JP3470529B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、蛍光灯やＨＩＤラ
ンプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp such as a fluorescent lamp or an HID lamp.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来より、蛍光灯やＨＩＤランプ等の放
電灯を点灯させる点灯装置としては、銅鉄型の安定器
（いわゆる銅鉄バラスト）が用いられてきた。しかしな
がら、銅鉄型の安定器は重量が重くなるとともに安定器
自体が大型化してしまうため、近年では、安定器の軽量
化、小型化、高機能化を目的としてスイッチング素子や
ダイオード等の電子部品を用いたいわゆる電子バラスト
が利用されている。以下、放電灯を電子バラストにより
安定点灯させる放電灯点灯装置について説明する。2. Description of the Related Art Conventionally, a copper-iron type ballast (so-called copper-iron ballast) has been used as a lighting device for lighting a discharge lamp such as a fluorescent lamp or an HID lamp. However, since the copper-iron type ballast becomes heavier and the size of the ballast itself becomes larger, in recent years, electronic parts such as switching elements and diodes have been designed for the purpose of making the ballast lighter, smaller, and more sophisticated. A so-called electronic ballast using is used. Hereinafter, a discharge lamp lighting device for stably lighting the discharge lamp with an electronic ballast will be described.

【０００３】電子バラストは例えば図１４に示すよう
に、交流電源ＡＣの交流出力が入力され直流を出力する
直流電源回路２と、直流電源回路２の出力端に接続され
放電灯Ｌａへの供給電力を調整・制御する電力変換回路
３とで構成される。図１５は電子バラストの具体回路例
を示したものであって、直流電源回路２は、交流電源Ａ
Ｃの交流出力を整流する整流回路５と、整流回路５の出
力端間に接続され整流回路５の出力を平滑する平滑コン
デンサＣ₀ とで構成され、交流電源ＡＣの交流電圧を直
流電圧に整流平滑する。また、電力変換回路３は、スイ
ッチング素子Ｑ₁ と、インダクタＬ₁ と、ダイオードＤ
₁ と、コンデンサＣ₁ と、スイッチング素子Ｑ₁ のオン
オフを制御する制御回路１１とで構成され、コンデンサ
Ｃ₁ の両端に放電灯Ｌａが接続される。ここで、スイッ
チング素子Ｑ₁ と、ダイオードＤ₁ と、インダクタＬ₁
とで降圧チョッパ回路を構成しているが、降圧チョッパ
回路の動作については周知なので説明を省略する。制御
回路１１は、コンデンサＣ₁ の両端電圧を放電灯Ｌａの
ランプ電圧Ｖｌａとして検出し、ランプ電圧Ｖｌａに応
じてスイッチング素子Ｑ₁ を高周波でオンオフさせるス
イッチング周波数又はオンデューティを制御することに
よって放電灯Ｌａに供給する電力を調整している。な
お、放電灯Ｌａに供給する電力は、放電灯Ｌａに流れる
ランプ電流を検出しランプ電流に応じて調整するように
してもよい。The electronic ballast is, for example, as shown in FIG. 14, a direct current power supply circuit 2 for receiving an alternating current output of an alternating current power supply AC and outputting a direct current, and power supplied to a discharge lamp La connected to an output end of the direct current power supply circuit 2. And a power conversion circuit 3 for adjusting and controlling FIG. 15 shows a specific circuit example of an electronic ballast, in which the DC power supply circuit 2 is an AC power supply A.
The rectifier circuit 5 rectifies the AC output of C, and the smoothing capacitor C ₀ connected between the output terminals of the rectifier circuit 5 to smooth the output of the rectifier circuit 5. The AC voltage of the AC power supply AC is rectified into a DC voltage. Smooth. Moreover, the power conversion circuit 3 includes a switching element Q ₁ , an inductor L _1, and a diode D _1.
1 and a capacitor C ₁ and a control circuit 11 for controlling ON / OFF of the switching element Q ₁ , and a discharge lamp La is connected to both ends of the capacitor C ₁ . Here, the switching element Q ₁ , the diode D _1, and the inductor L ₁
Although the step-down chopper circuit is constituted by and, the operation of the step-down chopper circuit is well known, and the description thereof is omitted. The control circuit 11 detects the voltage across the capacitor C ₁ as the lamp voltage Vla of the discharge lamp La, and controls the switching frequency or on-duty for turning the switching element Q ₁ on and off at a high frequency according to the lamp voltage Vla, thereby controlling the discharge lamp. The power supplied to La is adjusted. The electric power supplied to the discharge lamp La may be adjusted according to the lamp current by detecting the lamp current flowing in the discharge lamp La.

【０００４】ここで、インダクタＬ_１に流れる電流ＩＬ
に着目してみる。放電灯Ｌａの定常点灯状態において、
制御回路１１によってスイッチング素子Ｑ_１を後述の制
御信号Ｓ _１ によりオンオフ制御した時にインダクタＬ_１
に流れる電流ＩＬのモードとしては以下の３つのモード
がある。すなわち、制御回路１１からスイッチング素子
Ｑ_１へ図１６（ａ）、図１７（ａ）、図１８（ａ）に示
すような制御信号Ｓ_１が入力された場合において、図１
６（ｂ）に示すように電流ＩＬが流れない休止期間ｔａ
が発生するモード（以下、不連続モードと称する）、図
１７（ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間がなく電流
ＩＬが減少して零になるのと略同時に制御信号Ｓ_１がロ
ーレベルからハイレベルに変化し再び電流ＩＬが流れる
モード（以下、ゼロクロススイッチングモードと称す
る）、図１８（ｂ）に示すように電流ＩＬに休止期間が
なく電流ＩＬが減少して零になる前に制御信号Ｓ_１がロ
ーレベルからハイレベルに変化し電流ＩＬが連続的に流
れるモード（以下、連続モードと称す）の３つのモード
がある。Here, the current IL flowing through the inductor L ₁
Pay attention to. In the steady lighting state of the discharge lamp La,
Control circuit inductor L ₁ when the switching element Q ₁ which is by Ri off controlled by the control signals S ₁ described later by 11
There are the following three modes of the current IL flowing through the. That is, when the control circuit 11 inputs the control signal S ₁ as shown in FIG. 16A, FIG. 17A, and FIG. 18A to the switching element Q ₁ ,
As shown in 6 (b), the idle period ta in which the current IL does not flow
17B (hereinafter referred to as a discontinuous mode), the control signal S ₁ is at a low level almost at the same time as the current IL has no idle period and the current IL decreases to zero as shown in FIG. 17B. Is changed to a high level and the current IL flows again (hereinafter, referred to as a zero-cross switching mode). As shown in FIG. 18B, the current IL has no pause period and is controlled before the current IL decreases to zero. There are three modes: a mode in which the signal S ₁ changes from low level to high level and the current IL continuously flows (hereinafter, referred to as continuous mode).

【０００５】ところで、上述の降圧チョッパ回路におい
ては、インダクタＬ₁ に流れる電流ＩＬのモードによっ
て各部品にかかるストレスが変化し、また出力電流のリ
ップル含有率が変化する。例えば、上述の不連続モード
では、電流ＩＬに休止期間ｔａがあるので、他の２つの
モードと同じランプ電流を放電灯Ｌａに供給するために
は電流ＩＬのピーク値Ｉａ（図１６（ｂ）参照）を他の
モードにおける電流ＩＬのピーク値Ｉｂ（図１７（ｂ）
参照）やＩｃ₁ （図１８（ｂ）参照）に比べて大きな値
にする必要があり、出力電流のリップル含有率が大きく
なるから、コンデンサＣ₁ の容量値を大きくして平滑し
なければならなくなり、コンデンサＣ₁ が大型化してし
まう。In the step-down chopper circuit described above, the stress applied to each component changes depending on the mode of the current IL flowing through the inductor L _1, and the ripple content rate of the output current changes. For example, in the discontinuous mode described above, the current IL has the idle period ta, so that the same lamp current as in the other two modes is supplied to the discharge lamp La, the peak value Ia of the current IL (see FIG. 16B). (See FIG. 17 (b)).
(See FIG. 18) and Ic ₁ (see FIG. 18 (b)), the ripple content ratio of the output current becomes large. Therefore, the capacitance value of the capacitor C ₁ must be increased and smoothed. And the capacitor C ₁ becomes large.

【０００６】一方、上述の連続モードでは、不連続モー
ドの場合に比べて出力電流のリップル成分を低減できる
が、スイッチング素子Ｑ₁ がオフからオンに変わる時に
電流ＩＬとしてＩｃ₂ （図１８（ｂ）参照）の大きさの
電流が流れているため、スイッチング素子Ｑ₁ の電圧、
電流は図１９（ａ）にそれぞれ破線、実線で示すように
変化する。ここで、図１９（ａ）においてスイッチング
素子Ｑ₁ がオフからオンへ切り換わる部分Ａの時間軸を
拡大すると図１９（ｂ）のようになっており、二点鎖線
Ｂで示す部分でスイッチングロスが発生してしまい、ス
イッチング素子Ｑ₁ の温度が上昇し、スイッチング素子
Ｑ₁ が破壊してしまう可能性がある。なお、ダイオード
Ｄ₁ についてもスイッチング素子Ｑ₁ と同様にスイッチ
ングロスが発生してしまう。On the other hand, in the above continuous mode, the ripple component of the output current can be reduced as compared with the case of the discontinuous mode, but when the switching element Q ₁ changes from OFF to ON, the current IL becomes Ic ₂ (see FIG. 18 (b ), The voltage of switching element Q ₁ ,
The current changes as shown by a broken line and a solid line in FIG. Here, when the time axis of the portion A where the switching element Q ₁ switches from OFF to ON in FIG. 19A is enlarged, it becomes as shown in FIG. 19B, and the switching loss in the portion indicated by the chain double-dashed line B is shown. May occur, the temperature of the switching element Q ₁ may rise, and the switching element Q ₁ may be destroyed. As with the switching element Q ₁ , switching loss also occurs in the diode D ₁ .

【０００７】これに対し、上述のゼロクロススイッチン
グモードでは、不連続モードに比べてリップル電流を低
減でき且つ連続モードに比べてスイッチング素子Ｑ₁ 及
びダイオードＤ₁ のスイッチングロスを小さくできるの
で、上記降圧チョッパ回路においてインダクタＬ₁ に流
れる電流ＩＬのモードとしてはゼロクロススイッチング
モードが望ましい。On the other hand, in the above-mentioned zero-cross switching mode, the ripple current can be reduced as compared with the discontinuous mode and the switching loss of the switching element Q ₁ and the diode D ₁ can be reduced as compared with the continuous mode. A zero-cross switching mode is desirable as the mode of the current IL flowing through the inductor L ₁ in the circuit.

【０００８】このゼロクロススイッチイングモードを実
現するための回路例を図２０に示す。図２０に示す放電
灯点灯装置の基本構成は図１５に示した装置と略同じで
あり、インダクタＬ₁ に、電流ＩＬが零になるのを検出
する零電流検出用の二次巻線Ｎ₂ を付加したものである
（トランスの一次巻線Ｎ₁ がインダクタＬ₁ を構成して
いる）。ここで、制御回路１１は、図２１に示すような
回路構成であって、ランプ電圧Ｖｌａ及び二次巻線Ｎ₂
の電圧ＶＬに基づいてスイッチング素子Ｑ₁ のオンオフ
を制御する。ここで、電圧ＶＬはインダクタＬ₁ に流れ
る電流に基づいて変化する。図２１中のダイオード
Ｄ₁₃，，Ｄ₁₄は電圧ＶＬが零ボルト以下になったり制御
電源電圧Ｖcc以上にならないようにするための保護用ダ
イオードである。FIG. 20 shows a circuit example for realizing the zero-cross switching mode. The basic configuration of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 20 is substantially the same as that of the device shown in FIG. 15, and a secondary winding N ₂ for detecting a zero current for detecting that the current IL becomes zero in the inductor L _1. Is added (the primary winding N _{1 of the} transformer constitutes the inductor L ₁ ). Here, the control circuit 11 has a circuit configuration as shown in FIG. 21, and has a lamp voltage Vla and a secondary winding N ₂
ON / OFF of the switching element Q ₁ is controlled on the basis of the voltage VL. Here, the voltage VL changes based on the current flowing through the inductor L ₁ . The diodes D _{13 and} D _{14 in} FIG. 21 are protective diodes for preventing the voltage VL from becoming lower than 0 volt or higher than the control power supply voltage Vcc.

【０００９】制御回路１１は、基準電圧源Ｅ₁ 、電圧Ｖ
Ｌと基準電圧源Ｅ₁ の基準電圧Ｖ₁とを比較するコンパ
レータ１５、このコンパレータ１５の出力信号Ｖ₂ に応
じてトリガされランプ電圧Ｖｌａに応じた時間だけハイ
レベルになるような制御信号Ｓ₁ を出力するＰＷＭ回路
１７等により構成される。コンパレータ１５の出力信号
Ｖ₂ は、ＶＬ＞Ｖ₁ の時にハイレベルとなり、ＶＬ≦Ｖ
₁ の時にローレベルになる（図２２（ｃ）参照）。ま
た、ＰＷＭ回路１７は、コンパレータ１５の出力信号Ｖ
₂ をうけてこの出力信号Ｖ₂ がハイレベルからローレベ
ルに変化するとトリガされ、ランプ電圧Ｖｌａに応じた
時間Ｔonだけ制御信号Ｓ₁ がハイレベルになる（図２２
（ｄ）参照）。すなわち、インダクタＬ₁ に流れる電流
ＩＬが零になるのと略同時に制御信号Ｓ₁ がハイレベル
になりスイッチング素子Ｑ₁ がオンするのである。The control circuit 11 includes a reference voltage source E ₁ and a voltage V
And compares the reference voltage V ₁ of the L and the reference voltage source E ₁ comparator 15, the control signals S ₁ such that only a high level time corresponding to the lamp voltage Vla is triggered in response to the output signal V ₂ of the comparator 15 The PWM circuit 17 for outputting The output signal V ₂ of the comparator 15 becomes high level when VL> V ₁ and VL ≦ V
_{When it is 1} , it becomes low level (see FIG. 22 (c)). The PWM circuit 17 also outputs the output signal V of the comparator 15.
_{When the} output signal V ₂ changes from the high level to the low level in response to 2, the control signal S ₁ becomes the high level for the time Ton according to the lamp voltage Vla (FIG. 22).
(See (d)). That is, the control signal S ₁ becomes high level and the switching element Q ₁ is turned on at almost the same time that the current IL flowing through the inductor L ₁ becomes zero.

【００１０】以下、図２０に示す放電灯点灯装置の動作
を図２２を参照しながら説明する。図２２（ｄ）に示す
制御信号Ｓ₁ がハイレベルでスイッチング素子Ｑ₁ がオ
ンしている時刻ｔ₀ 〜ｔ₁ 間においては、平滑コンデン
サＣ₀ →スイッチング素子Ｑ ₁ →インダクタＬ₁ →放電
灯Ｌａ→平滑コンデンサＣ₀ の経路で電流が流れるの
で、インダクタＬ₁ に流れる電流ＩＬは図２２（ａ）に
示すように時間経過とともに増加する。一方、制御信号
Ｓ₁ がローレベルでスイッチング素子Ｑ₁ がオフしてい
る時刻ｔ₁ 〜ｔ₂ 間においては、インダクタＬ₁ に蓄え
られたエネルギが放出され、インダクタＬ₁ →放電灯Ｌ
ａ→ダイオードＤ₁ →インダクタＬ₁ の経路で電流が流
れるので、インダクタＬ₁ に流れる電流ＩＬは図２２
（ａ）に示すように時間経過とともに減少する。ここ
で、インダクタＬ₁ の二次巻線Ｎ₂ の電圧ＶＬは、図２
２（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ₁ がオフでイ
ンダクタＬ₁ に蓄えられたエネルギを放出している時刻
ｔ₁ 〜ｔ₂ 間だけハイレベルとなり（つまり、二次巻線
Ｎ₂ に電圧が発生する）、インダクタＬ₁ に蓄えられた
エネルギを放出し終わると（時刻ｔ₂ ）、ローレベル
（零ボルト）になる。コンパレータ１５の出力信号Ｖ₂
は、図２２（ｃ）に示すように、電圧ＶＬが基準電圧Ｖ
₁ よりも小さくなった時にハイレベルからローレベルへ
変化する。ＰＷＭ回路１７は、出力信号Ｖ₂ の立ち下が
りでトリガされ所定のオン時間Ｔonの制御信号Ｓ₁ を発
生させる。ここで、オン時間Ｔonはランプ電圧Ｖｌａに
より決定される。Hereinafter, the operation of the discharge lamp lighting device shown in FIG.
Will be described with reference to FIG. As shown in FIG.
Control signal S₁Is a high level switching element Q₁Is o
Time t₀~ T₁In between, smooth condensate
SA C₀→ Switching element Q ₁→ inductor L₁→ discharge
Lamp La → smoothing capacitor C₀Current flows through the path
And inductor L₁The current IL flowing through the
As shown, it increases with time. Meanwhile, the control signal
S₁Is a low level switching element Q₁Is off
Time t₁~ T₂In between, inductor L₁Stored in
The stored energy is released and the inductor L₁→ Discharge lamp L
a → diode D₁→ inductor L₁Current flows through the path
Inductor L₁The current IL flowing in
As shown in (a), it decreases with the passage of time. here
And inductor L₁Secondary winding N₂The voltage VL of FIG.
As shown in 2 (b), the switching element Q₁Is off
Inductor L₁Time when the energy stored in is released
t₁~ T₂High level only during the period (that is, the secondary winding
N₂Voltage is generated in the inductor L, inductor L₁Stored in
When the energy is released (time t₂), Low level
(Zero volts). Output signal V of comparator 15₂
22C, the voltage VL is the reference voltage V as shown in FIG.
₁From high level to low level when it becomes smaller than
Change. The PWM circuit 17 outputs the output signal V₂The fall of
Control signal S of a predetermined on time Ton triggered by₁From
Grow Here, the on time Ton is equal to the lamp voltage Vla.
Determined by

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のゼロ
クロススイッチングモードの放電灯点灯装置において、
放電灯Ｌａとして、例えば水銀灯やメタルハライドラン
プや高圧ナトリウムランプ等の高圧放電灯を使用するこ
とが考えられる。高圧放電灯は、大別して、無負荷状態
（非点灯状態）、始動過程状態、定常点灯状態の３つの
状態がある。一般に高圧放電灯はランプが冷えている状
態の始動時（初始動時）には、ランプが点灯するとラン
プ電圧が略零ボルトとなり、その後ランプの温度が上昇
するにつれてランプ電圧Ｖｌａが上昇するが、ランプ電
圧Ｖｌａが定格ランプ電圧に達するまでに（定常点灯状
態に至るまでに）略５〜１０分程度の時間が必要であ
り、この時間だけ始動過程状態が継続される。次に、点
灯させていたランプを一旦消灯しその後すぐに点灯させ
ようとした場合、ランプ内が高温で高圧になっており、
すぐに点灯開始することができない。このため、ランプ
が冷えてランプ内が低圧になるまで更に５〜１０分程度
かかり、この時間だけ無負荷状態が継続される。以下、
上記３つの状態における図２０に示す放電灯点灯装置の
動作について説明する。By the way, in the above-mentioned zero cross switching mode discharge lamp lighting device,
As the discharge lamp La, it is possible to use a high-pressure discharge lamp such as a mercury lamp, a metal halide lamp, or a high-pressure sodium lamp. High-pressure discharge lamps are roughly classified into three states: a no-load state (non-lighting state), a starting process state, and a steady lighting state. Generally, in a high-pressure discharge lamp, at the time of starting the lamp in a cold state (at the time of first starting), the lamp voltage becomes substantially zero volt when the lamp is lit, and then the lamp voltage Vla rises as the temperature of the lamp rises. About 5 to 10 minutes are required until the lamp voltage Vla reaches the rated lamp voltage (until the steady lighting state is reached), and the starting process state is continued for this time. Next, if you turn off the lamp that was lit and try to light it immediately afterwards, the inside of the lamp is hot and high pressure,
You cannot start lighting immediately. Therefore, it takes about 5 to 10 minutes until the lamp cools and the pressure inside the lamp becomes low, and the no-load state is continued for this time. Less than,
The operation of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 20 in the above three states will be described.

【００１２】なお、定常点灯状態においては、上述の図
２２により説明した動作と同様の動作が得られる。つま
り、定常点灯状態においては確実にゼロクロススイッチ
ングモードを実現することができる。無負荷状態におい
ては、電力変換回路３の出力端が開放されているのと同
等であるため、電流ＩＬがほとんど流れず、ゼロクロス
スイッチングモードを実現することが困難になるととも
に、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング動作を継続で
きないといった問題が生じてしまう。In the steady lighting state, the same operation as the operation described with reference to FIG. 22 can be obtained. That is, in the steady lighting state, the zero-cross switching mode can be surely realized. In unloaded condition, the output terminal of the power conversion circuit 3 is equivalent to being opened, no current IL flows most, it becomes difficult to realize a zero-cross switching mode, the switching element Q ₁ There is a problem that the switching operation cannot be continued.

【００１３】また、始動過程状態においては、ランプ電
圧Ｖｌａが低い（ランプインピーダンスが小さい）た
め、図２３（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ₁ の
オン期間における電流ＩＬの時間変化（電流上昇率）が
大きく、わずかなオン期間でも放電灯Ｌａに電流を十分
流すことができる。しかし、スイッチング素子Ｑ₁ のオ
フ期間においては電流ＩＬの時間変化（電流減少率）が
小さい（上述の電流上昇率の絶対値に比べて電流減少率
の絶対値が小さい）ので、インダクタＬ₁ のエネルギを
放出するのにかなりの時間がかかり電流ＩＬは緩やかに
減少する。このため、ランプ電圧Ｖｌａが低い始動過程
状態においては、電流ＩＬが図２３（ａ）に示すような
ゼロクロススイッチングモードを実現するためには、制
御回路１１からスイッチング素子Ｑ₁ に入力される制御
信号Ｓ₁ が図２３（ｄ）に示すようになる（定常点灯状
態の時に比べてＴonが短い）。つまり、始動過程状態に
おいては、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波数
ｆswが定常点灯状態の場合に比べてかなり低くなってし
まい、スイッチング周波数ｆswが２０ｋＨｚ以下の可聴
周波数になって騒音が大きくなってしまうことがある。
一例として、放電灯ＬａにＨＩＤランプを使用した場
合、ランプ電圧Ｖｌａとスイッチング周波数ｆswとの関
係は図２４に示すようになり、ランプ電圧Ｖｌａが低い
時はスイッチング周波数ｆswが２０ｋＨｚよりも低く、
ランプ電圧Ｖｌａの上昇に伴ってスイッチング周波数ｆ
swが高くなる。Further, in the starting process state, since the lamp voltage Vla is low (the lamp impedance is small), as shown in FIG. 23A, the time change of the current IL during the ON period of the switching element Q ₁ (current increase rate). ) Is large, and a sufficient current can be passed through the discharge lamp La even in a slight ON period. However, since the time change (current decrease rate) of the current IL is small in the OFF period of the switching element Q ₁ (the absolute value of the current decrease rate is smaller than the absolute value of the above current increase rate), the inductor L ₁ It takes a considerable amount of time to release energy, and the current IL gradually decreases. Therefore, in the starting process state where the lamp voltage Vla is low, in order to realize the zero cross switching mode in which the current IL is as shown in FIG. 23A, the control signal input from the control circuit 11 to the switching element Q ₁ is required. S ₁ becomes as shown in FIG. 23D (T on is shorter than that in the steady lighting state). That is, in the starting process state, the switching frequency fsw of the switching element Q ₁ becomes considerably lower than that in the steady lighting state, and the switching frequency fsw becomes an audible frequency of 20 kHz or less and the noise increases. There is.
As an example, when an HID lamp is used as the discharge lamp La, the relationship between the lamp voltage Vla and the switching frequency fsw is as shown in FIG. 24, and when the lamp voltage Vla is low, the switching frequency fsw is lower than 20 kHz,
Switching frequency f increases with increase in lamp voltage Vla
sw becomes higher.

【００１４】また、ＨＩＤランプの場合、上述のように
ランプが点灯してから定常点灯状態になるまでに５〜１
０分程度かかるが、この時間を短縮するためには、ラン
プ電圧Ｖｌａが低い時のランプ電流Ｉｌａを大きくする
ことによって速やかにランプを温めて定常点灯状態に移
行させなければならない。つまり、図２５に示すよう
に、ランプ電圧Ｖｌａが低い時にはランプ電流Ｉｌａを
大きくする必要がある。この場合、ランプ電流Ｉｌａ
は、ランプ電圧Ｖｌａが略零ボルトの時の電流値が、定
常点灯状態における電流値の略１．２〜１．５倍となる
ようにしている。Further, in the case of the HID lamp, it takes 5 to 1 from the lighting of the lamp to the steady lighting state as described above.
Although it takes about 0 minutes, in order to shorten this time, it is necessary to increase the lamp current Ila when the lamp voltage Vla is low to quickly warm the lamp and shift it to a steady lighting state. That is, as shown in FIG. 25, it is necessary to increase the lamp current Ila when the lamp voltage Vla is low. In this case, the lamp current Ila
The current value when the lamp voltage Vla is approximately zero volts is approximately 1.2 to 1.5 times the current value in the steady lighting state.

【００１５】しかしながら、このようにランプ電流Ｉｌ
ａを制御する場合、ランプ電圧Ｖｌａが低い時にもゼロ
クロススイッチングモードを実現するためには、電流Ｉ
Ｌのピーク値を定常点灯状態におけるピーク値の略１．
２〜１．５倍にする必要がある。このため、各部品の電
流最大定格を大きくしなければならないので、各部品が
大型化したりコストが高くなったりするという不具合が
あった。また、インダクタＬ₁ が飽和しやすくなってし
まう等の不具合もあった。However, the lamp current Il
When controlling a, in order to realize the zero-cross switching mode even when the lamp voltage Vla is low, the current I
The peak value of L is approximately 1.
It is necessary to increase it by 2 to 1.5 times. For this reason, the maximum current rating of each component must be increased, which causes a problem that each component becomes large and the cost becomes high. There is also a problem that the inductor L ₁ is easily saturated.

【００１６】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、電子バラストを構成する部品にかか
るストレスを低減でき且つ小型化、低コスト化が可能な
放電灯点灯装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a discharge lamp lighting device capable of reducing stress applied to components constituting an electronic ballast, downsized, and reduced in cost. To do.

【００１７】[0017]

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源の交流出力を整流する
整流回路を有する直流電源回路と、前記直流電源回路の
出力端に接続され負荷へ供給する電力を調整・制御する
電力変換回路とを備え、前記電力変換回路は、前記直流
電源回路の出力端間にスイッチング素子と前記スイッチ
ング素子の一端にカソード側が接続されるダイオードと
の直列回路を接続するとともに、前記ダイオードと並列
にインダクタとコンデンサの直列回路を接続し、前記コ
ンデンサに並列に前記負荷として高圧放電灯からなる放
電灯を接続し、前記スイッチング素子を高周波でオンオ
フさせスイッチング周波数またはオンデューティを制御
することにより前記放電灯に供給する電力を制御する制
御回路を具備し、前記制御回路は、前記スイッチング素
子のオフ時間の最大値であるオフ時間設定値が可変でき
るように設定されており、前記放電灯の定常点灯状態に
おいては前記スイッチング素子のオフ時に前記インダク
タに流れる電流が略零になると前記スイッチング素子を
オンさせるように制御し、前記放電灯の定常点灯状態以
外の状態においては前記インダクタに流れる電流が零に
ならない連続電流もしくは前記インダクタに流れる電流
に休止期間がある不連続電流となるように制御するよう
にし、定常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い
始動過程状態では、前記スイッチング素子がオフになっ
てから前記オフ時間設定値が経過すると前記スイッチン
グ素子をオンさせるように制御することで前記インダク
タに流れる電流を連続電流とし、且つ、ランプ電圧が増
加するにつれて前記オフ時間設定値が短くなるように前
記オフ時間設定値を変化させることを特徴とするもので
あり、定常点灯状態における前記スイッチング素子や前
記ダイオード等のスイッチングロスを低減することがで
き、また、定常点灯状態以外の状態では前記インダクタ
に流れる電流を適宜連続電流もしくは不連続電流にする
ことによりランプ電流のピーク値を低減することができ
るので、各部品の電流の最大定格値を低減でき、装置全
体の小型化及び低コスト化が可能となる。In order to achieve the above object, the invention of claim 1 is connected to a DC power supply circuit having a rectifying circuit for rectifying the AC output of an AC power supply, and an output terminal of the DC power supply circuit. And a power conversion circuit for adjusting and controlling the power supplied to the load, wherein the power conversion circuit includes a switching element between the output terminals of the DC power supply circuit and a diode whose cathode side is connected to one end of the switching element. In addition to connecting a series circuit, a series circuit of an inductor and a capacitor is connected in parallel with the diode, and a discharge lamp consisting of a high-pressure discharge lamp is connected in parallel with the capacitor as the load, and the switching element is turned on and off at high frequency to perform switching. A control circuit for controlling the power supplied to the discharge lamp by controlling the frequency or on-duty, Serial control circuit, the switching element
The off time set value, which is the maximum off time of the child, can be changed.
In the steady lighting state of the discharge lamp, the switching element is controlled to turn on when the current flowing through the inductor becomes substantially zero when the switching element is off, and the steady lighting of the discharge lamp is performed. In a state other than the state, the current flowing through the inductor is controlled to be a continuous current that does not become zero or a discontinuous current with a pause period in the current flowing through the inductor, and a lamp of a discharge lamp compared to a steady lighting state. In the starting process state where the voltage is low , the switching element is turned off.
If the off time set value has elapsed after
A current flowing through the in-duct <br/> data by controlling to turn on the grayed element a continuous current, and, increasing the lamp voltage
As the off time set value becomes shorter as
It is characterized by changing the off-time set value, it is possible to reduce the switching loss of the switching element and the diode, etc. in the steady lighting state, in addition, in the state other than the steady lighting state in the inductor The peak value of the lamp current can be reduced by appropriately setting the flowing current to a continuous current or a discontinuous current, so the maximum rated value of the current of each component can be reduced and the overall size and cost of the device can be reduced. Becomes

【００１８】しかも、定常点灯状態に比べて放電灯のラ
ンプ電圧が低い始動過程状態では、インダクタに流れる
電流を連続電流とするので、ランプ点灯後速やかに定常
点灯状態まで移行させることができ、その上、ランプ電
圧が増加するにつれて前記オフ時間設定値が短くなるよ
うに前記オフ時間設定値を変化させるので、前記スイッ
チング素子のオン時間を回路の都合によりあまり短くで
きない時でも、ランプ電圧が低い始動過程状態における
ランプ電流を制限することができる。請求項２の発明
は、請求項１の発明において、電力変換回路と放電灯と
の間に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするため
の極性反転回路を設けたので、放電灯が交流点灯され、
直流点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレス
が偏るのを防ぐことができる。[0018] Moreover, in the starting operation state lamp voltage is low in the discharge lamp in comparison with the steady lighting state, since the current flowing through the inductor with continuous current, Ki de be shifted up quickly steady lighting state after lamp ignition, Besides, lamp power
As the pressure increases, the off time set value will become shorter.
Change the off-time setting value as described above.
The on time of the ching element can be set too short due to the circuit.
Lamp voltage is low, the lamp voltage is low.
The lamp current can be limited. According to the invention of claim 2, in the invention of claim 1, a polarity reversing circuit for converting the current flowing through the discharge lamp into an alternating current is provided between the power conversion circuit and the discharge lamp. Is lit,
It is possible to prevent stress from being biased to one electrode of the lamp as compared with the case of direct current lighting.

【００１９】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、極性反転回路として、電力変換回路の出力端と並列
に２つのスイッチング素子の直列回路を２組接続し、前
記各直列回路におけるスイッチング素子同士の接続点間
に放電灯を接続したものである。請求項４の発明は、請
求項２の発明において、電力変換回路と極性反転回路と
をフルブリッジ回路により構成したものである。According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the invention, as the polarity reversing circuit, two sets of series circuits of two switching elements are connected in parallel with the output terminal of the power conversion circuit, and switching in each series circuit is performed. A discharge lamp is connected between the connection points of the elements. According to a fourth aspect of the invention, in the second aspect of the invention, the power conversion circuit and the polarity reversing circuit are configured by a full bridge circuit.

【００２０】請求項５の発明は、請求項２の発明におい
て、電力変換回路と極性反転回路とをハーフブリッジ回
路により構成したものである。According to a fifth aspect of the invention, in the second aspect of the invention, the power conversion circuit and the polarity reversing circuit are configured by a half bridge circuit.

【００２１】[0021]

【発明の実施の形態】以下、本発明の参考例および実施
形態を図面を参照して説明する。（参考例） 図１（ａ）に本参考例の回路図を、同図（ｂ）に制御回
路１１の回路構成図を示す。本参考例の基本構成は図２
０に示した従来構成と略同じであり、制御回路１１の構
成が従来構成と相違する。本参考例の放電灯点灯装置に
おける制御回路１１では、図２１に示した従来構成の制
御回路１１において、ＰＷＭ回路１７から出力される制
御信号Ｓ₁を反転させる例えばＮＯＴ回路のようなイン
バータ１８と、インバータ１８の出力信号Ｓ₂に基づい
て所定の計時を行いトリガパルス信号Ｓ₃を出力するタ
イマ回路１９と、タイマ回路１９からのトリガパルス信
号Ｓ₃によりオンするスイッチング素子Ｑ₂₀を付加した
ものである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTIONReference example and implementation
The form will be described with reference to the drawings.(Reference example) In Figure 1 (a)Of this reference exampleThe circuit diagram is shown in (b) of the figure.
The circuit block diagram of the path 11 is shown.Of this reference exampleThe basic configuration is shown in Figure 2.
The configuration of the control circuit 11 is substantially the same as the conventional configuration shown in FIG.
The configuration differs from the conventional configuration.Of this reference exampleFor discharge lamp lighting device
The control circuit 11 in FIG.
In the control circuit 11, the control output from the PWM circuit 17
Signal S₁To invert
The output signal S of the burner 18 and the inverter 18₂Based on
Trigger pulse signal S₃To output
The trigger pulse signal from the imager circuit 19 and the timer circuit 19
Issue S₃Switching element Q turned on by₂₀Added
It is a thing.

【００２２】タイマ回路１９は、インバータ１８の出力
信号Ｓ₂ がハイレベルになってからカウントを開始し、
カウント時間が所定値Ｔoff になるとトリガパルス信号
Ｓ₃を出力するものである。スイッチング素子Ｑ₂₀はト
リガパルス信号Ｓ₃ を受けてオンオフするものであっ
て、スイッチング素子Ｑ₂₀がオンすると、コンパレータ
１５の出力信号Ｖ₂ が強制的にローレベルになる。The timer circuit 19 starts counting after the output signal S ₂ of the inverter 18 becomes high level,
The trigger pulse signal S ₃ is output when the count time reaches a predetermined value Toff. The switching element Q ₂₀ is turned on / off in response to the trigger pulse signal S ₃ , and when the switching element Q ₂₀ is turned on, the output signal V ₂ of the comparator 15 is forcibly set to the low level.

【００２３】以下、始動過程状態における動作を図２に
示すタイムチャートに基づいて説明する。いま、時刻ｔ
₀ において制御信号Ｓ₁ がハイレベル（パルス幅Ｔon）
になったとするとスイッチング素子Ｑ₁ がオンし、制御
信号Ｓ₁ がハイレベルである時刻ｔ₀ 〜ｔ₁ 間には、従
来例と同様にインダクタＬ₁ に図２（ａ）に示すような
傾きの電流ＩＬが流れる。なお、二次巻線Ｎ₂ の電圧Ｖ
Ｌは図２（ｂ）に示すように変化する。次に、時刻ｔ₁
で制御信号Ｓ₁ （図２（ｄ）参照）がローレベルになる
とスイッチング素子Ｑ₁ がオフし、従来例と同様にイン
ダクタＬ₁ に蓄えられたエネルギにより電流ＩＬが流れ
る。コンパレータ１５は従来例と同様に二次巻線Ｎ₂ の
電圧ＶＬ（図２（ｂ）参照）と基準電圧源Ｅ₁ の基準電
圧Ｖ₁ とを比較し、ＶＬ＞Ｖ₁ の時にハイレベルとなる
出力信号Ｖ₂ を出力する。ここで、タイマ回路１９は、
ＰＷＭ回路１７から出力される制御信号Ｓ₁ を反転する
インバータ１８の出力信号Ｓ₂ （図２（ｅ）参照）がハ
イレベルになった時刻ｔ₁ からカウントを開始し、カウ
ントした時間が所定値Ｔoff に達すると、図２（ｆ）に
示すようなトリガパルス信号Ｓ₃ を出力しスイッチング
素子Ｑ₂₀をオンさせる。つまり、時刻ｔ₂ においてトリ
ガパルス信号Ｓ₃ によってスイッチング素子Ｑ₂₀がオン
するので、コンパレータ１５の出力端がスイッチング素
子Ｑ₂₀を介してアースに短絡されて出力信号Ｖ₂ （図２
（ｃ）参照）がローレベルになる。従って、電流ＩＬが
零になっていないにもかかわわず、ＰＷＭ回路１７は出
力信号Ｖ₂のハイレベルからローレベルへの立下りを受
けて、制御信号Ｓ₁ をハイレベル（パルス幅Ｔon）にす
る。The operation in the starting process state will be described below with reference to the time chart shown in FIG. Now time t
_{At 0} , the control signal S ₁ is at high level (pulse width Ton)
When the switching element Q ₁ is turned on and the control signal S ₁ is at a high level between time t _{0 and} t ₁ , the inductor L ₁ has a slope as shown in FIG. Current IL flows. The voltage V of the secondary winding N ₂
L changes as shown in FIG. Next, at time t ₁
When the control signal S ₁ (see FIG. 2D) becomes low level, the switching element Q ₁ is turned off, and the current IL flows due to the energy stored in the inductor L ₁ as in the conventional example. Similar to the conventional example, the comparator 15 compares the voltage VL of the secondary winding N ₂ (see FIG. 2B) with the reference voltage V ₁ of the reference voltage source E ₁ , and when VL> V ₁ , determines the high level. And outputs the output signal V ₂ . Here, the timer circuit 19
Counting is started from time t _{1 when} the output signal S ₂ (see FIG. 2E) of the inverter 18 that inverts the control signal S ₁ output from the PWM circuit 17 becomes high level, and the counted time is a predetermined value. When it reaches Toff, the trigger pulse signal S ₃ as shown in FIG. 2 (f) is output to turn on the switching element Q ₂₀ . That is, since the switching element Q ₂₀ is turned on by the trigger pulse signal S _{3 at} time t ₂ , the output end of the comparator 15 is short-circuited to the ground via the switching element Q ₂₀ and the output signal V ₂ (see FIG. 2).
(See (c)) becomes low level. Therefore, the PWM circuit 17 receives the falling of the output signal V _{2 from} the high level to the low level and outputs the control signal S ₁ at the high level (pulse width Ton) regardless of the current IL not becoming zero. To

【００２４】すなわち、本参考例では、スイッチング素
子Ｑ₁のオフ時間の最大値（所定値Ｔoff）をタイマ回路
１９によって設定することにより、始動過程状態におけ
るランプ電圧Ｖｌａとスイッチング素子Ｑ₁のスイッチ
ング周波数ｆswとの関係を図３に示すように設定でき、
ランプ電圧Ｖｌａが低い時にスイッチング周波数ｆswが
低下して可聴周波数になって騒音が発生するのを防ぐこ
とができるのである。また、ランプ電圧Ｖｌａが低い始
動過程状態においてインダクタＬ₁に流れる電流ＩＬは
上述の連続モードとなるから、ランプ点灯後速やかに定
常点灯状態に移行させるためにランプ電流Ｉｌａを増大
させても電流ＩＬのピーク値を低減することができ、イ
ンダクタＬ₁の飽和を防ぐことができる。That is, in this reference example, the maximum off-time value (predetermined value Toff) of the switching element Q ₁ is set by the timer circuit 19, so that the lamp voltage Vla and the switching element Q ₁ are switched in the starting process state. The relationship with the frequency fsw can be set as shown in Fig. 3,
When the lamp voltage Vla is low, it is possible to prevent the switching frequency fsw from lowering to an audible frequency and generating noise. In addition, since the current IL flowing through the inductor L ₁ in the starting process state in which the lamp voltage Vla is low is in the above continuous mode, even if the lamp current Ila is increased in order to quickly shift to the steady lighting state after lighting the lamp, the current IL is increased. It is possible to reduce the peak value of and to prevent saturation of the inductor L ₁ .

【００２５】また、無負荷状態においてインダクタＬ₁
に電流が流れなくても、タイマ回路１９にて設定されて
いる所定値Ｔoff 毎にスイッチング素子Ｑ₂₀がオンされ
ＰＷＭ回路１７の制御信号Ｓ₁ がハイレベル（パルス幅
Ｔon）に変化するので、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッ
チング動作を継続することができる。なお、定常点灯状
態においては、所定値Ｔoff よりも短い時間で電流ＩＬ
が零まで減少するので、ゼロクロススイッチングモード
が実現される。Further, in the unloaded state, the inductor L ₁
Even if no current flows through the switching circuit, the switching element Q ₂₀ is turned on and the control signal S ₁ of the PWM circuit 17 changes to a high level (pulse width Ton) at every predetermined value Toff set by the timer circuit 19. The switching operation of the switching element Q ₁ can be continued. In the steady lighting state, the current IL is shorter than the predetermined value Toff.
Is reduced to zero, a zero-crossing switching mode is realized.

【００２６】而して、本参考例では、始動過程状態から
定常点灯状態に速やかに移行させるためにランプ電流Ｉ
ｌａを大きくした場合でも電流ＩＬのピーク値を低減す
ることができ、インダクタＬ₁の飽和を防ぐことができ
るので、各部品の電流の最大定格値も低減できる。従っ
て、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となるので
ある。また、定常点灯状態及び無負荷状態においては電
流ＩＬのモードとしてゼロクロススイッチングモードを
実現できるので、スイッチング素子Ｑ₁やダイオードＤ₁
等のスイッチングロスを低減することができる。Thus, in this reference example, the lamp current I is set in order to quickly shift from the starting process state to the steady lighting state.
Even when la is increased, the peak value of the current IL can be reduced and the saturation of the inductor L ₁ can be prevented, so that the maximum rated value of the current of each component can also be reduced. Therefore, it is possible to reduce the size and cost of the entire device. Further, in the steady lighting state and the no-load state, since the zero cross switching mode can be realized as the mode of the current IL, the switching element Q ₁ and the diode D ₁
It is possible to reduce switching loss such as.

【００２７】なお、本参考例では、インダクタＬ₁に流
れる電流ＩＬが零になる時点を検出するためにインダク
タＬ₁に二次巻線Ｎ₂を設けたが、例えばダイオードＤ₁
とコンデンサＣ₁との間に電流検出用抵抗を挿入してイ
ンダクタＬ₁に流れる電流を電圧に変換して検出するよ
うにしてもよい。 （実施形態１） 本実施形態の基本構成は参考例と略同じであり、制御回
路１１の構成が相違するので、制御回路１１の回路構成
図のみ図４に示す。[0027] In the present embodiment, although the inductor L ₁ provided with the secondary winding N ₂ to detect when the current flowing through the inductor L ₁ IL becomes zero, for example, a diode D ₁
A current detection resistor may be inserted between the capacitor and the capacitor C ₁ to convert the current flowing through the inductor L ₁ into a voltage for detection. (Embodiment 1 ) Since the basic configuration of the present embodiment is substantially the same as that of the reference example, and the configuration of the control circuit 11 is different, only the circuit configuration diagram of the control circuit 11 is shown in FIG.

【００２８】ところで、参考例ではスイッチング素子Ｑ
₁のオフ時間をタイマ回路１９に予め設定されてい所定
値Ｔoff（以下、オフ時間設定値Ｔoffと称す）で一定と
していた。これに対し、本実施形態では、ランプ電圧Ｖ
ｌａが低い時にはランプ電圧Ｖｌａに応じてオフ時間設
定値Ｔoffを変化させるオフ時間設定回路２１を付加し
た点に特徴がある。By the way, in the reference example, the switching element Q
The off time of ₁ is constant at a predetermined value Toff preset in the timer circuit 19 (hereinafter, referred to as off time set value Toff). On the other hand, in the present embodiment, the lamp voltage V
A feature is that an off-time setting circuit 21 that changes the off-time setting value Toff according to the lamp voltage Vla is added when la is low.

【００２９】本実施形態では、タイマ回路１９のオフ時
間設定値Ｔoffをオフ時間設定回路２１によって可変で
きるようにしたものであり、オフ時間設定回路２１はラ
ンプ電圧Ｖｌａに応じてオフ時間設定値Ｔoffを図５に
示すように変化させる。なお、基本構成及び基本動作は
参考例と略同じなので詳細な説明は省略する。本実施形
態では、ランプ電圧Ｖｌａとスイッチング周波数ｆswと
の関係は図６に示すようになり、ランプ電圧Ｖｌａとラ
ンプ電流Ｉｌａとの関係は図７に示すようになる。本実
施形態では、オフ時間設定値Ｔoffをランプ電圧Ｖｌａ
に応じて変化させることにより、ランプ電圧Ｖｌａが低
い時のランプ電流Ｉｌａを図７に破線で示すように調整
することができる。したがって、例えば、始動過程状態
におけるランプ電流Ｉｌａを制限したい場合において、
スイッチング素子Ｑ₁のオン時間（図２（ｄ）のパルス
幅Ｔonに略等しい) を回路の都合によりあまり短くでき
ない時には、オフ時間設定回路２１によってオフ時間設
定値Ｔoffを可変してスイッチング素子Ｑ₁のオフ時間を
調整することにより、ランプ電流Ｉｌａを制限すること
ができる。このため、各部品の電流最大定格を低減する
ことができる。In this embodiment, the off-time setting value Toff of the timer circuit 19 is made variable by the off-time setting circuit 21, and the off-time setting circuit 21 changes the off-time setting value Toff according to the lamp voltage Vla. Is changed as shown in FIG. The basic configuration and basic operation are
Since it is almost the same as the reference example, detailed description is omitted. In the present embodiment, the relationship between the lamp voltage Vla and the switching frequency fsw is as shown in FIG. 6, and the relationship between the lamp voltage Vla and the lamp current Ila is as shown in FIG. In the present embodiment, the off-time setting value Toff is set to the lamp voltage Vla.
The lamp current Ila when the lamp voltage Vla is low can be adjusted as shown by the broken line in FIG. Therefore, for example, when it is desired to limit the lamp current Ila in the starting process state,
When the ON time of the switching element Q ₁ (substantially equal to the pulse width Ton in FIG. 2D) cannot be shortened due to the circuit, the OFF time setting value Toff is varied by the OFF time setting circuit 21 to switch the switching element Q ₁ The lamp current Ila can be limited by adjusting the off time of the lamp. Therefore, the maximum current rating of each component can be reduced.

【００３０】（実施形態２） ところで、参考例及び実施形態１の放電灯点灯装置は、
放電灯Ｌａを直流点灯しているので、ランプの片側の電
極にストレスが偏ってしまう。本実施形態は、この点を
改善するものであり、実施形態１の放電灯点灯装置にお
いて、図８に示すように、電力変換回路３と放電灯Ｌａ
との間に放電灯Ｌａを交流点灯するための極性反転回路
２２を付加したものである。極性反転回路２２は、スイ
ッンング素子Ｑ₂，Ｑ₃の直列回路と、スイッチング素子
Ｑ₄，Ｑ₅の直列回路とのそれぞれが電力変換回路３のコ
ンデンサＣ₀に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ₂，
Ｑ₃同士の接続点と、スイッチング素子Ｑ₄，Ｑ₅同士の
接続点との間に放電灯Ｌａが接続されている。Embodiment 2 By the way , the discharge lamp lighting devices of the reference example and Embodiment 1 are
Since the discharge lamp La is lit by direct current, the stress is biased to one electrode of the lamp. This embodiment is to improve this point. In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, as shown in FIG. 8, the power conversion circuit 3 and the discharge lamp La are arranged.
And a polarity reversing circuit 22 for alternating current lighting the discharge lamp La. In the polarity reversing circuit 22, a series circuit of the switching elements Q ₂ and Q _{3 and} a series circuit of the switching elements Q ₄ and Q ₅ are connected in parallel to the capacitor C ₀ of the power conversion circuit 3, and the switching element Q ₂ ，
The discharge lamp La is connected between the connection point between Q _{3 and} the connection point between the switching elements Q ₄ and Q ₅ .

【００３１】極性反転回路２２は、図９（ａ）〜（ｄ）
に示すように、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₅がオンでスイ
ッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄がオフの状態と、スイッチング素
子Ｑ₂，Ｑ₅がオフでスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄がオンの
状態とを交互に低周波（例えば、数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）
で繰り返す。このため、放電灯Ｌａには図９（ｅ）に示
すような低周波で交番する略矩形波のランプ電流Ｉｌａ
が流れる。本実施形態では、放電灯Ｌａに流れるランプ
電流Ｉｌａを交流にしたことにより、参考例及び実施形
態１のような直流点灯においてランプの片側の電極にス
トレスが偏るという不具合を解決することができる。The polarity reversing circuit 22 is shown in FIGS.
As shown in, the switching elements Q ₂ and Q ₅ are on and the switching elements Q ₃ and Q ₄ are off, and the switching elements Q ₂ and Q ₅ are off and the switching elements Q ₃ and Q ₄ are on. Alternating low frequency (for example, tens of Hz to hundreds of Hz)
Repeat with. Therefore, in the discharge lamp La, a lamp current Ila having a substantially rectangular wave alternating at a low frequency as shown in FIG.
Flows. In the present embodiment, by making the lamp current Ila flowing through the discharge lamp La alternating, it is possible to solve the problem that the stress is biased to one electrode of the lamp during DC lighting as in the reference example and the first embodiment.

【００３２】なお、本実施形態では、放電灯Ｌａに流れ
るランプ電流Ｉｌａを矩形波としたが、特に矩形波に限
定するものではなく、スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅のオン
オフの制御を上述の制御と異ならせて例えば略正弦波状
のランプ電流Ｉｌａにしてもよいことは勿論である。 （実施形態３） 本実施形態は、実施形態２における電力変換回路３と極
性反転回路２２との両方の機能をもつ回路を、図１０に
示すように４個のスイッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉をブリッジ
接続したフルブリッジ回路２７により構成したものであ
る。なお、本実施形態では、インダクタＬ1 に流れる電
流ＩＬを検出する替わりに、電流検出用抵抗２８に流れ
る電流Ｉを電流検出用抵抗２８の電圧として制御回路１
１にて検出し、制御回路１１がこの電圧に基づいてスイ
ッチング素子Ｑ₆〜Ｑ₉をオンオフ制御するようになって
いる。In the present embodiment, the lamp current Ila flowing through the discharge lamp La is a rectangular wave, but it is not particularly limited to a rectangular wave, and the on / off control of the switching elements Q _{2 to} Q ₅ is controlled as described above. Needless to say, the lamp current Ila may have a substantially sinusoidal shape, for example. (Embodiment 3) This embodiment, a circuit having both functions of a power converter circuit 3 and the polarity reversing circuit 22 in Embodiment 2, the four switching elements Q ₆ to Q ₉ as shown in FIG. 10 It is configured by a full bridge circuit 27 connected in a bridge. In the present embodiment, instead of detecting the current IL flowing in the inductor L1, the control circuit 1 uses the current I flowing in the current detecting resistor 28 as the voltage of the current detecting resistor 28.
Detected in 1, the control circuit 11 is adapted to on-off control of the switching element Q ₆ to Q ₉ on the basis of this voltage.

【００３３】各スイッチング素子Ｑ₆ 〜Ｑ₉ は、制御回
路１１からの制御信号によって、図１１（ａ）〜（ｄ）
に示すように、スイッチング素子Ｑ₆ ，Ｑ₉ が高周波ス
イッチングされスイッチング素子Ｑ₇ ，Ｑ₈ がオフの状
態と、スイッチング素子Ｑ₆，Ｑ₉ がオフでスイッチン
グ素子Ｑ₇ ，Ｑ₈ が高周波スイッチングされる状態とを
交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。つま
り、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ₆ 〜Ｑ₉ によ
って図８におけるスイッチング素子Ｑ₁ 及びスイッチン
グ素子Ｑ₂ 〜Ｑ₅ を代用している。Each of the switching elements Q _{6 to} Q ₉ is controlled by the control signal from the control circuit 11 as shown in FIGS.
As shown in, the switching elements Q ₆ and Q ₉ are high frequency switched and the switching elements Q ₇ and Q ₈ are off, and the switching elements Q ₆ and Q ₉ are off and the switching elements Q ₇ and Q ₈ are high frequency switched. The state of repeating is alternately repeated at a low frequency (tens of Hz to hundreds of Hz). That is, in the present embodiment, the switching elements Q _{6 to} Q ₉ substitute for the switching elements Q ₁ and Q _{2 to} Q ₅ in FIG. 8.

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ₆ ，Ｑ₉ が高周
波スイッチングしている期間においては、スイッチング
素子Ｑ₆ ，Ｑ₉ のオフ時、インダクタＬ₁ に蓄積されて
いるエネルギが放出され、インダクタＬ₁ →放電灯Ｌａ
→ダイオードＤ₈ →平滑コンデンサＣ₀ →電流検出用抵
抗２８→ダイオードＤ₇ →インダクタＬ₁ の経路で電流
が流れ（つまり、インダクタＬ₁ のエネルギが平滑コン
デンサＣ₀ に帰還される）、一方、スイッチング素子Ｑ
₇ ，Ｑ₈ が高周波スイッチングしている期間において
は、スイッチング素子Ｑ₇ ，Ｑ₈ のオフ時、インダクタ
Ｌ₁ に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタ
Ｌ₁ →ダイオードＤ₆ →平滑コンデンサＣ ₀ →電流検出
用抵抗２８→ダイオードＤ₉ →放電灯Ｌａ→インダクタ
Ｌ₁ の経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬ₁ の
エネルギが平滑コンデンサＣ₀ に帰還される）。このた
め、ダイオードＤ₆ 〜Ｄ₉ により図８におけるダイオー
ドＤ ₁ を代用することができるのである。Further, the switching element Q₆, Q₉Is Takashi
Switching during wave switching
Element Q₆, Q₉When off, inductor L₁Accumulated in
Energy is released and inductor L₁→ Discharge lamp La
→ Diode D₈→ Smoothing capacitor C₀→ Current detection resistor
Anti-28 → diode D₇→ inductor L₁Current in the path of
Flows (that is, inductor L₁Energy is smooth
Densa C₀To the switching element Q.
₇, Q₈During the period when the
Is the switching element Q₇, Q₈Off, inductor
L₁The energy stored in the inductor is released and the inductor
L₁→ Diode D₆→ Smoothing capacitor C ₀→ Current detection
Resistance 28 → diode D₉→ discharge lamp La → inductor
L₁Current flows in the path of (in other words, inductor L₁of
Energy is smoothing capacitor C₀Be returned to). others
Therefore, the diode D₆~ D₉Due to the
De D ₁Can be substituted.

【００３５】なお、本実施形態では、電流検出用抵抗２
８に流れる電流ＩはインダクタＬ₁に流れる電流ＩＬと
同じとなるので、電流Ｉに基づいてスイッチング素子Ｑ
₆〜Ｑ₉を制御することにより実施形態２と同様に放電灯
Ｌａを交流点灯させることができる。また、スイッチン
グ素子Ｑ₆〜Ｑ₉として例えばＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）を
採用すれば、ＦＥＴは寄生ダイオードを有するので、各
ＦＥＴの寄生ダイオードによりダイオードＤ₆〜Ｄ₉を兼
用することができ、４つのＦＥＴで、実施形態２におけ
るスイッチング素子Ｑ₁、ダイオードＤ₁、スイッチング
素子Ｑ₂〜Ｑ₅の６つの素子を代用することができるの
で、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型
化が可能となる。In this embodiment, the current detecting resistor 2 is used.
Since the current I flowing through 8 is the same as the current IL flowing through the inductor L ₁ , the switching element Q
By controlling _{6 to} Q ₉ , the discharge lamp La can be lit by alternating current as in the second embodiment. Further, by employing, for example, FET as a switching element _{Q 6 ~Q 9 (MOSFET),} FET is because it has a parasitic diode, can be the parasitic diode of the FET also serves as a diode D ₆ to D _9, 4 single FET in the switching element Q ₁ in the second embodiment, the diode D _1, since the six elements of the switching element Q ₂ to Q ₅ may be substituted, the number of parts can be reduced in cost and size of the entire reduction can device Becomes

【００３６】（実施形態４） 本実施形態は、図８に示した実施形態２における電力変
換回路３と極性反転回路２２との両方の機能をもつ回路
を、図１２に示すような一対のスイッチング素子Ｑ₁₀，
Ｑ₁₁の直列回路を有するハーフブリッジ回路３７により
構成したものである。ここで、直流電源回路２の両コン
デンサＣ₀，Ｃ₀’の接続点と、ハーフブリッジ回路３７
の両スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁の接続点との間に、イ
ンダクタＬ₁を介して放電灯ＬａとコンデンサＣ₁との並
列回路が接続されている。本実施形態は、両スイッチン
グ素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁を制御回路１１によって交互にオンオ
フ制御することにより、放電灯Ｌａに交流電流を供給す
るものである。以下、本実施形態の動作を図１３を参照
しながら説明する。(Embodiment 4 ) In this embodiment, a circuit having both functions of the power conversion circuit 3 and the polarity reversing circuit 22 in Embodiment 2 shown in FIG. 8 is used as a pair of switching circuits as shown in FIG. Element Q ₁₀ ,
It is configured by a half bridge circuit 37 having a series circuit of Q ₁₁ . Here, the connection point of both capacitors C ₀ and C ₀ ′ of the DC power supply circuit 2 and the half bridge circuit 37.
A parallel circuit of the discharge lamp La and the capacitor C ₁ is connected between the switching element Q ₁₀ and the connection point of the switching elements Q ₁₁ through the inductor L ₁ . In this embodiment, an alternating current is supplied to the discharge lamp La by alternately turning on and off the switching elements Q ₁₀ and Q ₁₁ by the control circuit 11. The operation of this embodiment will be described below with reference to FIG.

【００３７】スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁は、それぞれ
図１３（ａ）、（ｂ）に示すように交互に高周波スイッ
チングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ
₁₁は、図８におけるスイッチング素子Ｑ₁ 、スイッチン
グ素子Ｑ₂ 〜Ｑ₅ を代用したものである。本実施形態で
は、スイッチング素子Ｑ₁₀が高周波スイッチングしてい
る期間においては、スイッチング素子Ｑ₁₀がオフ時、イ
ンダクタＬ₁ に蓄積されているエネルギが放出され、イ
ンダクタＬ₁ →放電灯Ｌａ→ダイオードＤ₁₀→平滑コン
デンサＣ₀ →インダクタＬ₁ の経路で電流が流れる（つ
まり、インダクタＬ₁ のエネルギがダイオードＤ₁₀を介
して平滑コンデンサＣ₀ に帰還される）。また、スイッ
チング素子Ｑ₁₁が高周波スイッチングしている期間にお
いては、スイッチング素子Ｑ₁₁のオフ時、インダクタＬ
₁ に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ
₁ →平滑コンデンサＣ₀ ’→ダイオードＤ₁₁→放電灯Ｌ
ａ→インダクタＬ₁ の経路で電流が流れる（つまり、イ
ンダクタＬ₁ のエネルギがダイオードＤ₁₁を介してコン
デンサＣ₀ ’に帰還される）。したがって、ダイオード
Ｄ₁₀，Ｄ₁₁により図８におけるダイオードＤ₁ を代用す
ることができるのである。The switching elements Q ₁₀ and Q ₁₁ alternately repeat high frequency switching as shown in FIGS. 13 (a) and 13 (b). That is, the switching elements Q ₁₀ , Q
Reference numeral ₁₁ is a substitute for the switching element Q ₁ and the switching elements Q _{2 to} Q ₅ in FIG. In the present embodiment, in a period when the switching element Q ₁₀ is high-frequency switching, when the switching element Q ₁₀ is turned off, energy stored in the inductor L ₁ is released, the inductor L ₁ → discharge lamp La → diode D _A current flows in the path of ₁₀ → smoothing capacitor C ₀ → inductor L ₁ (that is, the energy of the inductor L ₁ is fed back to the smoothing capacitor C ₀ via the diode D ₁₀ ). In the period when the switching element Q ₁₁ is a high frequency switching, the OFF of the switching element Q _11, the inductor L
_The energy stored in ₁ is released and inductor L
₁ → smoothing capacitor C ₀ '→ diode D ₁₁ → discharge lamp L
A current flows in the path of a → inductor L ₁ (that is, the energy of the inductor L ₁ is fed back to the capacitor C ₀ ′ via the diode D ₁₁ ). Therefore, the diode D ₁ in FIG. 8 can be substituted by the diodes D ₁₀ and D ₁₁ .

【００３８】本実施形態では、実施形態２及び実施形態
３と同様に、交流電流を放電灯Ｌａに供給することがで
き、実施形態２及び実施形態３と同様の制御を行うこと
ができる。本実施形態においてもスイッチング素子
Ｑ₁₀，Ｑ₁₁に例えばＦＥＴのような寄生ダイオードを有
する素子を用いれば、ダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁をＦＥＴの
寄生ダイオードで兼用することができ、２つのＦＥＴ
で、実施形態２におけるスイッチング素子Ｑ₁、ダイオ
ードＤ₁、スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅の６つの素子を代
用することができるので、低コスト化及び小型化が可能
となる。In this embodiment, the second embodiment and the second embodiment
Similar to the third embodiment, an alternating current can be supplied to the discharge lamp La, and the same control as in the second and third embodiments can be performed. Also in the present embodiment, if elements having a parasitic diode such as FET are used as the switching elements Q ₁₀ and Q ₁₁ , the diodes D ₁₀ and D ₁₁ can also be used as the parasitic diode of the FET, and two FETs can be used.
In the switching element Q ₁ in the second embodiment, the diode D _1, since the six elements of the switching element Q ₂ to Q ₅ may be substituted, it is possible to lower cost and size.

【００３９】別途にダイオードを接続する必要がなく、
部品点数の削減や小型化が可能となる。なお、上記各実
施形態は、高圧放電灯を負荷とした場合についてのみ説
明したが、蛍光灯においても予熱時や調光時等さまざま
な負荷状態があるので、各実施形態と同様の制御を適用
することができる。It is not necessary to connect a diode separately,
It is possible to reduce the number of parts and downsize. In addition, each of the above-described embodiments has been described only when the high-pressure discharge lamp is used as a load, but since there are various load states such as preheating and dimming even in a fluorescent lamp, the same control as each embodiment is applied. can do.

【００４０】[0040]

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源の交流出力
を整流する整流回路を有する直流電源回路と、前記直流
電源回路の出力端に接続され負荷へ供給する電力を調整
・制御する電力変換回路とを備え、前記電力変換回路
は、前記直流電源回路の出力端間にスイッチング素子と
前記スイッチング素子の一端にカソード側が接続される
ダイオードとの直列回路を接続するとともに、前記ダイ
オードと並列にインダクタとコンデンサの直列回路を接
続し、前記コンデンサに並列に前記負荷として高圧放電
灯からなる放電灯を接続し、前記スイッチング素子を高
周波でオンオフさせスイッチング周波数またはオンデュ
ーティを制御することにより前記放電灯に供給する電力
を制御する制御回路を具備し、前記制御回路は、前記ス
イッチング素子のオフ時間の最大値であるオフ時間設定
値が可変できるように設定されており、前記放電灯の定
常点灯状態においては前記スイッチング素子のオフ時に
前記インダクタに流れる電流が略零になると前記スイッ
チング素子をオンさせるように制御し、前記放電灯の定
常点灯状態以外の状態においては前記インダクタに流れ
る電流が零にならない連続電流もしくは前記インダクタ
に流れる電流に休止期間がある不連続電流となるように
制御するので、定常点灯状態における前記スイッチング
素子や前記ダイオード等のスイッチングロスを低減する
ことができ、また、定常点灯状態以外の状態では前記イ
ンダクタに流れる電流を適宜連続電流もしくは不連続電
流にすることによりランプ電流のピーク値を低減するこ
とができるから、各部品の電流の最大定格値を低減で
き、装置全体の小型化及び低コスト化が可能となるとい
う効果がある。According to the invention of claim 1, a DC power supply circuit having a rectifying circuit for rectifying an AC output of an AC power supply, and power for adjusting and controlling power supplied to a load connected to an output end of the DC power supply circuit. A conversion circuit, wherein the power conversion circuit is connected in parallel with the diode, while connecting a series circuit of a switching element and a diode whose cathode side is connected to one end of the switching element between the output terminals of the DC power supply circuit. By connecting a series circuit of an inductor and a capacitor, connecting a discharge lamp composed of a high-pressure discharge lamp as the load in parallel to the capacitor, and turning on / off the switching element at a high frequency to control the switching frequency or the on-duty, the discharge lamp. And a control circuit for controlling electric power supplied to the control circuit .
Off time setting, which is the maximum off time of the switching element
The value is set to be variable, and when the discharge lamp is in a steady lighting state, the switching element is controlled to turn on when the current flowing through the inductor becomes substantially zero when the switching element is turned off. In a state other than the steady lighting state, the current flowing through the inductor is controlled to be a continuous current that does not become zero or a discontinuous current with a pause period in the current flowing through the inductor. The switching loss of the diode or the like can be reduced, and the peak value of the lamp current can be reduced by appropriately setting the current flowing in the inductor to a continuous current or a discontinuous current in a state other than the steady lighting state. Therefore, the maximum rated current of each component can be reduced, and And there is an effect that cost reduction can be achieved.

【００４１】しかも、定常点灯状態に比べて放電灯のラ
ンプ電圧が低い始動過程状態では、インダクタに流れる
電流を連続電流とするので、ランプ点灯後速やかに定常
点灯状態まで移行させることができるという効果があ
り、その上、ランプ電圧が増加するにつれて前記オフ時
間設定値が短くなるように前記オフ時間設定値を変化さ
せるので、前記スイッチング素子のオン時間を回路の都
合によりあまり短くできない時でも、ランプ電圧が低い
始動過程状態におけるランプ電流を制限することができ
るという効果がある。請求項２乃至請求項５の発明は、
請求項１の発明において、電力変換回路と放電灯との間
に、前記放電灯に流れる電流を交流電流にするための極
性反転回路を設けたので、放電灯が交流点灯され、直流
点灯の場合に比べてランプの片側の電極にストレスが偏
るのを防ぐことができるという効果がある。Moreover, in the starting process state in which the lamp voltage of the discharge lamp is lower than in the steady lighting state, the current flowing through the inductor is a continuous current, so that the steady lighting state can be promptly transitioned after the lamp is lit. There Oh
In addition, as the lamp voltage increases,
The off time set value is changed so that the set value becomes shorter.
Therefore, the on time of the switching element can be
The lamp voltage is low even when it cannot be shortened too much due to
It is possible to limit the lamp current in the starting process state
Has the effect of The inventions of claims 2 to 5 are
In the invention of claim 1, since the polarity reversing circuit for converting the current flowing through the discharge lamp into an alternating current is provided between the power conversion circuit and the discharge lamp, the discharge lamp is lit by alternating current and lit by direct current. Compared with, there is an effect that it is possible to prevent the stress from being biased on one electrode of the lamp.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】参考例を示し、（ａ）は概略回路構成図、
（ｂ）は要部の回路構成図である。FIG. 1 shows a reference example , (a) is a schematic circuit configuration diagram,
(B) is a circuit configuration diagram of a main part.

【図２】同上の動作説明図である。FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the above.

【図３】同上の他の動作説明図である。FIG. 3 is another operation explanatory view of the above.

【図４】実施形態１の要部回路構成図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a main part of the first embodiment.

【図５】同上の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the above.

【図６】同上の他の動作説明図である。FIG. 6 is another operation explanatory view of the above.

【図７】同上の別の動作説明図である。FIG. 7 is another operation explanatory view of the above.

【図８】実施形態２を示す回路構成図である。FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment.

【図９】同上の動作説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of an operation of the above.

【図１０】実施形態３を示す回路構成図である。FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a third embodiment.

【図１１】同上の動作説明図である。FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the above.

【図１２】実施形態４を示す回路構成図である。FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a fourth embodiment.

【図１３】同上の動作説明図である。FIG. 13 is an operation explanatory diagram of the above.

【図１４】従来例を示す概略ブロック図である。FIG. 14 is a schematic block diagram showing a conventional example.

【図１５】同上の回路構成図である。FIG. 15 is a circuit configuration diagram of the above.

【図１６】同上の動作説明図である。FIG. 16 is an explanatory diagram of an operation of the above.

【図１７】同上の他の動作説明図である。FIG. 17 is another operation explanatory view of the above.

【図１８】同上の別の動作説明図である。FIG. 18 is another operation explanatory view of the above.

【図１９】同上のまた別の動作説明図である。FIG. 19 is another operation explanatory view of the above.

【図２０】他の従来例を示す回路構成図である。FIG. 20 is a circuit configuration diagram showing another conventional example.

【図２１】同上の要部回路構成図である。FIG. 21 is a circuit diagram of a main part of the above.

【図２２】同上の動作説明図である。FIG. 22 is an explanatory diagram of an operation of the above.

【図２３】同上の他の動作説明図である。FIG. 23 is another operation explanatory view of the above.

【図２４】同上の別の動作説明図である。FIG. 24 is another operation explanatory view of the above.

【図２５】同上のまた別の動作説明図である。FIG. 25 is another operation explanatory view of the above.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

ＡＣ 交流電源 ２ 直流電源回路 ３ 電力変換回路 １１ 制御回路 Ｌａ 放電灯 Ｌ₁ インダクタ Ｑ₁ スイッチング素子 Ｃ₀ 平滑コンデンサ Ｃ₁ コンデンサAC AC power supply 2 DC power supply circuit 3 Power conversion circuit 11 Control circuit La Discharge lamp L ₁ Inductor Q ₁ Switching element C ₀ Smoothing capacitor C ₁ Capacitor

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 水川 宏光 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−179098（ＪＰ，Ａ) 特公 昭49−19793（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/00 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (72) Inventor Hiromitsu Mizukawa 1048, Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Works, Ltd. (56) References JP 61-179098 (JP, A) JP 49-19793 ( JP, B1) (58) Fields investigated (Int.Cl. ⁷ , DB name) H05B 41/00

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 交流電源の交流出力を整流する整流回路
を有する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力端に
接続され負荷へ供給する電力を調整・制御する電力変換
回路とを備え、前記電力変換回路は、前記直流電源回路
の出力端間にスイッチング素子と前記スイッチング素子
の一端にカソード側が接続されるダイオードとの直列回
路を接続するとともに、前記ダイオードと並列にインダ
クタとコンデンサの直列回路を接続し、前記コンデンサ
に並列に前記負荷として高圧放電灯からなる放電灯を接
続し、前記スイッチング素子を高周波でオンオフさせス
イッチング周波数またはオンデューティを制御すること
により前記放電灯に供給する電力を制御する制御回路を
具備し、前記制御回路は、前記スイッチング素子のオフ
時間の最大値であるオフ時間設定値が可変できるように
設定されており、前記放電灯の定常点灯状態においては
前記スイッチング素子のオフ時に前記インダクタに流れ
る電流が略零になると前記スイッチング素子をオンさせ
るように制御し、前記放電灯の定常点灯状態以外の状態
においては前記インダクタに流れる電流が零にならない
連続電流もしくは前記インダクタに流れる電流に休止期
間がある不連続電流となるように制御するようにし、定
常点灯状態に比べて放電灯のランプ電圧が低い始動過程
状態では、前記スイッチング素子がオフになってから前
記オフ時間設定値が経過すると前記スイッチング素子を
オンさせるように制御することで前記インダクタに流れ
る電流を連続電流とし、且つ、ランプ電圧が増加するに
つれて前記オフ時間設定値が短くなるように前記オフ時
間設定値を変化させることを特徴とする放電灯点灯装
置。1. A DC power supply circuit having a rectifier circuit for rectifying an AC output of an AC power supply, and a power conversion circuit connected to an output end of the DC power supply circuit for adjusting / controlling power supplied to a load, The power conversion circuit connects a series circuit of a switching element and a diode whose cathode side is connected to one end of the switching element between the output terminals of the DC power supply circuit, and a series circuit of an inductor and a capacitor in parallel with the diode. Connect a discharge lamp composed of a high-pressure discharge lamp as the load in parallel with the capacitor, and control the switching element or the switching frequency or on-duty to control the electric power supplied to the discharge lamp. A control circuit is provided, and the control circuit turns off the switching element.
The off time set value, which is the maximum time, can be changed.
The discharge lamp is set to a steady lighting state, and when the switching element is off, the switching element is controlled to turn on when the current flowing through the inductor becomes substantially zero, except for the steady lighting state of the discharge lamp. In this state, the current flowing through the inductor is controlled to be a continuous current that does not become zero or a discontinuous current that has a rest period in the current flowing through the inductor, and the lamp voltage of the discharge lamp is lower than that in the steady lighting state. In the starting process state , after the switching element is turned off,
When the off time set value elapses, the switching element is
The current flowing through the inductor by controlling to turn on and continuous current, and, the lamp voltage increases
As the off time setting value becomes shorter,
A discharge lamp lighting device characterized by changing a set value between the discharge lamps. 【請求項２】 電力変換回路と放電灯との間に、前記放
電灯に流れる電流を交流電流にするための極性反転回路
を設けたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, further comprising a polarity reversing circuit for converting a current flowing through the discharge lamp into an alternating current, between the power conversion circuit and the discharge lamp. 【請求項３】 極性反転回路は、電力変換回路の出力端
と並列に２つのスイッチング素子の直列回路を２組接続
し、前記各直列回路におけるスイッチング素子同士の接
続点間に放電灯を接続したことを特徴とする請求項２記
載の放電灯点灯装置。3. The polarity reversing circuit connects two sets of series circuits of two switching elements in parallel with the output end of the power conversion circuit, and connects a discharge lamp between the connection points of the switching elements in each series circuit. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein 【請求項４】 電力変換回路と極性反転回路とをフルブ
リッジ回路により構成したことを特徴とする請求項２記
載の放電灯点灯装置。4. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the power conversion circuit and the polarity reversing circuit are configured by a full bridge circuit. 【請求項５】 電力変換回路と極性反転回路とをハーフ
ブリッジ回路により構成したことを特徴とする請求項２
記載の放電灯点灯装置。5. The power conversion circuit and the polarity reversing circuit are constituted by a half bridge circuit.
The discharge lamp lighting device described.