JP3470529B2

JP3470529B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP3470529B2
Application number: JP30509596A
Authority: JP
Inventors: 浩史野呂; 浩司山下; 章雄奥出; 宏光水川
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-11-15
Filing date: 1996-11-15
Publication date: 2003-11-25
Anticipated expiration: 2016-11-15
Also published as: JPH10144488A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光灯やＨＩＤラ
ンプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放
電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器
（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。しかしな
がら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器
自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量
化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子や
ダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子バラスト
が利用されている。以下、放電灯を電子バラストにより
安定点灯させる放電灯点灯装置について説明する。

【０００３】電子バラストは例えば図１４に示すよう
に、交流電源ＡＣの交流出力が入力され直流を出力する
直流電源回路２と、直流電源回路２の出力端に接続され
放電灯Ｌａへの供給電力を調整・制御する電力変換回路
３とで構成される。図１５は電子バラストの具体回路例
を示したものであって、直流電源回路２は、交流電源Ａ
Ｃの交流出力を整流する整流回路５と、整流回路５の出
力端間に接続され整流回路５の出力を平滑する平滑コン
デンサＣ₀とで構成され、交流電源ＡＣの交流電圧を直
流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路３は、スイ
ッチング素子Ｑ₁と、インダクタＬ₁と、ダイオードＤ
₁と、コンデンサＣ₁と、スイッチング素子Ｑ₁のオン
オフを制御する制御回路１１とで構成され、コンデンサ
Ｃ₁の両端に放電灯Ｌａが接続される。ここで、スイッ
チング素子Ｑ₁と、ダイオードＤ₁と、インダクタＬ₁
とで降圧チョッパ回路を構成しているが、降圧チョッパ
回路の動作については周知なので説明を省略する。制御
回路１１は、コンデンサＣ₁の両端電圧を放電灯Ｌａの
ランプ電圧Ｖｌａとして検出し、ランプ電圧Ｖｌａに応
じてスイッチング素子Ｑ₁を高周波でオンオフさせるス
イッチング周波数又はオンデューティを制御することに
よって放電灯Ｌａに供給する電力を調整している。な
お、放電灯Ｌａに供給する電力は、放電灯Ｌａに流れる
ランプ電流を検出しランプ電流に応じて調整するように
してもよい。

【０００４】ここで、インダクタＬ_１に流れる電流ＩＬ
に着目してみる。放電灯Ｌａの定常点灯状態において、
制御回路１１によってスイッチング素子Ｑ_１を後述の制
御信号Ｓ _１によりオンオフ制御した時にインダクタＬ_１
に流れる電流ＩＬのモードとしては以下の３つのモード
がある。すなわち、制御回路１１からスイッチング素子
Ｑ_１へ図１６（ａ）、図１７（ａ）、図１８（ａ）に示
すような制御信号Ｓ_１が入力された場合において、図１
６（ｂ）に示すように電流ＩＬが流れない休止期間ｔａ
が発生するモード（以下、不連続モードと称する）、図
１７（ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間がなく電流
ＩＬが減少して零になるのと略同時に制御信号Ｓ_１がロ
ーレベルからハイレベルに変化し再び電流ＩＬが流れる
モード（以下、ゼロクロススイッチングモードと称す
る）、図１８（ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間が
なく電流ＩＬが減少して零になる前に制御信号Ｓ_１がロ
ーレベルからハイレベルに変化し電流ＩＬが連続的に流
れるモード（以下、連続モードと称す）の３つのモード
がある。

【０００５】ところで、上述の降圧チョッパ回路におい
ては、インダクタＬ₁に流れる電流ＩＬのモードによっ
て各部品にかかるストレスが変化し、また出力電流のリ
ップル含有率が変化する。例えば、上述の不連続モード
では、電流ＩＬに休止期間ｔａがあるので、他の２つの
モードと同じランプ電流を放電灯Ｌａに供給するために
は電流ＩＬのピーク値Ｉａ（図１６（ｂ）参照）を他の
モードにおける電流ＩＬのピーク値Ｉｂ（図１７（ｂ）
参照）やＩｃ₁（図１８（ｂ）参照）に比べて大きな値
にする必要があり、出力電流のリップル含有率が大きく
なるから、コンデンサＣ₁の容量値を大きくして平滑し
なければならなくなり、コンデンサＣ₁が大型化してし
まう。

【０００６】一方、上述の連続モードでは、不連続モー
ドの場合に比べて出力電流のリップル成分を低減できる
が、スイッチング素子Ｑ₁がオフからオンに変わる時に
電流ＩＬとしてＩｃ₂（図１８（ｂ）参照）の大きさの
電流が流れているため、スイッチング素子Ｑ₁の電圧、
電流は図１９（ａ）にそれぞれ破線、実線で示すように
変化する。ここで、図１９（ａ）においてスイッチング
素子Ｑ₁がオフからオンへ切り換わる部分Ａの時間軸を
拡大すると図１９（ｂ）のようになっており、二点鎖線
Ｂで示す部分でスイッチングロスが発生してしまい、ス
イッチング素子Ｑ₁の温度が上昇し、スイッチング素子
Ｑ₁が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオード
Ｄ₁についてもスイッチング素子Ｑ₁と同様にスイッチ
ングロスが発生してしまう。

【０００７】これに対し、上述のゼロクロススイッチン
グモードでは、不連続モードに比べてリップル電流を低
減でき且つ連続モードに比べてスイッチング素子Ｑ₁及
びダイオードＤ₁のスイッチングロスを小さくできるの
で、上記降圧チョッパ回路においてインダクタＬ₁に流
れる電流ＩＬのモードとしてはゼロクロススイッチング
モードが望ましい。

【０００８】このゼロクロススイッチイングモードを実
現するための回路例を図２０に示す。図２０に示す放電
灯点灯装置の基本構成は図１５に示した装置と略同じで
あり、インダクタＬ₁に、電流ＩＬが零になるのを検出
する零電流検出用の二次巻線Ｎ₂を付加したものである
（トランスの一次巻線Ｎ₁がインダクタＬ₁を構成して
いる）。ここで、制御回路１１は、図２１に示すような
回路構成であって、ランプ電圧Ｖｌａ及び二次巻線Ｎ₂
の電圧ＶＬに基づいてスイッチング素子Ｑ₁のオンオフ
を制御する。ここで、電圧ＶＬはインダクタＬ₁に流れ
る電流に基づいて変化する。図２１中のダイオード
Ｄ₁₃，，Ｄ₁₄は電圧ＶＬが零ボルト以下になったり制御
電源電圧Ｖcc以上にならないようにするための保護用ダ
イオードである。

【０００９】制御回路１１は、基準電圧源Ｅ₁、電圧Ｖ
Ｌと基準電圧源Ｅ₁の基準電圧Ｖ₁とを比較するコンパ
レータ１５、このコンパレータ１５の出力信号Ｖ₂に応
じてトリガされランプ電圧Ｖｌａに応じた時間だけハイ
レベルになるような制御信号Ｓ₁を出力するＰＷＭ回路
１７等により構成される。コンパレータ１５の出力信号
Ｖ₂は、ＶＬ＞Ｖ₁の時にハイレベルとなり、ＶＬ≦Ｖ
₁の時にローレベルになる（図２２（ｃ）参照）。ま
た、ＰＷＭ回路１７は、コンパレータ１５の出力信号Ｖ
₂をうけてこの出力信号Ｖ₂がハイレベルからローレベ
ルに変化するとトリガされ、ランプ電圧Ｖｌａに応じた
時間Ｔonだけ制御信号Ｓ₁がハイレベルになる（図２２
（ｄ）参照）。すなわち、インダクタＬ₁に流れる電流
ＩＬが零になるのと略同時に制御信号Ｓ₁がハイレベル
になりスイッチング素子Ｑ₁がオンするのである。

【００１０】以下、図２０に示す放電灯点灯装置の動作
を図２２を参照しながら説明する。図２２（ｄ）に示す
制御信号Ｓ₁がハイレベルでスイッチング素子Ｑ₁がオ
ンしている時刻ｔ₀〜ｔ₁間においては、平滑コンデン
サＣ₀→スイッチング素子Ｑ ₁→インダクタＬ₁→放電
灯Ｌａ→平滑コンデンサＣ₀の経路で電流が流れるの
で、インダクタＬ₁に流れる電流ＩＬは図２２（ａ）に
示すように時間経過とともに増加する。一方、制御信号
Ｓ₁がローレベルでスイッチング素子Ｑ₁がオフしてい
る時刻ｔ₁〜ｔ₂間においては、インダクタＬ₁に蓄え
られたエネルギが放出され、インダクタＬ₁→放電灯Ｌ
ａ→ダイオードＤ₁→インダクタＬ₁の経路で電流が流
れるので、インダクタＬ₁に流れる電流ＩＬは図２２
（ａ）に示すように時間経過とともに減少する。ここ
で、インダクタＬ₁の二次巻線Ｎ₂の電圧ＶＬは、図２
２（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ₁がオフでイ
ンダクタＬ₁に蓄えられたエネルギを放出している時刻
ｔ₁〜ｔ₂間だけハイレベルとなり（つまり、二次巻線
Ｎ₂に電圧が発生する）、インダクタＬ₁に蓄えられた
エネルギを放出し終わると（時刻ｔ₂）、ローレベル
（零ボルト）になる。コンパレータ１５の出力信号Ｖ₂
は、図２２（ｃ）に示すように、電圧ＶＬが基準電圧Ｖ
₁よりも小さくなった時にハイレベルからローレベルへ
変化する。ＰＷＭ回路１７は、出力信号Ｖ₂の立ち下が
りでトリガされ所定のオン時間Ｔonの制御信号Ｓ₁を発
生させる。ここで、オン時間Ｔonはランプ電圧Ｖｌａに
より決定される。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のゼロ
クロススイッチングモードの放電灯点灯装置において、
放電灯Ｌａとして、例えば水銀灯やメタルハライドラン
プや高圧ナトリウムランプ等の高圧放電灯を使用するこ
とが考えられる。高圧放電灯は、大別して、無負荷状態
（非点灯状態）、始動過程状態、定常点灯状態の３つの
状態がある。一般に高圧放電灯はランプが冷えている状
態の始動時（初始動時）には、ランプが点灯するとラン
プ電圧が略零ボルトとなり、その後ランプの温度が上昇
するにつれてランプ電圧Ｖｌａが上昇するが、ランプ電
圧Ｖｌａが定格ランプ電圧に達するまでに（定常点灯状
態に至るまでに）略５〜１０分程度の時間が必要であ
り、この時間だけ始動過程状態が継続される。次に、点
灯させていたランプを一旦消灯しその後すぐに点灯させ
ようとした場合、ランプ内が高温で高圧になっており、
すぐに点灯開始することができない。このため、ランプ
が冷えてランプ内が低圧になるまで更に５〜１０分程度
かかり、この時間だけ無負荷状態が継続される。以下、
上記３つの状態における図２０に示す放電灯点灯装置の
動作について説明する。

【００１２】なお、定常点灯状態においては、上述の図
２２により説明した動作と同様の動作が得られる。つま
り、定常点灯状態においては確実にゼロクロススイッチ
ングモードを実現することができる。無負荷状態におい
ては、電力変換回路３の出力端が開放されているのと同
等であるため、電流ＩＬがほとんど流れず、ゼロクロス
スイッチングモードを実現することが困難になるととも
に、スイッチング素子Ｑ₁のスイッチング動作を継続で
きないといった問題が生じてしまう。

【００１３】また、始動過程状態においては、ランプ電
圧Ｖｌａが低い（ランプインピーダンスが小さい）た
め、図２３（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ₁の
オン期間における電流ＩＬの時間変化（電流上昇率）が
大きく、わずかなオン期間でも放電灯Ｌａに電流を十分
流すことができる。しかし、スイッチング素子Ｑ₁のオ
フ期間においては電流ＩＬの時間変化（電流減少率）が
小さい（上述の電流上昇率の絶対値に比べて電流減少率
の絶対値が小さい）ので、インダクタＬ₁のエネルギを
放出するのにかなりの時間がかかり電流ＩＬは緩やかに
減少する。このため、ランプ電圧Ｖｌａが低い始動過程
状態においては、電流ＩＬが図２３（ａ）に示すような
ゼロクロススイッチングモードを実現するためには、制
御回路１１からスイッチング素子Ｑ₁に入力される制御
信号Ｓ₁が図２３（ｄ）に示すようになる（定常点灯状
態の時に比べてＴonが短い）。つまり、始動過程状態に
おいては、スイッチング素子Ｑ₁のスイッチング周波数
ｆswが定常点灯状態の場合に比べてかなり低くなってし
まい、スイッチング周波数ｆswが２０ｋＨｚ以下の可聴
周波数になって騒音が大きくなってしまうことがある。
一例として、放電灯ＬａにＨＩＤランプを使用した場
合、ランプ電圧Ｖｌａとスイッチング周波数ｆswとの関
係は図２４に示すようになり、ランプ電圧Ｖｌａが低い
時はスイッチング周波数ｆswが２０ｋＨｚよりも低く、
ランプ電圧Ｖｌａの上昇に伴ってスイッチング周波数ｆ
swが高くなる。

【００１４】また、ＨＩＤランプの場合、上述のように
ランプが点灯してから定常点灯状態になるまでに５〜１
０分程度かかるが、この時間を短縮するためには、ラン
プ電圧Ｖｌａが低い時のランプ電流Ｉｌａを大きくする
ことによって速やかにランプを温めて定常点灯状態に移
行させなければならない。つまり、図２５に示すよう
に、ランプ電圧Ｖｌａが低い時にはランプ電流Ｉｌａを
大きくする必要がある。この場合、ランプ電流Ｉｌａ
は、ランプ電圧Ｖｌａが略零ボルトの時の電流値が、定
常点灯状態における電流値の略１．２〜１．５倍となる
ようにしている。

【００１５】しかしながら、このようにランプ電流Ｉｌ
ａを制御する場合、ランプ電圧Ｖｌａが低い時にもゼロ
クロススイッチングモードを実現するためには、電流Ｉ
Ｌのピーク値を定常点灯状態におけるピーク値の略１．
２〜１．５倍にする必要がある。このため、各部品の電
流最大定格を大きくしなければならないので、各部品が
大型化したりコストが高くなったりするという不具合が
あった。また、インダクタＬ₁が飽和しやすくなってし
まう等の不具合もあった。

【００１６】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、電子バラストを構成する部品にかか
るストレスを低減でき且つ小型化、低コスト化が可能な
放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源の交流出力を整流する
整流回路を有する直流電源回路と、前記直流電源回路の
出力端に接続され負荷へ供給する電力を調整・制御する
電力変換回路とを備え、前記電力変換回路は、前記直流
電源回路の出力端間にスイッチング素子と前記スイッチ
ング素子の一端にカソード側が接続されるダイオードと
の直列回路を接続するとともに、前記ダイオードと並列
にインダクタとコンデンサの直列回路を接続し、前記コ
ンデンサに並列に前記負荷として高圧放電灯からなる放
電灯を接続し、前記スイッチング素子を高周波でオンオ
フさせスイッチング周波数またはオンデューティを制御
することにより前記放電灯に供給する電力を制御する制
御回路を具備し、前記制御回路は、前記スイッチング素
子のオフ時間の最大値であるオフ時間設定値が可変でき
るように設定されており、前記放電灯の定常点灯状態に
おいては前記スイッチング素子のオフ時に前記インダク
タに流れる電流が略零になると前記スイッチング素子を
オンさせるように制御し、前記放電灯の定常点灯状態以
外の状態においては前記インダクタに流れる電流が零に
ならない連続電流もしくは前記インダクタに流れる電流
に休止期間がある不連続電流となるように制御するよう
にし、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い
始動過程状態では、前記スイッチング素子がオフになっ
てから前記オフ時間設定値が経過すると前記スイッチン
グ素子をオンさせるように制御することで前記インダク
タに流れる電流を連続電流とし、且つ、ランプ電圧が増
加するにつれて前記オフ時間設定値が短くなるように前
記オフ時間設定値を変化させることを特徴とするもので
あり、定常点灯状態における前記スイッチング素子や前
記ダイオード等のスイッチングロスを低減することがで
き、また、定常点灯状態以外の状態では前記インダクタ
に流れる電流を適宜連続電流もしくは不連続電流にする
ことによりランプ電流のピーク値を低減することができ
るので、各部品の電流の最大定格値を低減でき、装置全
体の小型化及び低コスト化が可能となる。

【００１８】しかも、定常点灯状態に比べて放電灯のラ
ンプ電圧が低い始動過程状態では、インダクタに流れる
電流を連続電流とするので、ランプ点灯後速やかに定常
点灯状態まで移行させることができ、その上、ランプ電
圧が増加するにつれて前記オフ時間設定値が短くなるよ
うに前記オフ時間設定値を変化させるので、前記スイッ
チング素子のオン時間を回路の都合によりあまり短くで
きない時でも、ランプ電圧が低い始動過程状態における
ランプ電流を制限することができる。請求項２の発明
は、請求項１の発明において、電力変換回路と放電灯と
の間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするため
の極性反転回路を設けたので、放電灯が交流点灯され、
直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレス
が偏るのを防ぐことができる。

【００１９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、極性反転回路として、電力変換回路の出力端と並列
に２つのスイッチング素子の直列回路を２組接続し、前
記各直列回路におけるスイッチング素子同士の接続点間
に放電灯を接続したものである。請求項４の発明は、請
求項２の発明において、電力変換回路と極性反転回路と
をフルブリッジ回路により構成したものである。

【００２０】請求項５の発明は、請求項２の発明におい
て、電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回
路により構成したものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の参考例および実施
形態を図面を参照して説明する。（参考例）図１（ａ）に本参考例の回路図を、同図（ｂ）に制御回
路１１の回路構成図を示す。本参考例の基本構成は図２
０に示した従来構成と略同じであり、制御回路１１の構
成が従来構成と相違する。本参考例の放電灯点灯装置に
おける制御回路１１では、図２１に示した従来構成の制
御回路１１において、ＰＷＭ回路１７から出力される制
御信号Ｓ₁を反転させる例えばＮＯＴ回路のようなイン
バータ１８と、インバータ１８の出力信号Ｓ₂に基づい
て所定の計時を行いトリガパルス信号Ｓ₃を出力するタ
イマ回路１９と、タイマ回路１９からのトリガパルス信
号Ｓ₃によりオンするスイッチング素子Ｑ₂₀を付加した
ものである。

【００２２】タイマ回路１９は、インバータ１８の出力
信号Ｓ₂がハイレベルになってからカウントを開始し、
カウント時間が所定値Ｔoff になるとトリガパルス信号
Ｓ₃を出力するものである。スイッチング素子Ｑ₂₀はト
リガパルス信号Ｓ₃を受けてオンオフするものであっ
て、スイッチング素子Ｑ₂₀がオンすると、コンパレータ
１５の出力信号Ｖ₂が強制的にローレベルになる。

【００２３】以下、始動過程状態における動作を図２に
示すタイムチャートに基づいて説明する。いま、時刻ｔ
₀において制御信号Ｓ₁がハイレベル（パルス幅Ｔon）
になったとするとスイッチング素子Ｑ₁がオンし、制御
信号Ｓ₁がハイレベルである時刻ｔ₀〜ｔ₁間には、従
来例と同様にインダクタＬ₁に図２（ａ）に示すような
傾きの電流ＩＬが流れる。なお、二次巻線Ｎ₂の電圧Ｖ
Ｌは図２（ｂ）に示すように変化する。次に、時刻ｔ₁
で制御信号Ｓ₁（図２（ｄ）参照）がローレベルになる
とスイッチング素子Ｑ₁がオフし、従来例と同様にイン
ダクタＬ₁に蓄えられたエネルギにより電流ＩＬが流れ
る。コンパレータ１５は従来例と同様に二次巻線Ｎ₂の
電圧ＶＬ（図２（ｂ）参照）と基準電圧源Ｅ₁の基準電
圧Ｖ₁とを比較し、ＶＬ＞Ｖ₁の時にハイレベルとなる
出力信号Ｖ₂を出力する。ここで、タイマ回路１９は、
ＰＷＭ回路１７から出力される制御信号Ｓ₁を反転する
インバータ１８の出力信号Ｓ₂（図２（ｅ）参照）がハ
イレベルになった時刻ｔ₁からカウントを開始し、カウ
ントした時間が所定値Ｔoff に達すると、図２（ｆ）に
示すようなトリガパルス信号Ｓ₃を出力しスイッチング
素子Ｑ₂₀をオンさせる。つまり、時刻ｔ₂においてトリ
ガパルス信号Ｓ₃によってスイッチング素子Ｑ₂₀がオン
するので、コンパレータ１５の出力端がスイッチング素
子Ｑ₂₀を介してアースに短絡されて出力信号Ｖ₂（図２
（ｃ）参照）がローレベルになる。従って、電流ＩＬが
零になっていないにもかかわわず、ＰＷＭ回路１７は出
力信号Ｖ₂のハイレベルからローレベルへの立下りを受
けて、制御信号Ｓ₁をハイレベル（パルス幅Ｔon）にす
る。

【００２４】すなわち、本参考例では、スイッチング素
子Ｑ₁のオフ時間の最大値（所定値Ｔoff）をタイマ回路
１９によって設定することにより、始動過程状態におけ
るランプ電圧Ｖｌａとスイッチング素子Ｑ₁のスイッチ
ング周波数ｆswとの関係を図３に示すように設定でき、
ランプ電圧Ｖｌａが低い時にスイッチング周波数ｆswが
低下して可聴周波数になって騒音が発生するのを防ぐこ
とができるのである。また、ランプ電圧Ｖｌａが低い始
動過程状態においてインダクタＬ₁に流れる電流ＩＬは
上述の連続モードとなるから、ランプ点灯後速やかに定
常点灯状態に移行させるためにランプ電流Ｉｌａを増大
させても電流ＩＬのピーク値を低減することができ、イ
ンダクタＬ₁の飽和を防ぐことができる。

【００２５】また、無負荷状態においてインダクタＬ₁
に電流が流れなくても、タイマ回路１９にて設定されて
いる所定値Ｔoff 毎にスイッチング素子Ｑ₂₀がオンされ
ＰＷＭ回路１７の制御信号Ｓ₁がハイレベル（パルス幅
Ｔon）に変化するので、スイッチング素子Ｑ₁のスイッ
チング動作を継続することができる。なお、定常点灯状
態においては、所定値Ｔoff よりも短い時間で電流ＩＬ
が零まで減少するので、ゼロクロススイッチングモード
が実現される。

【００２６】而して、本参考例では、始動過程状態から
定常点灯状態に速やかに移行させるためにランプ電流Ｉ
ｌａを大きくした場合でも電流ＩＬのピーク値を低減す
ることができ、インダクタＬ₁の飽和を防ぐことができ
るので、各部品の電流の最大定格値も低減できる。従っ
て、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となるので
ある。また、定常点灯状態及び無負荷状態においては電
流ＩＬのモードとしてゼロクロススイッチングモードを
実現できるので、スイッチング素子Ｑ₁やダイオードＤ₁
等のスイッチングロスを低減することができる。

【００２７】なお、本参考例では、インダクタＬ₁に流
れる電流ＩＬが零になる時点を検出するためにインダク
タＬ₁に二次巻線Ｎ₂を設けたが、例えばダイオードＤ₁
とコンデンサＣ₁との間に電流検出用抵抗を挿入してイ
ンダクタＬ₁に流れる電流を電圧に変換して検出するよ
うにしてもよい。（実施形態１）本実施形態の基本構成は参考例と略同じであり、制御回
路１１の構成が相違するので、制御回路１１の回路構成
図のみ図４に示す。

【００２８】ところで、参考例ではスイッチング素子Ｑ
₁のオフ時間をタイマ回路１９に予め設定されてい所定
値Ｔoff（以下、オフ時間設定値Ｔoffと称す）で一定と
していた。これに対し、本実施形態では、ランプ電圧Ｖ
ｌａが低い時にはランプ電圧Ｖｌａに応じてオフ時間設
定値Ｔoffを変化させるオフ時間設定回路２１を付加し
た点に特徴がある。

【００２９】本実施形態では、タイマ回路１９のオフ時
間設定値Ｔoffをオフ時間設定回路２１によって可変で
きるようにしたものであり、オフ時間設定回路２１はラ
ンプ電圧Ｖｌａに応じてオフ時間設定値Ｔoffを図５に
示すように変化させる。なお、基本構成及び基本動作は
参考例と略同じなので詳細な説明は省略する。本実施形
態では、ランプ電圧Ｖｌａとスイッチング周波数ｆswと
の関係は図６に示すようになり、ランプ電圧Ｖｌａとラ
ンプ電流Ｉｌａとの関係は図７に示すようになる。本実
施形態では、オフ時間設定値Ｔoffをランプ電圧Ｖｌａ
に応じて変化させることにより、ランプ電圧Ｖｌａが低
い時のランプ電流Ｉｌａを図７に破線で示すように調整
することができる。したがって、例えば、始動過程状態
におけるランプ電流Ｉｌａを制限したい場合において、
スイッチング素子Ｑ₁のオン時間（図２（ｄ）のパルス
幅Ｔonに略等しい) を回路の都合によりあまり短くでき
ない時には、オフ時間設定回路２１によってオフ時間設
定値Ｔoffを可変してスイッチング素子Ｑ₁のオフ時間を
調整することにより、ランプ電流Ｉｌａを制限すること
ができる。このため、各部品の電流最大定格を低減する
ことができる。

【００３０】（実施形態２）ところで、参考例及び実施形態１の放電灯点灯装置は、
放電灯Ｌａを直流点灯しているので、ランプの片側の電
極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を
改善するものであり、実施形態１の放電灯点灯装置にお
いて、図８に示すように、電力変換回路３と放電灯Ｌａ
との間に放電灯Ｌａを交流点灯するための極性反転回路
２２を付加したものである。極性反転回路２２は、スイ
ッンング素子Ｑ₂，Ｑ₃の直列回路と、スイッチング素子
Ｑ₄，Ｑ₅の直列回路とのそれぞれが電力変換回路３のコ
ンデンサＣ₀に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ₂，
Ｑ₃同士の接続点と、スイッチング素子Ｑ₄，Ｑ₅同士の
接続点との間に放電灯Ｌａが接続されている。

【００３１】極性反転回路２２は、図９（ａ）〜（ｄ）
に示すように、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₅がオンでスイ
ッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄がオフの状態と、スイッチング素
子Ｑ₂，Ｑ₅がオフでスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄がオンの
状態とを交互に低周波（例えば、数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）
で繰り返す。このため、放電灯Ｌａには図９（ｅ）に示
すような低周波で交番する略矩形波のランプ電流Ｉｌａ
が流れる。本実施形態では、放電灯Ｌａに流れるランプ
電流Ｉｌａを交流にしたことにより、参考例及び実施形
態１のような直流点灯においてランプの片側の電極にス
トレスが偏るという不具合を解決することができる。

【００３２】なお、本実施形態では、放電灯Ｌａに流れ
るランプ電流Ｉｌａを矩形波としたが、特に矩形波に限
定するものではなく、スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅のオン
オフの制御を上述の制御と異ならせて例えば略正弦波状
のランプ電流Ｉｌａにしてもよいことは勿論である。（実施形態３）本実施形態は、実施形態２における電力変換回路３と極
性反転回路２２との両方の機能をもつ回路を、図１０に
示すように４個のスイッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉をブリッジ
接続したフルブリッジ回路２７により構成したものであ
る。なお、本実施形態では、インダクタＬ1 に流れる電
流ＩＬを検出する替わりに、電流検出用抵抗２８に流れ
る電流Ｉを電流検出用抵抗２８の電圧として制御回路１
１にて検出し、制御回路１１がこの電圧に基づいてスイ
ッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉をオンオフ制御するようになって
いる。

【００３３】各スイッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉は、制御回
路１１からの制御信号によって、図１１（ａ）〜（ｄ）
に示すように、スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₉が高周波ス
イッチングされスイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈がオフの状
態と、スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₉がオフでスイッチン
グ素子Ｑ₇，Ｑ₈が高周波スイッチングされる状態とを
交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。つま
り、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉によ
って図８におけるスイッチング素子Ｑ₁及びスイッチン
グ素子Ｑ₂〜Ｑ₅を代用している。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₉が高周
波スイッチングしている期間においては、スイッチング
素子Ｑ₆，Ｑ₉のオフ時、インダクタＬ₁に蓄積されて
いるエネルギが放出され、インダクタＬ₁→放電灯Ｌａ
→ダイオードＤ₈→平滑コンデンサＣ₀→電流検出用抵
抗２８→ダイオードＤ₇→インダクタＬ₁の経路で電流
が流れ（つまり、インダクタＬ₁のエネルギが平滑コン
デンサＣ₀に帰還される）、一方、スイッチング素子Ｑ
₇，Ｑ₈が高周波スイッチングしている期間において
は、スイッチング素子Ｑ₇，Ｑ₈のオフ時、インダクタ
Ｌ₁に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタ
Ｌ₁→ダイオードＤ₆→平滑コンデンサＣ ₀→電流検出
用抵抗２８→ダイオードＤ₉→放電灯Ｌａ→インダクタ
Ｌ₁の経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬ₁の
エネルギが平滑コンデンサＣ₀に帰還される）。このた
め、ダイオードＤ₆〜Ｄ₉により図８におけるダイオー
ドＤ ₁を代用することができるのである。

【００３５】なお、本実施形態では、電流検出用抵抗２
８に流れる電流ＩはインダクタＬ₁に流れる電流ＩＬと
同じとなるので、電流Ｉに基づいてスイッチング素子Ｑ
₆〜Ｑ₉を制御することにより実施形態２と同様に放電灯
Ｌａを交流点灯させることができる。また、スイッチン
グ素子Ｑ₆〜Ｑ₉として例えばＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）を
採用すれば、ＦＥＴは寄生ダイオードを有するので、各
ＦＥＴの寄生ダイオードによりダイオードＤ₆〜Ｄ₉を兼
用することができ、４つのＦＥＴで、実施形態２におけ
るスイッチング素子Ｑ₁、ダイオードＤ₁、スイッチング
素子Ｑ₂〜Ｑ₅の６つの素子を代用することができるの
で、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型
化が可能となる。

【００３６】（実施形態４）本実施形態は、図８に示した実施形態２における電力変
換回路３と極性反転回路２２との両方の機能をもつ回路
を、図１２に示すような一対のスイッチング素子Ｑ₁₀，
Ｑ₁₁の直列回路を有するハーフブリッジ回路３７により
構成したものである。ここで、直流電源回路２の両コン
デンサＣ₀，Ｃ₀’の接続点と、ハーフブリッジ回路３７
の両スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁の接続点との間に、イ
ンダクタＬ₁を介して放電灯ＬａとコンデンサＣ₁との並
列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチン
グ素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁を制御回路１１によって交互にオンオ
フ制御することにより、放電灯Ｌａに交流電流を供給す
るものである。以下、本実施形態の動作を図１３を参照
しながら説明する。

【００３７】スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁は、それぞれ
図１３（ａ）、（ｂ）に示すように交互に高周波スイッ
チングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ
₁₁は、図８におけるスイッチング素子Ｑ₁、スイッチン
グ素子Ｑ₂〜Ｑ₅を代用したものである。本実施形態で
は、スイッチング素子Ｑ₁₀が高周波スイッチングしてい
る期間においては、スイッチング素子Ｑ₁₀がオフ時、イ
ンダクタＬ₁に蓄積されているエネルギが放出され、イ
ンダクタＬ₁→放電灯Ｌａ→ダイオードＤ₁₀→平滑コン
デンサＣ₀→インダクタＬ₁の経路で電流が流れる（つ
まり、インダクタＬ₁のエネルギがダイオードＤ₁₀を介
して平滑コンデンサＣ₀に帰還される）。また、スイッ
チング素子Ｑ₁₁が高周波スイッチングしている期間にお
いては、スイッチング素子Ｑ₁₁のオフ時、インダクタＬ
₁に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ
₁→平滑コンデンサＣ₀’→ダイオードＤ₁₁→放電灯Ｌ
ａ→インダクタＬ₁の経路で電流が流れる（つまり、イ
ンダクタＬ₁のエネルギがダイオードＤ₁₁を介してコン
デンサＣ₀’に帰還される）。したがって、ダイオード
Ｄ₁₀，Ｄ₁₁により図８におけるダイオードＤ₁を代用す
ることができるのである。

【００３８】本実施形態では、実施形態２及び実施形態
３と同様に、交流電流を放電灯Ｌａに供給することがで
き、実施形態２及び実施形態３と同様の制御を行うこと
ができる。本実施形態においてもスイッチング素子
Ｑ₁₀，Ｑ₁₁に例えばＦＥＴのような寄生ダイオードを有
する素子を用いれば、ダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁をＦＥＴの
寄生ダイオードで兼用することができ、２つのＦＥＴ
で、実施形態２におけるスイッチング素子Ｑ₁、ダイオ
ードＤ₁、スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅の６つの素子を代
用することができるので、低コスト化及び小型化が可能
となる。

【００３９】別途にダイオードを接続する必要がなく、
部品点数の削減や小型化が可能となる。なお、上記各実
施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説
明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざま
な負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御を適用
することができる。

【００４０】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源の交流出力
を整流する整流回路を有する直流電源回路と、前記直流
電源回路の出力端に接続され負荷へ供給する電力を調整
・制御する電力変換回路とを備え、前記電力変換回路
は、前記直流電源回路の出力端間にスイッチング素子と
前記スイッチング素子の一端にカソード側が接続される
ダイオードとの直列回路を接続するとともに、前記ダイ
オードと並列にインダクタとコンデンサの直列回路を接
続し、前記コンデンサに並列に前記負荷として高圧放電
灯からなる放電灯を接続し、前記スイッチング素子を高
周波でオンオフさせスイッチング周波数またはオンデュ
ーティを制御することにより前記放電灯に供給する電力
を制御する制御回路を具備し、前記制御回路は、前記ス
イッチング素子のオフ時間の最大値であるオフ時間設定
値が可変できるように設定されており、前記放電灯の定
常点灯状態においては前記スイッチング素子のオフ時に
前記インダクタに流れる電流が略零になると前記スイッ
チング素子をオンさせるように制御し、前記放電灯の定
常点灯状態以外の状態においては前記インダクタに流れ
る電流が零にならない連続電流もしくは前記インダクタ
に流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように
制御するので、定常点灯状態における前記スイッチング
素子や前記ダイオード等のスイッチングロスを低減する
ことができ、また、定常点灯状態以外の状態では前記イ
ンダクタに流れる電流を適宜連続電流もしくは不連続電
流にすることによりランプ電流のピーク値を低減するこ
とができるから、各部品の電流の最大定格値を低減で
き、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となるとい
う効果がある。

【００４１】しかも、定常点灯状態に比べて放電灯のラ
ンプ電圧が低い始動過程状態では、インダクタに流れる
電流を連続電流とするので、ランプ点灯後速やかに定常
点灯状態まで移行させることができるという効果があ
り、その上、ランプ電圧が増加するにつれて前記オフ時
間設定値が短くなるように前記オフ時間設定値を変化さ
せるので、前記スイッチング素子のオン時間を回路の都
合によりあまり短くできない時でも、ランプ電圧が低い
始動過程状態におけるランプ電流を制限することができ
るという効果がある。請求項２乃至請求項５の発明は、
請求項１の発明において、電力変換回路と放電灯との間
に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極
性反転回路を設けたので、放電灯が交流点灯され、直流
点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏
るのを防ぐことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】参考例を示し、（ａ）は概略回路構成図、
（ｂ）は要部の回路構成図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の他の動作説明図である。

【図４】実施形態１の要部回路構成図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の他の動作説明図である。

【図７】同上の別の動作説明図である。

【図８】実施形態２を示す回路構成図である。

【図９】同上の動作説明図である。

【図１０】実施形態３を示す回路構成図である。

【図１１】同上の動作説明図である。

【図１２】実施形態４を示す回路構成図である。

【図１３】同上の動作説明図である。

【図１４】従来例を示す概略ブロック図である。

【図１５】同上の回路構成図である。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上の他の動作説明図である。

【図１８】同上の別の動作説明図である。

【図１９】同上のまた別の動作説明図である。

【図２０】他の従来例を示す回路構成図である。

【図２１】同上の要部回路構成図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【図２３】同上の他の動作説明図である。

【図２４】同上の別の動作説明図である。

【図２５】同上のまた別の動作説明図である。

【符号の説明】

ＡＣ交流電源２直流電源回路３電力変換回路１１制御回路Ｌａ放電灯Ｌ₁ インダクタＱ₁ スイッチング素子Ｃ₀ 平滑コンデンサＣ₁ コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者水川宏光大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開昭61−179098（ＪＰ，Ａ) 特公昭49−19793（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源の交流出力を整流する整流回路
を有する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力端に
接続され負荷へ供給する電力を調整・制御する電力変換
回路とを備え、前記電力変換回路は、前記直流電源回路
の出力端間にスイッチング素子と前記スイッチング素子
の一端にカソード側が接続されるダイオードとの直列回
路を接続するとともに、前記ダイオードと並列にインダ
クタとコンデンサの直列回路を接続し、前記コンデンサ
に並列に前記負荷として高圧放電灯からなる放電灯を接
続し、前記スイッチング素子を高周波でオンオフさせス
イッチング周波数またはオンデューティを制御すること
により前記放電灯に供給する電力を制御する制御回路を
具備し、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオフ
時間の最大値であるオフ時間設定値が可変できるように
設定されており、前記放電灯の定常点灯状態においては
前記スイッチング素子のオフ時に前記インダクタに流れ
る電流が略零になると前記スイッチング素子をオンさせ
るように制御し、前記放電灯の定常点灯状態以外の状態
においては前記インダクタに流れる電流が零にならない
連続電流もしくは前記インダクタに流れる電流に休止期
間がある不連続電流となるように制御するようにし、定
常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程
状態では、前記スイッチング素子がオフになってから前
記オフ時間設定値が経過すると前記スイッチング素子を
オンさせるように制御することで前記インダクタに流れ
る電流を連続電流とし、且つ、ランプ電圧が増加するに
つれて前記オフ時間設定値が短くなるように前記オフ時
間設定値を変化させることを特徴とする放電灯点灯装
置。
【請求項２】電力変換回路と放電灯との間に、前記放
電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路
を設けたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項３】極性反転回路は、電力変換回路の出力端
と並列に２つのスイッチング素子の直列回路を２組接続
し、前記各直列回路におけるスイッチング素子同士の接
続点間に放電灯を接続したことを特徴とする請求項２記
載の放電灯点灯装置。
【請求項４】電力変換回路と極性反転回路とをフルブ
リッジ回路により構成したことを特徴とする請求項２記
載の放電灯点灯装置。
【請求項５】電力変換回路と極性反転回路とをハーフ
ブリッジ回路により構成したことを特徴とする請求項２
記載の放電灯点灯装置。