JP2001045085A - 直交信号発生回路および直交信号発生方法 - Google Patents
直交信号発生回路および直交信号発生方法Info
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- JP2001045085A JP2001045085A JP11211875A JP21187599A JP2001045085A JP 2001045085 A JP2001045085 A JP 2001045085A JP 11211875 A JP11211875 A JP 11211875A JP 21187599 A JP21187599 A JP 21187599A JP 2001045085 A JP2001045085 A JP 2001045085A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 素子ばらつきの影響を緩和し、更に高周波動
作も可能にする直交信号発生回路および直交信号発生方
法を得る。 【解決手段】 乗算回路１は、第一の交流信号ｃｏｓω
ｔと、同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流
信号ｓｉｎ（ωｔ＋φ）とから、これらの交流信号の略
２倍の周波数を持つ第三の交流信号ｓｉｎ（２ωｔ＋
φ）＋ｓｉｎφ、を生成する。自乗差回路２は、上記の
第一の交流信号及び第二の交流信号から、乗算回路１で
生成される第三の交流信号と同一の周波数で位相が略９
０度異なる第四の交流信号ｃｏｓ（２ωｔ＋φ）ｃｏｓ
φ、を生成する。この手順により、位相精度の低い第１
および第２の直交信号を用いても、２倍の周波数の正確
な直交信号を生成することができ、高精度化と高周波化
が両立可能となる。
作も可能にする直交信号発生回路および直交信号発生方
法を得る。 【解決手段】 乗算回路１は、第一の交流信号ｃｏｓω
ｔと、同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流
信号ｓｉｎ（ωｔ＋φ）とから、これらの交流信号の略
２倍の周波数を持つ第三の交流信号ｓｉｎ（２ωｔ＋
φ）＋ｓｉｎφ、を生成する。自乗差回路２は、上記の
第一の交流信号及び第二の交流信号から、乗算回路１で
生成される第三の交流信号と同一の周波数で位相が略９
０度異なる第四の交流信号ｃｏｓ（２ωｔ＋φ）ｃｏｓ
φ、を生成する。この手順により、位相精度の低い第１
および第２の直交信号を用いても、２倍の周波数の正確
な直交信号を生成することができ、高精度化と高周波化
が両立可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交信号発生回路
および直交信号発生方法に関し、例えば、無線通信等の
直交変調／復調及びイメージ抑圧周波数変換回路に必須
な直交キャリア信号を高精度に生成する直交信号発生回
路および直交信号発生方法に関する。
および直交信号発生方法に関し、例えば、無線通信等の
直交変調／復調及びイメージ抑圧周波数変換回路に必須
な直交キャリア信号を高精度に生成する直交信号発生回
路および直交信号発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、直交信号発生回路および直交信号
発生方法は、例えば、ディジタル無線通信装置へ適用さ
れる。このディジタル無線通信装置においては、直交変
調／復調方式が用いられる。
発生方法は、例えば、ディジタル無線通信装置へ適用さ
れる。このディジタル無線通信装置においては、直交変
調／復調方式が用いられる。
【０００３】図１５に従来の直交変調器および直交復調
器の基本ブロック構成例を示す。図１５（ａ）の直交変
調器は、ベースバンド入力（Ｉ）が接続されたアナログ
乗算回路又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、
ベースバンド入力（Ｑ）が接続されたアナログ乗算回路
又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ｂ、キャリア
入力が接続された９０°移相器２２、および加算器２３
を有して構成される。また図１５（ｂ）の直交復調器
は、ベースバンド出力（Ｉ）へ接続されたアナログ乗算
回路又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、ベー
スバンド出力（Ｑ）へ接続されたアナログ乗算回路又は
ダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ｂ、キャリア入力
が接続された９０°移相器２２、を有して構成される。
器の基本ブロック構成例を示す。図１５（ａ）の直交変
調器は、ベースバンド入力（Ｉ）が接続されたアナログ
乗算回路又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、
ベースバンド入力（Ｑ）が接続されたアナログ乗算回路
又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ｂ、キャリア
入力が接続された９０°移相器２２、および加算器２３
を有して構成される。また図１５（ｂ）の直交復調器
は、ベースバンド出力（Ｉ）へ接続されたアナログ乗算
回路又はダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、ベー
スバンド出力（Ｑ）へ接続されたアナログ乗算回路又は
ダブルバランスミキサ（ＤＢＭ）２１ｂ、キャリア入力
が接続された９０°移相器２２、を有して構成される。
【０００４】上記により構成される直交変調器および直
交復調器において、Ｉ／Ｑベースバンド信号間の干渉を
抑えるために９０度移相器２２には高い位相精度（１〜
２度）が要求される。同様に、直交キャリア信号間の振
幅偏差にも高精度が要求される（１〜２％）。また、周
波数変換に伴う不要なイメージ信号（キャリア信号から
希望信号と反対方向に中間周波数でＩＦ分離れたところ
の信号）を十分抑圧するためには、更に高い位相／振幅
精度（＜１度、＜１％：４０ｄＢ以上のイメージ抑圧
比）が要求される。
交復調器において、Ｉ／Ｑベースバンド信号間の干渉を
抑えるために９０度移相器２２には高い位相精度（１〜
２度）が要求される。同様に、直交キャリア信号間の振
幅偏差にも高精度が要求される（１〜２％）。また、周
波数変換に伴う不要なイメージ信号（キャリア信号から
希望信号と反対方向に中間周波数でＩＦ分離れたところ
の信号）を十分抑圧するためには、更に高い位相／振幅
精度（＜１度、＜１％：４０ｄＢ以上のイメージ抑圧
比）が要求される。
【０００５】図１６に従来のイメージ抑圧形受信機の基
本ブロックを示す。本従来例のイメージ抑圧形受信機
は、ＲＦ入力が接続されたアナログ乗算回路又はダブル
バランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、２１ｂ、９０°移相
器２２ａ、２２ｂ、および加算器２３を有して構成され
る。
本ブロックを示す。本従来例のイメージ抑圧形受信機
は、ＲＦ入力が接続されたアナログ乗算回路又はダブル
バランスミキサ（ＤＢＭ）２１ａ、２１ｂ、９０°移相
器２２ａ、２２ｂ、および加算器２３を有して構成され
る。
【０００６】図１７は、従来の９０度移相器の回路図、
図１８ローパス／ハイパスフィルタの特性図を示してい
る。キャリア信号用の９０度移相器には、抵抗と容量を
用いた図１７のＲＣ／ＣＲ形が広く用いられている。ま
た、図１７の従来の９０度移相器の回路図において、Ｒ
Ｃ回路はローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１を構成し、Ｃ
Ｒ回路はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３２を構成する。
理想的には位相差は、図１８に示すように、９０度が全
帯域で保たれ、ωＲＣ＝１の周波数では振幅も一致す
る。利用できる帯域を増やすために、通常リミッタアン
プ３３ａ、３３ｂによる振幅レベル合わせを行う。
図１８ローパス／ハイパスフィルタの特性図を示してい
る。キャリア信号用の９０度移相器には、抵抗と容量を
用いた図１７のＲＣ／ＣＲ形が広く用いられている。ま
た、図１７の従来の９０度移相器の回路図において、Ｒ
Ｃ回路はローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１を構成し、Ｃ
Ｒ回路はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３２を構成する。
理想的には位相差は、図１８に示すように、９０度が全
帯域で保たれ、ωＲＣ＝１の周波数では振幅も一致す
る。利用できる帯域を増やすために、通常リミッタアン
プ３３ａ、３３ｂによる振幅レベル合わせを行う。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来技術では、集積化を行う場合、抵抗と容量のばらつ
きにより位相誤差が必ず発生しＩＣの歩留りを落とす。
実用的には２〜３度の位相誤差は許容する必要があり、
高精度化（多値直交変調：１６ＱＡＭ等ヘの適用）には
難点がある。特に、イメージ抑圧形周波数変換回路の高
性能化は難しい。ＲＦ周波数で直接、変調／復調を行う
ダイレクトコンバージョン方式では、直交キャリア周波
数がＧＨｚ帯となるので、寄生効果の影響で更に位相誤
差が増加する。従って、従来例では素子ばらつき、寄生
効果の影響を受けやすく９０移相器の高精度化並びに高
周波化に限界がある問題を伴う。
従来技術では、集積化を行う場合、抵抗と容量のばらつ
きにより位相誤差が必ず発生しＩＣの歩留りを落とす。
実用的には２〜３度の位相誤差は許容する必要があり、
高精度化（多値直交変調：１６ＱＡＭ等ヘの適用）には
難点がある。特に、イメージ抑圧形周波数変換回路の高
性能化は難しい。ＲＦ周波数で直接、変調／復調を行う
ダイレクトコンバージョン方式では、直交キャリア周波
数がＧＨｚ帯となるので、寄生効果の影響で更に位相誤
差が増加する。従って、従来例では素子ばらつき、寄生
効果の影響を受けやすく９０移相器の高精度化並びに高
周波化に限界がある問題を伴う。
【０００８】本発明は、素子ばらつきの影響を緩和し、
且つ高周波動作も可能にする直交信号発生回路および直
交信号発生方法を提供することを目的とする。
且つ高周波動作も可能にする直交信号発生回路および直
交信号発生方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
め、請求項１記載の発明の直交信号発生回路は、所定の
第一の交流信号とこの第一の交流信号と同一の周波数で
位相が略９０度異なる第二の交流信号とから第一の交流
信号及び第二の交流信号の２倍の周波数を持つ第三の交
流信号を生成する第１の交流信号生成回路と、第一の交
流信号及び第二の交流信号から第三の交流信号と同一の
周波数で位相が９０度異なる第四の交流信号を生成する
第２の交流信号生成回路とを有して構成されたことを特
徴としている。
め、請求項１記載の発明の直交信号発生回路は、所定の
第一の交流信号とこの第一の交流信号と同一の周波数で
位相が略９０度異なる第二の交流信号とから第一の交流
信号及び第二の交流信号の２倍の周波数を持つ第三の交
流信号を生成する第１の交流信号生成回路と、第一の交
流信号及び第二の交流信号から第三の交流信号と同一の
周波数で位相が９０度異なる第四の交流信号を生成する
第２の交流信号生成回路とを有して構成されたことを特
徴としている。
【００１０】請求項２の発明では、請求項１に記載の直
交信号発生回路において、第１の交流信号生成回路は、
第一の交流信号と第二の交流信号とを乗算して第三の交
流信号を生成する乗算回路であるとよい。
交信号発生回路において、第１の交流信号生成回路は、
第一の交流信号と第二の交流信号とを乗算して第三の交
流信号を生成する乗算回路であるとよい。
【００１１】請求項３の発明では、請求項１または２に
記載の直交信号発生回路において、第２の交流信号生成
回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号をそれぞれ
自乗した後に減算して第四の交流信号を生成する自乗差
回路であるとよい。
記載の直交信号発生回路において、第２の交流信号生成
回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号をそれぞれ
自乗した後に減算して第四の交流信号を生成する自乗差
回路であるとよい。
【００１２】請求項４の発明では、請求項１から３の何
れかに記載の直交信号発生回路において、第２の交流信
号生成回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号を加
算して和信号を生成する加算器と、第一の交流信号及び
第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器と、
和信号と差信号の乗算により第三の交流信号と同一の周
波数で位相が９０度異なる第四の交流信号を生成する第
２の乗算回路とを有して構成するとよい。
れかに記載の直交信号発生回路において、第２の交流信
号生成回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号を加
算して和信号を生成する加算器と、第一の交流信号及び
第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器と、
和信号と差信号の乗算により第三の交流信号と同一の周
波数で位相が９０度異なる第四の交流信号を生成する第
２の乗算回路とを有して構成するとよい。
【００１３】請求項５の発明では、請求項１から３の何
れかに記載の直交信号発生回路において、第１の交流信
号生成回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号を加
算して和信号を生成する加算器と、第一の交流信号及び
第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器と、
和信号と差信号をそれぞれ自乗した後に減算し２倍の周
波数を持つ第三の交流信号に生成し、第一の交流信号及
び第二の交流信号をそれぞれ自乗した後に減算すること
で第三の交流信号と同一の周波数で位相が９０度異なる
第四の交流信号を生成する第２の自乗差回路とを有して
構成するとよい。
れかに記載の直交信号発生回路において、第１の交流信
号生成回路は、第一の交流信号及び第二の交流信号を加
算して和信号を生成する加算器と、第一の交流信号及び
第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器と、
和信号と差信号をそれぞれ自乗した後に減算し２倍の周
波数を持つ第三の交流信号に生成し、第一の交流信号及
び第二の交流信号をそれぞれ自乗した後に減算すること
で第三の交流信号と同一の周波数で位相が９０度異なる
第四の交流信号を生成する第２の自乗差回路とを有して
構成するとよい。
【００１４】請求項６の発明では、請求項１から５の何
れかに記載の直交信号発生回路は、第１の交流信号生成
回路および第２の交流信号生成回路の各々の出力に直列
接続された容量器とリミッタアンプとをさらに有し、第
三の交流信号及び第四の交流信号を容量結合でリミッタ
アンプに入力し略同一振幅とするとよい。
れかに記載の直交信号発生回路は、第１の交流信号生成
回路および第２の交流信号生成回路の各々の出力に直列
接続された容量器とリミッタアンプとをさらに有し、第
三の交流信号及び第四の交流信号を容量結合でリミッタ
アンプに入力し略同一振幅とするとよい。
【００１５】請求項７の発明では、請求項１から６の何
れかに記載の直交信号発生回路において、第四の交流信
号は、９０度異なるより高精度の位相をもつ信号に生成
可能とするとよい。
れかに記載の直交信号発生回路において、第四の交流信
号は、９０度異なるより高精度の位相をもつ信号に生成
可能とするとよい。
【００１６】請求項８記載の発明の直交信号発生方法
は、所定の第一の交流信号とこの第一の交流信号と同一
の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流信号とから
第一の交流信号及び第二の交流信号の２倍の周波数を持
つ第三の交流信号を生成する第１の交流信号生成工程
と、第一の交流信号及び第二の交流信号から第三の交流
信号と同一の周波数で位相が９０度異なる第四の交流信
号を生成する第２の交流信号生成工程とを有して構成す
るとよい。
は、所定の第一の交流信号とこの第一の交流信号と同一
の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流信号とから
第一の交流信号及び第二の交流信号の２倍の周波数を持
つ第三の交流信号を生成する第１の交流信号生成工程
と、第一の交流信号及び第二の交流信号から第三の交流
信号と同一の周波数で位相が９０度異なる第四の交流信
号を生成する第２の交流信号生成工程とを有して構成す
るとよい。
【００１７】請求項９の発明では、請求項８に記載の直
交信号発生方法において、第１の交流信号生成工程は、
第一の交流信号と第二の交流信号とを乗算して第三の交
流信号を生成する乗算処理であるとよい。
交信号発生方法において、第１の交流信号生成工程は、
第一の交流信号と第二の交流信号とを乗算して第三の交
流信号を生成する乗算処理であるとよい。
【００１８】請求項１０の発明では、請求項８または９
に記載の直交信号発生方法において、第２の交流信号生
成工程は、第一の交流信号及び第二の交流信号をそれぞ
れ自乗した後に減算して第四の交流信号を生成する自乗
差処理であるとよい。
に記載の直交信号発生方法において、第２の交流信号生
成工程は、第一の交流信号及び第二の交流信号をそれぞ
れ自乗した後に減算して第四の交流信号を生成する自乗
差処理であるとよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】次に添付図面を参照して本発明に
よる直交信号発生回路および直交信号発生方法の実施の
形態を詳細に説明する。図１〜図１４を参照すると本発
明の直交信号発生回路および直交信号発生方法の一実施
形態が示されている。先ず、具体的動作を実施例にそっ
て説明する。
よる直交信号発生回路および直交信号発生方法の実施の
形態を詳細に説明する。図１〜図１４を参照すると本発
明の直交信号発生回路および直交信号発生方法の一実施
形態が示されている。先ず、具体的動作を実施例にそっ
て説明する。
【００２０】［実施例１］図１において、基本ブロック
構成は、乗算回路１と自乗差回路２とを用いた構成で実
現できる。本構成に成る直交信号発生回路へ入力され元
になるほぼ直交した交流信号を、それぞれｃｏｓωｔと
ｓｉｎ（ωｔ＋φ）で表わす。ここで符号φは、９０度
からのずれ即ち位相誤差を示す。実施例１の構成は、以
下の二式に基づく。 cosωｔ・sin(ωｔ+φ)=(1/2)sin(2ωｔ+φ)+(1/2)sinφ （１） cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)=cos(2ωｔ+φ)・cosφ （２）
構成は、乗算回路１と自乗差回路２とを用いた構成で実
現できる。本構成に成る直交信号発生回路へ入力され元
になるほぼ直交した交流信号を、それぞれｃｏｓωｔと
ｓｉｎ（ωｔ＋φ）で表わす。ここで符号φは、９０度
からのずれ即ち位相誤差を示す。実施例１の構成は、以
下の二式に基づく。 cosωｔ・sin(ωｔ+φ)=(1/2)sin(2ωｔ+φ)+(1/2)sinφ （１） cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)=cos(2ωｔ+φ)・cosφ （２）
【００２１】元の信号に位相誤差φが存在しても、周波
数が２逓倍された交流信号（各式の第１項）は、正確に
９０度の位相差を持つ。式（１）の第２項は位相誤差に
より生じる直流オフセットであり、後に述べるように容
量による交流結合により除去できる。位相誤差に起因す
る式（２）の係数ｃｏｓφは、振幅誤差となる。位相誤
差φが小さいとき、ｃｏｓφ≒１−（１／２）φ2であ
るから２次の誤差となり縮小される。仮に位相誤差φ＝
５°＝０．０８７ｒａｄとするとｃｏｓφ＝０．９９６
２であり、振幅誤差φは０．４％と小さいが、これも詳
細を後述するリミッタアンプの使用により吸収できる。
式（１）のままでは１／２の係数の違いが存在するの
で、両辺に“２”を掛けた下記の式（３）の形態が望ま
しい。 2cosωｔ・sin(ωｔ+φ)=21/2cosωｔ・21/2sin(ωｔ+φ) =sin(2ωｔ+φ)＋sinφ （３）
数が２逓倍された交流信号（各式の第１項）は、正確に
９０度の位相差を持つ。式（１）の第２項は位相誤差に
より生じる直流オフセットであり、後に述べるように容
量による交流結合により除去できる。位相誤差に起因す
る式（２）の係数ｃｏｓφは、振幅誤差となる。位相誤
差φが小さいとき、ｃｏｓφ≒１−（１／２）φ2であ
るから２次の誤差となり縮小される。仮に位相誤差φ＝
５°＝０．０８７ｒａｄとするとｃｏｓφ＝０．９９６
２であり、振幅誤差φは０．４％と小さいが、これも詳
細を後述するリミッタアンプの使用により吸収できる。
式（１）のままでは１／２の係数の違いが存在するの
で、両辺に“２”を掛けた下記の式（３）の形態が望ま
しい。 2cosωｔ・sin(ωｔ+φ)=21/2cosωｔ・21/2sin(ωｔ+φ) =sin(2ωｔ+φ)＋sinφ （３）
【００２２】図２、図３、図４は、式（１）に基づく乗
算回路１の構成例である。図２は乗算器１１を用いた基
本構成であり、図３は６ｄＢアンプ１２を出力側に設け
た場合の構成例であり、図４は３ｄＢアンプ１３ａ、１
３ｂを乗算器１１の入力側に設けた場合の構成例であ
る。また、図５、図６、図７で示すように、自乗差回路
２は、２個の乗算器１１ａ、１１ｂと減算器１４、さら
に、６ｄＢアンプ１２または３ｄＢアンプ１３を用いて
構成している。
算回路１の構成例である。図２は乗算器１１を用いた基
本構成であり、図３は６ｄＢアンプ１２を出力側に設け
た場合の構成例であり、図４は３ｄＢアンプ１３ａ、１
３ｂを乗算器１１の入力側に設けた場合の構成例であ
る。また、図５、図６、図７で示すように、自乗差回路
２は、２個の乗算器１１ａ、１１ｂと減算器１４、さら
に、６ｄＢアンプ１２または３ｄＢアンプ１３を用いて
構成している。
【００２３】次に、式（３）により振幅差を合わせた構
成で、元の直交信号に振幅誤差ａがある場合を考察す
る。なお、簡単化のために位相誤差φはゼロとする。 2cosωｔ・(1+a)sinωｔ=(1+a)sin2ωｔ （４） cos2ωｔ−(1+a)2sin2ωｔ=(1+a+a2/2)cos2ωｔ+a(1+a/2) （５）
成で、元の直交信号に振幅誤差ａがある場合を考察す
る。なお、簡単化のために位相誤差φはゼロとする。 2cosωｔ・(1+a)sinωｔ=(1+a)sin2ωｔ （４） cos2ωｔ−(1+a)2sin2ωｔ=(1+a+a2/2)cos2ωｔ+a(1+a/2) （５）
【００２４】式（４）の係数が（１＋ａ）であるので、
式（５）の第１項の係数の中で２次の項ａ2／２のみが
振幅誤差となり、元の誤差より大幅に縮小される。仮に
振幅誤差ａ＝０．０５（５％）としてもａ2／２＝０．
００１２５（０．１２５％）と小さい値であるが、更に
後ほど述べるリミッタアンプの使用により吸収できる。
式（５）の第２項は、直流オフセットを表わし、後に述
べる容量を用いた交流結合により除去できる。
式（５）の第１項の係数の中で２次の項ａ2／２のみが
振幅誤差となり、元の誤差より大幅に縮小される。仮に
振幅誤差ａ＝０．０５（５％）としてもａ2／２＝０．
００１２５（０．１２５％）と小さい値であるが、更に
後ほど述べるリミッタアンプの使用により吸収できる。
式（５）の第２項は、直流オフセットを表わし、後に述
べる容量を用いた交流結合により除去できる。
【００２５】以上述べたように、元の直交信号の位相誤
差は、直流オフセットと縮小された振幅誤差（２次の
項）に変換される。また、元の振幅誤差は、縮小された
振幅誤差（２次の項）と直流オフセットに変換される。
このため、２逓倍後の直交信号の位相誤差はゼロとなり
振幅誤差も小さくなる。
差は、直流オフセットと縮小された振幅誤差（２次の
項）に変換される。また、元の振幅誤差は、縮小された
振幅誤差（２次の項）と直流オフセットに変換される。
このため、２逓倍後の直交信号の位相誤差はゼロとなり
振幅誤差も小さくなる。
【００２６】なお、トランジスタレベルでの乗算回路
は、例えば、図８、図９のＧｉｌｂｅｒｔセル形を用い
ることができる。乗算回路を用いない自乗差回路として
は、ＭＯＳトランジスタを用いた図１０が提案されてい
る（参考文献；J.S.Pena-Finoland J.A.Connelly,"A MO
S Four-Quadrant Analog Muitiplier Using the Quarte
r-Square Techique," J. Solid-State Circuits,Vol.SC
-22,No.6,pp.1064-1073,Dec.1987.）。この構成は、図
１１のようにバイポーラトランジスタにも適用可能であ
る。
は、例えば、図８、図９のＧｉｌｂｅｒｔセル形を用い
ることができる。乗算回路を用いない自乗差回路として
は、ＭＯＳトランジスタを用いた図１０が提案されてい
る（参考文献；J.S.Pena-Finoland J.A.Connelly,"A MO
S Four-Quadrant Analog Muitiplier Using the Quarte
r-Square Techique," J. Solid-State Circuits,Vol.SC
-22,No.6,pp.1064-1073,Dec.1987.）。この構成は、図
１１のようにバイポーラトランジスタにも適用可能であ
る。
【００２７】［実施例２］次の例は実施例２に関するも
のである。図１２は、実施例２の直交信号発生回路のブ
ロック構成例を示す。実施例２の直交信号発生回路は、
乗算回路１ａ、１ｂ、減算器１４、加算器１５とを有し
て構成される。本実施例２では、式（１）又は式（３）
から一方の出力を得て、式（２）の変形である下記の式
（６）に基づき他方の直交出力を得る。 cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)={cosωｔ+sin(ωｔ+φ)}{cosωｔ−sin(ωｔ+φ)} =cos(2ωｔ+φ)cosφ （６）
のである。図１２は、実施例２の直交信号発生回路のブ
ロック構成例を示す。実施例２の直交信号発生回路は、
乗算回路１ａ、１ｂ、減算器１４、加算器１５とを有し
て構成される。本実施例２では、式（１）又は式（３）
から一方の出力を得て、式（２）の変形である下記の式
（６）に基づき他方の直交出力を得る。 cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)={cosωｔ+sin(ωｔ+φ)}{cosωｔ−sin(ωｔ+φ)} =cos(2ωｔ+φ)cosφ （６）
【００２８】元の直交信号同士の加算、減算を行った後
に乗算することでも、実施例１と等価なことが式（６）
からわかる。この実施例２では、周波数２逓倍部を同じ
回路形式の乗算回路で構成できる。従って、回路の遅延
時間を同じくすることができるので、高周波頒域での高
精度化が実施例１より容易となる。一方、元の信号の位
相誤差／振幅誤差に対する影響は、実施例１と同じであ
る。
に乗算することでも、実施例１と等価なことが式（６）
からわかる。この実施例２では、周波数２逓倍部を同じ
回路形式の乗算回路で構成できる。従って、回路の遅延
時間を同じくすることができるので、高周波頒域での高
精度化が実施例１より容易となる。一方、元の信号の位
相誤差／振幅誤差に対する影響は、実施例１と同じであ
る。
【００２９】［実施例３］図１３は、実施例３に関する
ブロック構成を示す。図１３において、実施例３の直交
信号発生回路は、自乗差回路２ａ、２ｂ、減算器１４、
加算器１５とを有して構成される。本実施例３では、式
（１）を４倍し変形することで式（７）を得る。また、
式（２）を２倍して式（８）を得る。 4cosωｔ・sin(ωｔ+φ)={cosωｔ+sin(ωｔ+φ)}2-{cosωｔ-sin(ωｔ+φ)}2 =2sin(2ωｔ+φ)+2sinφ （７） 2{cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)}=2cos(2ωｔ+φ)cosφ （８）
ブロック構成を示す。図１３において、実施例３の直交
信号発生回路は、自乗差回路２ａ、２ｂ、減算器１４、
加算器１５とを有して構成される。本実施例３では、式
（１）を４倍し変形することで式（７）を得る。また、
式（２）を２倍して式（８）を得る。 4cosωｔ・sin(ωｔ+φ)={cosωｔ+sin(ωｔ+φ)}2-{cosωｔ-sin(ωｔ+φ)}2 =2sin(2ωｔ+φ)+2sinφ （７） 2{cos2ωｔ−sin2(ωｔ+φ)}=2cos(2ωｔ+φ)cosφ （８）
【００３０】元の直交信号同士の加算、減算を行った後
に自乗差回路２ａを通すことでも等価であることが式
（７）よりわかる。式（８）を実現するためには、図６
又は図７で示した自乗差回路を用いる。この例でも周波
数の２逓部を同じ回路形式の自乗差回路で実現できる。
従って、回路の遅延時間を同じくすることができるの
で、高周波頒域での高精度化が実施例１より容易とな
る。一方、元の信号の位相誤差／振幅誤差に対する影響
は、実施例１と同じである。
に自乗差回路２ａを通すことでも等価であることが式
（７）よりわかる。式（８）を実現するためには、図６
又は図７で示した自乗差回路を用いる。この例でも周波
数の２逓部を同じ回路形式の自乗差回路で実現できる。
従って、回路の遅延時間を同じくすることができるの
で、高周波頒域での高精度化が実施例１より容易とな
る。一方、元の信号の位相誤差／振幅誤差に対する影響
は、実施例１と同じである。
【００３１】［実施例４］図１４は、実施例４の回路構
成例を示している。図１４において、実施例４の直交信
号発生回路は、乗算回路１、自乗差回路２、容量１６
ａ、１６ｂ、リミッタアンプ１７ａ、１７ｂを有して構
成される。本実施例４では、図１の実施例１の出力を容
量による交流結合とし、更にリミッタアンプ１７ａ、１
７ｂを付加している。この実施例４では、図２の乗算回
路を用いて出力間で６ｄＢ（２倍）の振幅差がある場合
にも、振幅を合わせることができる。更に、元の直交信
号の位相誤差／振幅誤差より生ずる振幅誤差をリミッタ
アンプにより、除去することができる。また、直流オフ
セットを交流結合により除去することができる。なお、
実施例２または実施例３において、出力を容量結合とし
リミッタアンプを付加することで、実施例４と同様の効
果を得ることができる。
成例を示している。図１４において、実施例４の直交信
号発生回路は、乗算回路１、自乗差回路２、容量１６
ａ、１６ｂ、リミッタアンプ１７ａ、１７ｂを有して構
成される。本実施例４では、図１の実施例１の出力を容
量による交流結合とし、更にリミッタアンプ１７ａ、１
７ｂを付加している。この実施例４では、図２の乗算回
路を用いて出力間で６ｄＢ（２倍）の振幅差がある場合
にも、振幅を合わせることができる。更に、元の直交信
号の位相誤差／振幅誤差より生ずる振幅誤差をリミッタ
アンプにより、除去することができる。また、直流オフ
セットを交流結合により除去することができる。なお、
実施例２または実施例３において、出力を容量結合とし
リミッタアンプを付加することで、実施例４と同様の効
果を得ることができる。
【００３２】
【発明の効果】以上の説明より明かなように、本発明の
直交信号発生回路および直交信号発生方法は、第一の交
流信号と同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交
流信号とから２倍の周波数を持つ第三の交流信号を生成
し、第三の交流信号と同一の周波数で位相が略９０度異
なる第四の交流信号を生成している。この手順により、
位相精度の低い直交信号を用いても２倍の周波数の正確
な直交信号を発生することができ、高精度化と高周波化
が両立可能となる。
直交信号発生回路および直交信号発生方法は、第一の交
流信号と同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交
流信号とから２倍の周波数を持つ第三の交流信号を生成
し、第三の交流信号と同一の周波数で位相が略９０度異
なる第四の交流信号を生成している。この手順により、
位相精度の低い直交信号を用いても２倍の周波数の正確
な直交信号を発生することができ、高精度化と高周波化
が両立可能となる。
【図１】本発明の直交信号発生回路の第１の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】アンプ無しの基本乗算回路の構成図である。
【図３】６ｄＢアンプ付加の乗算回路の構成図である。
【図４】３ｄＢアンプ付加の乗算回路の構成図である。
【図５】アンプ無しの自乗差回路の構成図である。
【図６】６ｄＢアンプ付加の自乗差回路の構成図であ
る。
る。
【図７】３ｄＢアンプ付加の自乗差回路の構成図であ
る。
る。
【図８】バイポーラ版のＧｉｌｂｅｒｔセル形乗算回路
図である。
図である。
【図９】ＭＯＳ版のＧｉｌｂｅｒｔセル形乗算回路図で
ある。
ある。
【図１０】ＭＯＳ版の自乗差回路の他の例を示す回路図
である。
である。
【図１１】バイポーラ版の自乗差回路の他の例を示す回
路図である。
路図である。
【図１２】本発明の直交信号発生回路の第２の実施例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１３】本発明の直交信号発生回路の第３の実施例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１４】本発明の直交信号発生回路の第４の実施例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１５】従来の直交変調器（ａ）と直交復調器（ｂ）
の基本ブロック図である。
の基本ブロック図である。
【図１６】従来のイメージ抑圧形受信機の基本ブロック
図である。
図である。
【図１７】従来のＲＣ／ＣＲ形９０度移相器の回路図で
ある。
ある。
【図１８】図１７の９０度移相器のローパス／ハイパス
フィルタの特性図である。
フィルタの特性図である。
１ 乗算回路 ２ 自乗差回路 １１ 乗算器 １２ ６ｄＢアンプ １３ ３ｄＢアンプ １４ 減算器 １５ 加算器 １６ 容量 １７ リミッタアンプ
Claims (10)
- 【請求項１】 所定の第一の交流信号と該第一の交流信
号と同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流信
号とから前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号の
２倍の周波数を持つ第三の交流信号を生成する第１の交
流信号生成回路と、 前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号から前記第
三の交流信号と同一の周波数で位相が９０度異なる第四
の交流信号を生成する第２の交流信号生成回路と、 を有して構成されたことを特徴とする直交信号発生回
路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の直交信号発生回路にお
いて、前記第１の交流信号生成回路は、前記第一の交流
信号と前記第二の交流信号とを乗算して前記第三の交流
信号を生成する乗算回路であることを特徴とする直交信
号発生回路。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載の直交信号発生
回路において、前記第２の交流信号生成回路は、前記第
一の交流信号及び前記第二の交流信号をそれぞれ自乗し
た後に減算して前記第四の交流信号を生成する自乗差回
路であることを特徴とする直交信号発生回路。 - 【請求項４】 請求項１から３の何れかに記載の直交信
号発生回路において、前記第２の交流信号生成回路は、
前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号を加算して
和信号を生成する加算器と、前記第一の交流信号及び前
記第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器
と、前記和信号と前記差信号の乗算により前記第三の交
流信号と同一の周波数で位相が９０度異なる第四の交流
信号を生成する第２の乗算回路と、を有して構成された
ことを特徴とする直交信号発生回路。 - 【請求項５】 請求項１から３の何れかに記載の直交信
号発生回路において、前記第１の交流信号生成回路は、
前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号を加算して
和信号を生成する加算器と、前記第一の交流信号及び前
記第二の交流信号を減算して差信号を生成する減算器
と、前記和信号と前記差信号をそれぞれ自乗した後に減
算し２倍の周波数を持つ第三の交流信号に生成し、前記
第一の交流信号及び第二の交流信号をそれぞれ自乗した
後に減算することで前記第三の交流信号と同一の周波数
で位相が９０度異なる第四の交流信号を生成する第２の
自乗差回路と、を有して構成されたことを特徴とする直
交信号発生回路。 - 【請求項６】 請求項１から５の何れかに記載の直交信
号発生回路は、前記第１の交流信号生成回路および前記
第２の交流信号生成回路の各々の出力に直列接続された
容量器とリミッタアンプとをさらに有し、前記第三の交
流信号及び第四の交流信号を容量結合で前記リミッタア
ンプに入力し略同一振幅とすることを特徴とする直交信
号発生回路。 - 【請求項７】 請求項１から６の何れかに記載の直交信
号発生回路において、前記第四の交流信号は、９０度異
なるより高精度の位相をもつ信号に生成可能とされたこ
とを特徴とする直交信号発生回路。 - 【請求項８】 所定の第一の交流信号と該第一の交流信
号と同一の周波数で位相が略９０度異なる第二の交流信
号とから前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号の
２倍の周波数を持つ第三の交流信号を生成する第１の交
流信号生成工程と、 前記第一の交流信号及び前記第二の交流信号から前記第
三の交流信号と同一の周波数で位相が９０度異なる第四
の交流信号を生成する第２の交流信号生成工程と、 を有して構成されたことを特徴とする直交信号発生方
法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の直交信号発生方法にお
いて、前記第１の交流信号生成工程は、前記第一の交流
信号と前記第二の交流信号とを乗算して前記第三の交流
信号を生成する乗算処理であることを特徴とする直交信
号発生方法。 - 【請求項１０】 請求項８または９に記載の直交信号発
生方法において、前記第２の交流信号生成工程は、前記
第一の交流信号及び前記第二の交流信号をそれぞれ自乗
した後に減算して前記第四の交流信号を生成する自乗差
処理であることを特徴とする直交信号発生方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11211875A JP2001045085A (ja) | 1999-07-27 | 1999-07-27 | 直交信号発生回路および直交信号発生方法 |
| US09/619,637 US6369633B1 (en) | 1999-07-27 | 2000-07-19 | Quadrature signal generation system |
| EP00410081A EP1091483B1 (en) | 1999-07-27 | 2000-07-25 | Quadrature signal generation system |
| DE60002275T DE60002275T2 (de) | 1999-07-27 | 2000-07-25 | System zur Erzeugen von Quadratursignalen |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11211875A JP2001045085A (ja) | 1999-07-27 | 1999-07-27 | 直交信号発生回路および直交信号発生方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001045085A true JP2001045085A (ja) | 2001-02-16 |
Family
ID=16613075
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11211875A Pending JP2001045085A (ja) | 1999-07-27 | 1999-07-27 | 直交信号発生回路および直交信号発生方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6369633B1 (ja) |
| EP (1) | EP1091483B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001045085A (ja) |
| DE (1) | DE60002275T2 (ja) |
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| JP2004519159A (ja) * | 2001-02-12 | 2004-06-24 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | チューナブル直交移相器 |
| CN1541448B (zh) * | 2001-08-16 | 2010-11-24 | Nxp股份有限公司 | 可调正交移相器 |
| DE10142249A1 (de) * | 2001-08-29 | 2003-04-03 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokalozillator-Signals und Empfänger |
| JP2003152512A (ja) * | 2001-11-08 | 2003-05-23 | Mitsubishi Electric Corp | 多相信号発生器 |
| EP1313209A1 (en) * | 2001-11-14 | 2003-05-21 | Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV | Quadrature frequency multiplier |
| EP1313210A1 (en) * | 2001-11-14 | 2003-05-21 | Semiconductor Ideas to The Market BV | Quadrature frequency multiplier |
| JP2003178798A (ja) * | 2001-12-10 | 2003-06-27 | Hitachi Ltd | ナトリウム硫黄電池 |
| KR100441463B1 (ko) * | 2001-12-26 | 2004-07-23 | 한국전자통신연구원 | 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 |
| EP1351378B1 (en) * | 2002-04-04 | 2007-07-04 | Texas Instruments Inc. | Quadrature divider |
| US7444365B2 (en) * | 2002-06-18 | 2008-10-28 | A.D.C. Automotive Distance Control Systems Gmbh | Non-linear digital rank filtering of input signal values |
| DE50308888D1 (de) * | 2002-06-18 | 2008-02-07 | Adc Automotive Dist Control | Verfahren zur unterdr ckung von st rungen in systemen z ur objekterfassung |
| US7274922B2 (en) * | 2002-06-18 | 2007-09-25 | A.D.C. Automotive Distance Control Systems Gmbh | Circuit arrangement for generating an IQ-signal |
| EP1441437B1 (fr) * | 2003-01-21 | 2006-08-09 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique S.A. - Recherche et Développement | Générateur de signaux en quadrature de phase et à asservissement de la fréquence de travail |
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| DE10351699B3 (de) * | 2003-11-05 | 2005-09-15 | Siemens Ag | Vorrichtung zum Generieren von Lokaloszillator-Signalen |
| US10951202B2 (en) * | 2018-07-20 | 2021-03-16 | Futurewei Technologies, Inc. | Method and apparatus for RC/CR phase error calibration of measurement receiver |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4379266A (en) * | 1980-04-03 | 1983-04-05 | Ford Aerospace & Communications Corporation | PSK Demodulator with automatic compensation of delay induced phase shifts |
| GB2089609A (en) * | 1980-12-12 | 1982-06-23 | Philips Electronic Associated | Clock pulse phase shifter |
| US5063446A (en) * | 1989-08-11 | 1991-11-05 | General Electric Company | Apparatus for transmitting auxiliary signal in a TV channel |
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- 1999-07-27 JP JP11211875A patent/JP2001045085A/ja active Pending
-
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- 2000-07-19 US US09/619,637 patent/US6369633B1/en not_active Expired - Fee Related
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- 2000-07-25 DE DE60002275T patent/DE60002275T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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