰＤ）、１２０…ＬＰＦ、１２１…リング発振器、１２２…可変分周器（ＤＩＶ）、１２３、１２４…インバーター、１２５、１２６…差動アンプ、１２７、１２８…スイッチ、１２９…受信信号、１３０…イメージ信号、１３１…ＬＰＦの周波数特性、１３２…アンテナ、１３３…スイッチ、１３４…ＢＰＦ、１３５…ＬＰＦ、１３６…受信整合回路（ＭＮ）、１３７…送信整合回路（ＭＮ）、１３８…図１、図１９に示した受信機（Ｒｘ）、１３９…電力増幅器、１４０…送信回路（Ｔｘ）、１４１…ベースバンド回路（Ｂ．Ｂ．）、１４２、１４３…入力端子、１４４…デジタル発振器、１４５、１４６、１４７、１４８…デジタル乗算器、１４９…デジタル９０度位相器、１５０…デジタル加算器、１５１…デジタル減算器、１５２、１５３…ＬＰＦ、１５４、１５５…出力端子、１５６…ＩＦ帯域、１５７…イメージ信号帯域、１５８…受信信号帯域、１５９…ＲＦ帯の校正信号、１６０…ＩＦ帯の校正信号、１６１…高調波生成回路、１６２…分周器、１６３…アンテナ、１６４…ＬＮＡ、１６５…校正信号源、１６６…スイッチ、１６７、１６８…ミキサ、１６９…アナログ９０度位相器、１７０…ＲＦシンセサイザ、１７１、１７２…可変ＢＰＦ、１７３…コントロール回路、１７４、１７５…ＰＧＡ、１７６、１７７…可変サンプリングＡＤＣ、１７８、１７９、１８０、１８１…スイッチ、１８２…フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）、１８３…補正係数算出回路（Ｃ＿ＣＡＬＣ）、１８４、１８５…スイッチ、１８６…メモリ（ＭＥＭ）、１８７…振幅・位相ミスマッチ校正回路（ＧＰ＿ＣＡＬ）、１８８…イメージ除去回路（ＩＲＣ）、１８９…タップ係数算出回路（Ｔ＿ＣＡＬＣ）、１９０、１９１…ＬＰＦ、１９２…直交ミキサ、１９３…Ｉ成分信号経路、１９４…Ｑ成分信号経路、１９５…フィルタミスマッチ校正回路（ＦＩＬ＿ＣＡＬ）、１９６…入力端子、１９７…入力端子、１９８…出力端子、１９９…出力端子、２００、２０１、２０２、２０３…可変ゲインアンプ、２０４、２０５…デジタル加算器、２０６、２０７、２０８、２０９…校正フィルタ、２１０、２１１…デジタル加算器、３００…校正制御回路（ＣＡＬ＿ｃｔｌ）、３１０…フィルタミスマッチ検出回路（Ｍ＿ＤＥＴＣ）。

Claims (20)

1. 受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分及びＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、上記二つの復調出力の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットとを具備した受信機であって、
   前記位相・振幅校正ユニットは、
   各々上記直交ミキサ出力の受信信号の複数のチャネル帯域のいずれか１つに対応する周波数特性を有する、複数の校正フィルタを備えており、
   前記各校正フィルタは、前記周波数特性が対応するチャネル帯域における複数の周波数の設定ポイントにて、各々上記ミスマッチを校正可能に構成されており、かつ、
   上記受信信号の複数のチャネル帯域での複数の周波数に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が上記受信機に必要とされる規格を満足するように、前記各校正フィルタを用いて上記各チャネル帯域の複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成る、ことを特徴とする受信機。
2. 請求項１において、
   前記位相・振幅校正ユニットは、前記二つの復調出力であるＩ及びＱ成分の信号に対して１次変換を行うような周波数特性を有する前記校正フィルタを具備して成り、該校正フィルタを用いて上記受信信号に対して前記除去比の設定を行なう、ことを特徴とする受信機。
3. 請求項２において、
   前記校正フィルタは、ＦＩＲフィルタであることを特徴とする受信機。
4. 請求項１において、
   前記位相・振幅校正ユニットは、単一の周波数におけるＩ成分及びＱ成分の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチに対する補正係数を算出する補正係数算出回路と、
   複数の校正信号に対応して前記補正係数算出回路が出力する複数の周波数に対する前記補正係数を格納する為のメモリと、
   該メモリから読み出された前記補正係数を用いて前記各校正フィルタの周波数特性を算出するタップ係数算出回路と、
   前記複数の校正フィルタとデジタル加算器を含んで構成され周波数に依存したＩＱのミスマッチを補正するフィルタミスマッチ校正回路とを具備して成ることを特徴とする受信機。
5. 請求項４において、
   前記位相・振幅校正ユニットは、校正信号源として、発振器と該発振器の高調波を生成する高調波生成回路を具備して成り、前記高調波を用いて前記除去比の設定を行うことを特徴とする受信機。
6. 受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分及びＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、上記二つの復調出力の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットとを具備した受信機であって、
   前記位相・振幅校正ユニットは、上記直交ミキサ出力の所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が上記受信機に必要とされる規格を満足するように、上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成り、
   前記位相・振幅校正ユニットは、上記直交ミキサ出力の所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が単一の周波数の設定ポイントにて単一の除去比を設定することで上記規格を満足させる機能を有するゲイン・位相ミスマッチ校正回路を具備して成ること特徴とする受信機。
7. 請求項１において、
   前記位相・振幅校正ユニットは、
   上記受信信号が複数のバースト信号によって時間的に分割されている場合、
   前記複数の除去比の設定が前記バースト信号毎にバースト信号受信前に行われることを特徴とする受信機。
8. 請求項７において、
   上記受信信号が複数のバースト信号によって時間的に分割されている場合、
   複数の周波数の設定ポイントにおける複数の除去比の設定は受信機の電源投入時に行われ、
   単一の周波数の設定ポイントにおける単一の除去比の設定が前記バースト信号毎にバースト信号受信前に行われることを特徴とする受信機。
9. 請求項１において、
   前記受信機は、異なる通信規格に対応し、異なる受信方式により受信を行うものであり、
   前記位相・振幅校正ユニットは、上記各受信方式について夫々上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成ることを特徴とする受信機。
10. 受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分とＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路と、前記Ｉ成分とＱ成分の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットを具備して成る受信機であって、
    前記位相・振幅校正ユニットは、
    各々上記直交ミキサ出力の受信信号の複数のチャネル帯域のいずれか１つに対応する周波数特性ｆｉ（ｚ）を有する、複数の校正フィルタを備えて成り、かつ、
    当該受信機の規格を満たす上記受信信号の複数のチャネル帯域での複数の設定ポイントである周波数ｆ_ＩＦｉにおいて前記Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路における前記Ｉ成分とＱ成分の振幅と位相のミスマッチを零とするように、
    前記直交ミキサに複数の周波数ｆｉの校正信号を入力して前記各校正フィルタの前記ミスマッチに対する補正係数を算出し、
    該補正係数を利用して上記各チャネル帯域の複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記各校正フィルタの周波数特性を決定する機能を備えて成ることを特徴とする受信機。
11. 請求項１０において、
    前記位相・振幅校正ユニットは、
    前記複数の校正フィルタを具備し前記Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路に接続されたフィルタミスマッチ校正回路を備えて成り、
    前記Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路における前記Ｉ成分とＱ成分の振幅ミスマッチと位相ミスマッチの検出結果に基づいて、前記周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が上記受信機に必要とされる規格を満足するように、前記各校正フィルタの周波数特性を校正する機能を備えて成ることを特徴とする受信機。
12. 請求項１１において、
    前記Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路に接続され、受信信号をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換するイメージ除去回路と、
    複数の周波数の設定ポイントで、前記Ｉ成分信号経路およびＱ成分信号経路における前記Ｉ成分とＱ成分の振幅ミスマッチを検出するフィルタミスマッチ検出回路と、
    該検出結果に基づき、前記各周波数におけるＩ成分及びＱ成分の間の振幅ミスマッチと位相ミスマッチに対する補正係数を算出する補正係数算出回路と、
    前記補正係数を用いて前記各校正フィルタの周波数特性を算出するタップ係数算出回路とを具備して成ることを特徴とする受信機。
13. 受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分とＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、前記Ｉ成分とＱ成分の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットと、受信信号をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換するイメージ除去回路とを具備して成る受信機であって、
    前記位相・振幅校正ユニットは、
    各々上記直交ミキサ出力の受信信号の複数のチャネル帯域のいずれか１つに対応する周波数特性を有する、複数の校正フィルタを備えており、
    前記各校正フィルタは、前記周波数特性が対応するチャネル帯域における複数の周波数の設定ポイントにて、各々上記ミスマッチを校正可能に構成されており、かつ、
    前記イメージ除去回路の入力側における受信信号の複数のチャネル帯域での複数の周波数に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が当該受信機に必要とされる規格を満足するように、前記各校正フィルタを用いて、上記各チャネル帯域の複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成ることを特徴とする受信機。
14. 請求項１３において、
    実信号もしくは直交変調された第１の周波数の受信信号を、第２の周波数の複素信号で表されるローカル信号により、第３の周波数の直交複調信号に変換する乗算器と、
    前記乗算器が出力する前記直交複調信号以外の不要波を少なくとも減衰させて出力する信号経路と、
    前記第２の周波数のローカル信号に対して前記第１の周波数の受信信号と対称の周波数のイメージ信号を除去する前記イメージ除去回路と、
    前記位相・振幅校正ユニットとを具備して成り、
    前記位相・振幅校正ユニットは、
    前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの検出を行い、ミスマッチに対する補正値を出力する補正値算出回路と、
    前記信号経路が出力する前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの補正を行う第１の補正回路と、
    周波数が可変である校正信号源とを具備して成り、
    前記位相・振幅校正ユニットは、前記複数の校正信号に夫々対応して前記補正値算出回路が出力する複数の周波数に対する第１の補正値を用いて、周波数に依存する前記振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの第１の補正を行う機能を具備していることを特徴とする受信機。
15. 請求項１３において、
    前記信号経路は、その出力側にアナログ・デジタル変換器を備えることによって、デジタル化された前記直交変調信号を出力し、
    前記位相・振幅校正ユニットは、デジタル化された前記直交変調信号を入力し、デジタル信号処理によって前記第１の補正を行なうことを特徴とする受信機。
16. 請求項１４において、
    前記第１の補正回路は、ＦＩＲフィルタにより構成され、タップ係数算出回路を更に有し、
    前記タップ係数算出回路は、前記補正値算出回路の出力する複数の周波数に対する前記第１の補正値から前記ＦＩＲフィルタのタップ係数を算出することを特徴とする受信機。
17. 受信ＲＦ信号と受信用ローカル信号とから略直交するＩ成分とＱ成分の二つの復調出力を形成する直交ミキサと、前記Ｉ成分とＱ成分の振幅ミスマッチと位相ミスマッチとを校正する位相・振幅校正ユニットと、受信信号をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換するイメージ除去回路とを具備して成る受信機であって、
    前記位相・振幅校正ユニットは、前記イメージ除去回路の入力側における所望の周波数帯域での希望受信信号に対するイメージ妨害信号の除去比（ＩＲＲ）が当該受信機に必要とされる規格を満足するように、上記周波数帯域内で複数の周波数の設定ポイントにて夫々前記除去比を設定する機能を具備して成り、
    前記直交複調信号の同相成分と直交成分との間の振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの補正を行う第２の補正回路を有し、
    前記第２の補正回路は、前記補正値算出回路が出力する単一の周波数に対する第２の補正値を用いて、周波数に依存しない振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの第２の補正を行うことを特徴とする受信機。
18. 請求項１７において、
    前記補正値算出回路の出力する単一の周波数に対する前記第２の補正値を格納する為のメモリを有し、
    該メモリから読み出された前記第２の補正値を用いて、前記第２の補正回路が前記周波数に依存しない振幅ミスマッチ及び位相ミスマッチの第２の補正を行うことを特徴とする受信機。
19. 請求項１７において、
    前記校正信号源は、発信器と高周波を生成する高周波生成回路を具備して成り、
    前記高調波生成回路は、分数分周器を具備して成り、
    前記受信機のローカル信号を分数分周した信号の高調波成分を校正信号として前記第１の捕正と第２の補正を行うことを特徴とする受信機。
20. 請求項１８において、
    前記校正信号源は、発信器と高周波を生成する高周波生成回路を具備して成り、
    前記高調波生成回路は、逓倍器を具備して成り、
    前記受信機のクロック信号を逓倍した信号の高調波成分を校正信号として前記第１の補正と第２の補正を行うことを特徴とする受信機。

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