JP3422218B2 - コンバータ - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Polarising Elements (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はコンバータに関
し、さらに詳細にいえば、交流電源に対して全波整流回
路を接続し、全波整流回路の出力端子間に、互いに直列
に接続されたコンデンサを接続してなる構成のコンバー
タに関する。
し、さらに詳細にいえば、交流電源に対して全波整流回
路を接続し、全波整流回路の出力端子間に、互いに直列
に接続されたコンデンサを接続してなる構成のコンバー
タに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、空気調和機に用いられるインバー
タ、モータの小型化、高効率化のための技術が急速に発
展しつつある。しかし、システム全体としての性能改善
のためには、それらの電源となるコンバータの性能改善
が必須事項であることから、高性能コンバータの技術開
発が急がれている。加えて、電力変換器から流出する電
源高調波による、送電系統あるいは他機器への障害が社
会問題となってきており、欧州においては１９９６年よ
りＩＥＣ（国際電気標準会議）による電源高調波規格値
（ＩＥＣ１００−３−２）がすでに制定されている。ま
た、国内においても、１９９６年より資源エネルギー庁
の統括のもと、高調波電流自主規制（家電・汎用品高調
波ガイドライン）がスタートした。
タ、モータの小型化、高効率化のための技術が急速に発
展しつつある。しかし、システム全体としての性能改善
のためには、それらの電源となるコンバータの性能改善
が必須事項であることから、高性能コンバータの技術開
発が急がれている。加えて、電力変換器から流出する電
源高調波による、送電系統あるいは他機器への障害が社
会問題となってきており、欧州においては１９９６年よ
りＩＥＣ（国際電気標準会議）による電源高調波規格値
（ＩＥＣ１００−３−２）がすでに制定されている。ま
た、国内においても、１９９６年より資源エネルギー庁
の統括のもと、高調波電流自主規制（家電・汎用品高調
波ガイドライン）がスタートした。
【０００３】従来から一般的に用いられてきたコンバー
タは、図１中（ａ）に示すように、全波整流回路の出力
端子間にリアクトルを介して平滑用コンデンサを接続し
てなる構成である。この構成のコンバータを採用した場
合には、図１中（ｂ）に示すように、リアクトルによる
入力電流導通角拡大効果は見込めるものの、基本波の位
相遅れが大きいために大きな力率改善効果を得ることが
できない（最大力率が８０％程度）。また、高調波に関
しても、図１中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規制（ｃｌ
ａｓｓＡ）をクリアすることができない。
タは、図１中（ａ）に示すように、全波整流回路の出力
端子間にリアクトルを介して平滑用コンデンサを接続し
てなる構成である。この構成のコンバータを採用した場
合には、図１中（ｂ）に示すように、リアクトルによる
入力電流導通角拡大効果は見込めるものの、基本波の位
相遅れが大きいために大きな力率改善効果を得ることが
できない（最大力率が８０％程度）。また、高調波に関
しても、図１中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規制（ｃｌ
ａｓｓＡ）をクリアすることができない。
【０００４】そこで、特に単相２００Ｖ系統に接続され
る空気調和機に用いられているコンバータは、力率性能
を向上させるために、図２中（ａ）に示すように、チャ
ージポンプ方式と呼ばれるコンバータが用いられ、８５
％を越える力率改善性能を達成している。しかし、この
コンバータでは、電源系統と直列に接続されたコンデン
サが電源系統のインダクタンス成分と直列共振回路を構
成するため、その入力電流は、図２中（ｂ）に示すよう
に、１０次ないし３０次の高調波成分を多く含み、図２
中（ｃ）に示すように、家電・汎用品高調波ガイドライ
ンに適合しない電源になってしまう。ＩＥＣ規制は系統
インピーダンスを考慮しないが、適合レベルではない。
また、コンバータの直流電圧は最大（無負荷時）で電源
電圧ピーク値（２００Ｖ系統で約２８０Ｖ）と同等であ
り、リアクトルを挿入することによる電圧降下により負
荷が大きくなるほど直流電圧は低下する。直流電圧が低
下すると、それにほぼ反比例して電流を増加させる必要
があるので、インバータ、モータのコストアップ、大型
化が必要になる。また、モータの運転周波数領域は印可
電圧によってほぼ決定付けられるので、直流電圧の低下
はモータの運転周波数領域の縮小を招いてしまう。
る空気調和機に用いられているコンバータは、力率性能
を向上させるために、図２中（ａ）に示すように、チャ
ージポンプ方式と呼ばれるコンバータが用いられ、８５
％を越える力率改善性能を達成している。しかし、この
コンバータでは、電源系統と直列に接続されたコンデン
サが電源系統のインダクタンス成分と直列共振回路を構
成するため、その入力電流は、図２中（ｂ）に示すよう
に、１０次ないし３０次の高調波成分を多く含み、図２
中（ｃ）に示すように、家電・汎用品高調波ガイドライ
ンに適合しない電源になってしまう。ＩＥＣ規制は系統
インピーダンスを考慮しないが、適合レベルではない。
また、コンバータの直流電圧は最大（無負荷時）で電源
電圧ピーク値（２００Ｖ系統で約２８０Ｖ）と同等であ
り、リアクトルを挿入することによる電圧降下により負
荷が大きくなるほど直流電圧は低下する。直流電圧が低
下すると、それにほぼ反比例して電流を増加させる必要
があるので、インバータ、モータのコストアップ、大型
化が必要になる。また、モータの運転周波数領域は印可
電圧によってほぼ決定付けられるので、直流電圧の低下
はモータの運転周波数領域の縮小を招いてしまう。
【０００５】一方、主に単相１００Ｖ系のコンバータと
して、図３中（ａ）に示すような倍電圧方式のコンバー
タが多く用いられる。この方式を採用すれば、出力電圧
が電源電圧のほぼ２倍になり、高調波発生量も比較的低
く押さえられることが知られている。しかし、この方式
を２００Ｖ系統に用いる場合には、逆に軽負荷時の直流
電圧が過上昇して負荷開放時には電源電圧ピークの２倍
（約５６０Ｖ）に達する。このため、コンバータ後に接
続される部品の耐圧を増加しなければならず、特にイン
バータのようにスイッチを含む電力変換器等が接続され
ている場合は、スイッチング素子の耐圧を約２倍にしな
ければならない。この結果、装置が大型化し、コストも
大幅に増加してしまう。また、倍電圧電流は、図３中
（ｂ）に示すように、基本的に電源電圧位相に対して大
きく進み位相になるため、１００Ｖ系入力の空気調和機
などに用いられる倍電圧方式のコンバータは高力率を維
持するために２０％程度のリアクトルを用いているが、
同等の電流平滑力を持つリアクトルを２００Ｖ系で実現
する場合、そのインダクタンスは約４倍となり、リアク
トルの大型化、コストアップにより実用レベルから逸脱
してしまう。
して、図３中（ａ）に示すような倍電圧方式のコンバー
タが多く用いられる。この方式を採用すれば、出力電圧
が電源電圧のほぼ２倍になり、高調波発生量も比較的低
く押さえられることが知られている。しかし、この方式
を２００Ｖ系統に用いる場合には、逆に軽負荷時の直流
電圧が過上昇して負荷開放時には電源電圧ピークの２倍
（約５６０Ｖ）に達する。このため、コンバータ後に接
続される部品の耐圧を増加しなければならず、特にイン
バータのようにスイッチを含む電力変換器等が接続され
ている場合は、スイッチング素子の耐圧を約２倍にしな
ければならない。この結果、装置が大型化し、コストも
大幅に増加してしまう。また、倍電圧電流は、図３中
（ｂ）に示すように、基本的に電源電圧位相に対して大
きく進み位相になるため、１００Ｖ系入力の空気調和機
などに用いられる倍電圧方式のコンバータは高力率を維
持するために２０％程度のリアクトルを用いているが、
同等の電流平滑力を持つリアクトルを２００Ｖ系で実現
する場合、そのインダクタンスは約４倍となり、リアク
トルの大型化、コストアップにより実用レベルから逸脱
してしまう。
【０００６】近年、上述の各コンバータの持つ問題点を
解決するために、図４中（ａ）に示すように、昇圧チョ
ッパを用いた力率改善コンバータが提案されている。こ
のコンバータは、入力電圧、入力電流、直流電圧、直流
電圧指令値を入力とする制御回路によって昇圧チョッパ
のオン・デューティを制御することにより直流電圧を制
御するものであり、図４中（ｂ）に示すように、入力力
率をほぼ１に制御することができる。また、直流電流を
自在に可変でき、原理的には無限大まで昇圧が可能であ
るから、理想的なコンバータといえる。
解決するために、図４中（ａ）に示すように、昇圧チョ
ッパを用いた力率改善コンバータが提案されている。こ
のコンバータは、入力電圧、入力電流、直流電圧、直流
電圧指令値を入力とする制御回路によって昇圧チョッパ
のオン・デューティを制御することにより直流電圧を制
御するものであり、図４中（ｂ）に示すように、入力力
率をほぼ１に制御することができる。また、直流電流を
自在に可変でき、原理的には無限大まで昇圧が可能であ
るから、理想的なコンバータといえる。
【０００７】また、三相交流電源に接続されるコンバー
タとしては、図１９中（ａ）に示すように、三相交流電
源の各相の出力端子と三相整流回路の各入力端子との間
にリアクトルを接続し、三相整流回路の出力端子間に平
滑用コンデンサを接続する構成のものが知られている。
この構成のコンバータを採用した場合には、図１９中
（ｂ）に示すように、リアクトルによる入力力率改善効
果や、ある程度の高調波電流の低減効果を得ることがで
きるが、数ｋＷ以上の機器に直流電力を供給する場合に
は、図１９中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規格クラスＡ
をクリアすることは困難である。
タとしては、図１９中（ａ）に示すように、三相交流電
源の各相の出力端子と三相整流回路の各入力端子との間
にリアクトルを接続し、三相整流回路の出力端子間に平
滑用コンデンサを接続する構成のものが知られている。
この構成のコンバータを採用した場合には、図１９中
（ｂ）に示すように、リアクトルによる入力力率改善効
果や、ある程度の高調波電流の低減効果を得ることがで
きるが、数ｋＷ以上の機器に直流電力を供給する場合に
は、図１９中（ｃ）に示すように、ＩＥＣ規格クラスＡ
をクリアすることは困難である。
【０００８】この不都合を解消するために、図２０中
（ａ）に示すように、６個のスイッチング素子を用いた
ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータが採用されることが
ある。このＰＷＭコンバータを採用すれば、入力電流を
高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波
成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御する
ことが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータ
の各相の等価回路は図２０中（ｃ）に示すようになるの
で、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力
電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電
圧ベクトル図は図２０中（ｄ）に示すようになる。した
がって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ
変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井
信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されてい
るような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターン
を作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として
入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。
（ａ）に示すように、６個のスイッチング素子を用いた
ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータが採用されることが
ある。このＰＷＭコンバータを採用すれば、入力電流を
高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波
成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御する
ことが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータ
の各相の等価回路は図２０中（ｃ）に示すようになるの
で、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力
電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電
圧ベクトル図は図２０中（ｄ）に示すようになる。した
がって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ
変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井
信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されてい
るような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターン
を作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として
入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。
【０００９】また、ＤＣ送電用変換器や、炉用整流器な
どのかなりの大容量機器には、変圧器を用いた多重化方
式や多段化方式が用いられることが多い。例えば、特開
平２−１４２３５７号公報に記載されているような三相
１２パルス整流回路方式がある。なお、この方式の構成
を図２１に示す。この方式は、１次側がＹ結線、２次側
がＹ結線およびΔ結線を有する変圧器を採用して、出力
電圧位相をπ／６ずらし、互いに絶縁された２次側の巻
線に２組みの三相ダイオード整流回路を互いに並列に接
続することにより２重化を行っている。この方式におい
て、ｕ相の電源電圧波形は図２２中（ａ）に示すとおり
であり、変圧器の２次側のＹ結線に接続された三相ダイ
オード整流回路の入力電流は図２２中（ｂ）に示すよう
に２π／３通電幅の電流になり、変圧器の２次側のΔ結
線に接続された三相ダイオード整流回路の入力電流は図
２２中（ｃ）に示すように図２２中（ｂ）に示す入力電
流よりπ／６位相の遅れた電流となる。したがって、変
圧器の１次側に流れる電流は、図２２中（ｂ）に示す入
力電流と、図２２中（ｃ）に示す入力電流をΔ−Ｙ変換
した電流（図２２中（ｄ）参照）とを重ね合わせた電流
（図２２中（ｅ）参照）になる。
どのかなりの大容量機器には、変圧器を用いた多重化方
式や多段化方式が用いられることが多い。例えば、特開
平２−１４２３５７号公報に記載されているような三相
１２パルス整流回路方式がある。なお、この方式の構成
を図２１に示す。この方式は、１次側がＹ結線、２次側
がＹ結線およびΔ結線を有する変圧器を採用して、出力
電圧位相をπ／６ずらし、互いに絶縁された２次側の巻
線に２組みの三相ダイオード整流回路を互いに並列に接
続することにより２重化を行っている。この方式におい
て、ｕ相の電源電圧波形は図２２中（ａ）に示すとおり
であり、変圧器の２次側のＹ結線に接続された三相ダイ
オード整流回路の入力電流は図２２中（ｂ）に示すよう
に２π／３通電幅の電流になり、変圧器の２次側のΔ結
線に接続された三相ダイオード整流回路の入力電流は図
２２中（ｃ）に示すように図２２中（ｂ）に示す入力電
流よりπ／６位相の遅れた電流となる。したがって、変
圧器の１次側に流れる電流は、図２２中（ｂ）に示す入
力電流と、図２２中（ｃ）に示す入力電流をΔ−Ｙ変換
した電流（図２２中（ｄ）参照）とを重ね合わせた電流
（図２２中（ｅ）参照）になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、昇圧チョッパ
を用いた力率改善コンバータを採用した場合には、スイ
ッチの制御が著しく複雑になり、しかも電源系統へ流出
するノイズ対策のために強力なフィルタが必要になるの
で、大幅なコストアップを招いてしまい、また、リアク
トルに流れる電流の高周波数成分による損失が大きいた
め、効率が低下してしまうという不都合がある。
を用いた力率改善コンバータを採用した場合には、スイ
ッチの制御が著しく複雑になり、しかも電源系統へ流出
するノイズ対策のために強力なフィルタが必要になるの
で、大幅なコストアップを招いてしまい、また、リアク
トルに流れる電流の高周波数成分による損失が大きいた
め、効率が低下してしまうという不都合がある。
【００１１】また、図２０中（ａ）に示す構成のＰＷＭ
コンバータを採用した場合には、図２０中（ｂ）に入力
電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイ
ッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くととも
に、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合が
ある。さらに、図２１に示す構成の三相１２パルス整流
回路方式を採用した場合には、変圧器と多数の三相ダイ
オード整流回路とが必要になるので、全体として大型化
するとともに、大幅なコストアップを招いてしまうとい
う不都合がある。
コンバータを採用した場合には、図２０中（ｂ）に入力
電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイ
ッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くととも
に、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合が
ある。さらに、図２１に示す構成の三相１２パルス整流
回路方式を採用した場合には、変圧器と多数の三相ダイ
オード整流回路とが必要になるので、全体として大型化
するとともに、大幅なコストアップを招いてしまうとい
う不都合がある。
【００１２】
【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、スイッチングの制御を著しく簡素化し、
しかも、十分な入力力率改善、高調波低減を達成するコ
ンバータを提供することを第１の目的としている。ま
た、直流電圧の昇圧を達成することを第２の目的として
いる。
たものであり、スイッチングの制御を著しく簡素化し、
しかも、十分な入力力率改善、高調波低減を達成するコ
ンバータを提供することを第１の目的としている。ま
た、直流電圧の昇圧を達成することを第２の目的として
いる。
【００１３】さらに、全ての負荷変動範囲で特定の高調
波成分を除去しまたは低減することを第３の目的として
いる。さらにまた、入力電流の基本波力率を１に保つこ
とを第４の目的としている。また、電源電圧変動、負荷
変動に拘らず安定した直流電圧を供給することを第５の
目的としている。
波成分を除去しまたは低減することを第３の目的として
いる。さらにまた、入力電流の基本波力率を１に保つこ
とを第４の目的としている。また、電源電圧変動、負荷
変動に拘らず安定した直流電圧を供給することを第５の
目的としている。
【００１４】また、構成を大幅に簡素化することを第６
の目的としている。
の目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１のコンバータ
は、交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路
を接続し、全波整流回路の出力端子間に平滑用コンデン
サと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互
いに並列接続し、全波整流回路の入力端子と昇圧用コン
デンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続
し、スイッチング手段を電源電圧の変動に応じてスイッ
チングさせるべく制御する制御手段を設けたものであ
る。
は、交流電源に対してリアクトルを介して全波整流回路
を接続し、全波整流回路の出力端子間に平滑用コンデン
サと、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサとを互
いに並列接続し、全波整流回路の入力端子と昇圧用コン
デンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続
し、スイッチング手段を電源電圧の変動に応じてスイッ
チングさせるべく制御する制御手段を設けたものであ
る。
【００１６】請求項２のコンバータは、前記制御手段と
して、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイ
ッチングさせるべく制御するものを採用している。請求
項３のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧の
ゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答
して、スイッチング手段を所定時間ターンオンさせる制
御信号を出力するものを採用している。
して、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回スイ
ッチングさせるべく制御するものを採用している。請求
項３のコンバータは、前記制御手段として、電源電圧の
ゼロクロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答
して、スイッチング手段を所定時間ターンオンさせる制
御信号を出力するものを採用している。
【００１７】請求項４のコンバータは、前記制御手段と
して、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチン
グ手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採
用している。請求項５のコンバータは、前記制御手段と
して、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイ
ッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するも
のを採用している。
して、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチン
グ手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採
用している。請求項５のコンバータは、前記制御手段と
して、電源電圧のゼロクロスを中心とする所定時間スイ
ッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するも
のを採用している。
【００１８】請求項６のコンバータは、前記制御手段と
して、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを
基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも
短くなるように設定された所定時間スイッチング手段を
ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用してい
る。請求項７のコンバータは、前記制御手段として、予
め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさ
せる制御信号を出力するものを採用している。
して、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロクロスを
基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間よりも
短くなるように設定された所定時間スイッチング手段を
ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用してい
る。請求項７のコンバータは、前記制御手段として、予
め設定された所定時間スイッチング手段をターンオンさ
せる制御信号を出力するものを採用している。
【００１９】請求項８のコンバータは、前記制御手段と
して、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる
直流電圧指令値とを比較し、直流電圧が直流電圧指令値
に接近させることができる所定時間スイッチング手段を
ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用してい
る。請求項９のコンバータは、三相交流電源に対してリ
アクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波
整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑
用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力
端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッ
チング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電
源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する
制御手段を設けたものである。
して、負荷に供給される直流電圧と外部から与えられる
直流電圧指令値とを比較し、直流電圧が直流電圧指令値
に接近させることができる所定時間スイッチング手段を
ターンオンさせる制御信号を出力するものを採用してい
る。請求項９のコンバータは、三相交流電源に対してリ
アクトルを介して三相全波整流回路を接続し、三相全波
整流回路の出力端子間に、互いに直列に接続された平滑
用コンデンサを接続し、三相全波整流回路の各相の入力
端子と平滑用コンデンサどうしの接続点との間にスイッ
チング手段を接続し、スイッチング手段を負荷変動や電
源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく制御する
制御手段を設けたものである。
【００２０】請求項１０のコンバータは、三相交流電源
に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続
し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接
続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に接続
された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデンサ
よりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に接続
し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コンデ
ンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続
し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応
じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設けた
ものである。
に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接続
し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に接
続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に接続
された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデンサ
よりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に接続
し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コンデ
ンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接続
し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に応
じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設けた
ものである。
【００２１】請求項１１のコンバータは、前記制御手段
として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回ス
イッチングさせるべく制御するものを採用している。請
求項１２のコンバータは、前記制御手段として、特定の
高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手
段のＯＮ時間を設定するものを採用している。
として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１回ス
イッチングさせるべく制御するものを採用している。請
求項１２のコンバータは、前記制御手段として、特定の
高調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手
段のＯＮ時間を設定するものを採用している。
【００２２】請求項１３のコンバータは、前記制御手段
として、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチン
グ手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用し
ている。請求項１４のコンバータは、前記制御手段とし
て、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるように
スイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチング手段を
ＯＮさせるタイミングを設定するものを採用している。
として、負荷情報を検出し、検出値に応じてスイッチン
グ手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用し
ている。請求項１４のコンバータは、前記制御手段とし
て、入力電流の基本波と電源電圧とが同相になるように
スイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチング手段を
ＯＮさせるタイミングを設定するものを採用している。
【００２３】請求項１５のコンバータは、前記制御手段
として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流
電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じて
スイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用して
いる。
として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧と直流
電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に応じて
スイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採用して
いる。
【００２４】
【作用】請求項１のコンバータであれば、交流電源に対
してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整
流回路の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列
に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、
全波整流回路の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接
続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング
手段を電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく
制御する制御手段を設けているので、倍電圧整流と全波
整流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることがで
き、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、
倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内
での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。ま
た、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に
高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく
簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にな
らないので、コストアップを大幅に抑制することができ
る。もちろん、高調波の低減も実現できる。
してリアクトルを介して全波整流回路を接続し、全波整
流回路の出力端子間に平滑用コンデンサと、互いに直列
に接続された昇圧用コンデンサとを互いに並列接続し、
全波整流回路の入力端子と昇圧用コンデンサどうしの接
続点との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング
手段を電源電圧の変動に応じてスイッチングさせるべく
制御する制御手段を設けているので、倍電圧整流と全波
整流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることがで
き、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、
倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内
での直流電圧昇圧を簡単に達成することができる。ま
た、昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータと同様に
高力率を達成できるほか、スイッチングの制御が著しく
簡単であり、電源系統に流出するノイズも殆ど問題にな
らないので、コストアップを大幅に抑制することができ
る。もちろん、高調波の低減も実現できる。
【００２５】請求項２のコンバータであれば、前記制御
手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１
回スイッチングさせるべく制御するものを採用している
ので、請求項１の作用に加え、スイッチングの制御をさ
らに簡単化できる。請求項３のコンバータであれば、前
記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼ
ロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段
を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものを
採用しているので、倍電圧整流方式による進相側導通角
拡大と全波整流方式による遅相側導通角拡大の両方の効
果を効率的に利用し、著しい力率改善及び高調波改善を
達成することができる。
手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に１
回スイッチングさせるべく制御するものを採用している
ので、請求項１の作用に加え、スイッチングの制御をさ
らに簡単化できる。請求項３のコンバータであれば、前
記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを検出し、ゼ
ロクロスを検出したことに応答して、スイッチング手段
を所定時間ターンオンさせる制御信号を出力するものを
採用しているので、倍電圧整流方式による進相側導通角
拡大と全波整流方式による遅相側導通角拡大の両方の効
果を効率的に利用し、著しい力率改善及び高調波改善を
達成することができる。
【００２６】請求項４のコンバータであれば、前記制御
手段として、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイ
ッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するも
のを採用しているので、力率改善効果、高調波改善効果
を得ることができる。請求項５のコンバータであれば、
前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを中心とす
る所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信
号を出力するものを採用しているので、力率改善効果、
高調波改善効果を高めることができる。
手段として、電源電圧のゼロクロスを含む所定時間スイ
ッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力するも
のを採用しているので、力率改善効果、高調波改善効果
を得ることができる。請求項５のコンバータであれば、
前記制御手段として、電源電圧のゼロクロスを中心とす
る所定時間スイッチング手段をターンオンさせる制御信
号を出力するものを採用しているので、力率改善効果、
高調波改善効果を高めることができる。
【００２７】請求項６のコンバータであれば、前記制御
手段として、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロク
ロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間
よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング
手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用
しているので、力率改善効果を高めることができ、しか
も、高調波改善効果を一層高めることができる。
手段として、電源電圧のゼロクロスを含み、かつゼロク
ロスを基準とする進み位相側の時間が遅れ位相側の時間
よりも短くなるように設定された所定時間スイッチング
手段をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用
しているので、力率改善効果を高めることができ、しか
も、高調波改善効果を一層高めることができる。
【００２８】請求項７のコンバータであれば、前記制御
手段として、予め設定された所定時間スイッチング手段
をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用して
いるので、請求項１から請求項６の何れかと同様の作用
を達成することができる。請求項８のコンバータであれ
ば、前記制御手段として、負荷に供給される直流電圧と
外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電
圧が直流電圧指令値に接近させることができる所定時間
スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力す
るものを採用しているので、請求項１から請求項６の何
れかの作用に加え、コンバータの後段の回路で必要とさ
れている直流電圧を出力することができる。
手段として、予め設定された所定時間スイッチング手段
をターンオンさせる制御信号を出力するものを採用して
いるので、請求項１から請求項６の何れかと同様の作用
を達成することができる。請求項８のコンバータであれ
ば、前記制御手段として、負荷に供給される直流電圧と
外部から与えられる直流電圧指令値とを比較し、直流電
圧が直流電圧指令値に接近させることができる所定時間
スイッチング手段をターンオンさせる制御信号を出力す
るものを採用しているので、請求項１から請求項６の何
れかの作用に加え、コンバータの後段の回路で必要とさ
れている直流電圧を出力することができる。
【００２９】請求項９のコンバータであれば、三相交流
電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接
続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に
接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回
路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点
との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段
を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせ
るべく制御する制御手段を設けたのであるから、全波整
流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流
により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電
圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョ
ッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成
できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、
電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、
コストアップを大幅に抑制することができる。もちろ
ん、高調波の低減も実現できる。
電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を接
続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列に
接続された平滑用コンデンサを接続し、三相全波整流回
路の各相の入力端子と平滑用コンデンサどうしの接続点
との間にスイッチング手段を接続し、スイッチング手段
を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチングさせ
るべく制御する制御手段を設けたのであるから、全波整
流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流
により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電
圧昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョ
ッパを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成
できるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、
電源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、
コストアップを大幅に抑制することができる。もちろ
ん、高調波の低減も実現できる。
【００３０】請求項１０のコンバータであれば、三相交
流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を
接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列
に接続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に
接続された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデ
ンサよりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に
接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コ
ンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接
続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に
応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設け
たのであるから、入力電流の高次高調波成分を低減させ
ることができるほか、全波整流により得られる電圧以上
であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも
低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成するこ
とができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コン
バータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチング
の制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズ
も殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制
することができる。もちろん、高調波の低減も実現でき
る。
流電源に対してリアクトルを介して三相全波整流回路を
接続し、三相全波整流回路の出力端子間に、互いに直列
に接続された昇圧用コンデンサを接続し、互いに直列に
接続された昇圧用コンデンサに対して、これらのコンデ
ンサよりも静電容量が大きい平滑用コンデンサを並列に
接続し、三相全波整流回路の各相の入力端子と昇圧用コ
ンデンサどうしの接続点との間にスイッチング手段を接
続し、スイッチング手段を負荷変動や電源電圧の変動に
応じてスイッチングさせるべく制御する制御手段を設け
たのであるから、入力電流の高次高調波成分を低減させ
ることができるほか、全波整流により得られる電圧以上
であり、しかも、倍電圧整流により得られる電圧よりも
低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を簡単に達成するこ
とができる。また、昇圧チョッパを用いた力率改善コン
バータと同様に高力率を達成できるほか、スイッチング
の制御が著しく簡単であり、電源系統に流出するノイズ
も殆ど問題にならないので、コストアップを大幅に抑制
することができる。もちろん、高調波の低減も実現でき
る。
【００３１】請求項１１のコンバータであれば、前記制
御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に
１回スイッチングさせるべく制御するものを採用してい
るので、請求項９または請求項１０の作用に加え、スイ
ッチングの制御をさらに簡単化できる。また、スイッチ
ング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせる
ので、ＰＷＭコンバータにおける高周波スイッチングに
起因する効率の低下、ノイズの増加、漏洩電流の増大、
コストアップという不都合を改善することができる。
御手段として、スイッチング手段を電源電圧の半周期に
１回スイッチングさせるべく制御するものを採用してい
るので、請求項９または請求項１０の作用に加え、スイ
ッチングの制御をさらに簡単化できる。また、スイッチ
ング手段を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせる
ので、ＰＷＭコンバータにおける高周波スイッチングに
起因する効率の低下、ノイズの増加、漏洩電流の増大、
コストアップという不都合を改善することができる。
【００３２】請求項１２のコンバータであれば、前記制
御手段として、特定の高調波成分を除去し、または低減
すべくスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採
用しているので、特定の高調波成分を除去し、または低
減することができるほか、請求項９から請求項１１の何
れかと同様の作用を達成することができる。請求項１３
のコンバータであれば、前記制御手段として、負荷情報
を検出し、検出値に応じてスイッチング手段をＯＮさせ
るタイミングを設定するものを採用しているので、全て
の負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、または
低減することができるほか、請求項１２と同様の作用を
達成することができる。
御手段として、特定の高調波成分を除去し、または低減
すべくスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採
用しているので、特定の高調波成分を除去し、または低
減することができるほか、請求項９から請求項１１の何
れかと同様の作用を達成することができる。請求項１３
のコンバータであれば、前記制御手段として、負荷情報
を検出し、検出値に応じてスイッチング手段をＯＮさせ
るタイミングを設定するものを採用しているので、全て
の負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、または
低減することができるほか、請求項１２と同様の作用を
達成することができる。
【００３３】請求項１４のコンバータであれば、前記制
御手段として、入力電流の基本波と電源電圧とが同相に
なるようにスイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチ
ング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用
しているので、入力電流の基本波力率を常に１に保つこ
とができるほか、請求項９から請求項１３の何れかと同
様の作用を達成することができる。
御手段として、入力電流の基本波と電源電圧とが同相に
なるようにスイッチング手段のＯＮ時間およびスイッチ
ング手段をＯＮさせるタイミングを設定するものを採用
しているので、入力電流の基本波力率を常に１に保つこ
とができるほか、請求項９から請求項１３の何れかと同
様の作用を達成することができる。
【００３４】請求項１５のコンバータであれば、前記制
御手段として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧
と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に
応じてスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採
用しているので、電源電圧変動、負荷変動に拘らず安定
した直流電圧を供給することができるほか、請求項９か
ら請求項１１の何れかと同様の作用を達成することがで
きる。
御手段として、直流電圧を検出し、検出された直流電圧
と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に
応じてスイッチング手段のＯＮ時間を設定するものを採
用しているので、電源電圧変動、負荷変動に拘らず安定
した直流電圧を供給することができるほか、請求項９か
ら請求項１１の何れかと同様の作用を達成することがで
きる。
【００３５】
【発明の実施の態様】以下、添付図面を参照しながらこ
の発明の実施の態様を詳細に説明する。図５はこの発明
のコンバータの一実施態様を示す電気回路図である。こ
のコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアク
トル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路
２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列
に接続され、かつ互いに等しい静電容量を有する昇圧用
コンデンサ（倍電圧用コンデンサ）Ｃ１１，Ｃ１２とを
互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイ
ッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半
周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部３を
設けている前記制御部３は、外部から与えられる直流電
圧指令値に対応するパルス幅のパルス信号を出力するパ
ルス幅制御回路３ａと、パルス幅制御回路３ａから出力
されるパルス信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆
動するための駆動信号を出力する駆動回路３ｂとから構
成されている。また、パルス幅制御回路３ａから出力さ
れるパルス信号は、電源電圧の半周期に１回双方向スイ
ッチＳ１をスイッチングさせるものである。
の発明の実施の態様を詳細に説明する。図５はこの発明
のコンバータの一実施態様を示す電気回路図である。こ
のコンバータは、図示しない交流電源の端子間にリアク
トル１を介して全波整流回路２を接続し、全波整流回路
２の出力端子間に平滑用コンデンサＣ２と、互いに直列
に接続され、かつ互いに等しい静電容量を有する昇圧用
コンデンサ（倍電圧用コンデンサ）Ｃ１１，Ｃ１２とを
互いに並列接続し、全波整流回路２の入力端子と昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点との間に双方向スイ
ッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ１を電源電圧の半
周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部３を
設けている前記制御部３は、外部から与えられる直流電
圧指令値に対応するパルス幅のパルス信号を出力するパ
ルス幅制御回路３ａと、パルス幅制御回路３ａから出力
されるパルス信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆
動するための駆動信号を出力する駆動回路３ｂとから構
成されている。また、パルス幅制御回路３ａから出力さ
れるパルス信号は、電源電圧の半周期に１回双方向スイ
ッチＳ１をスイッチングさせるものである。
【００３６】この実施態様のコンバータを採用した場合
には、電源電圧の半周期に１回双方向スイッチＳ１をス
イッチングさせることができ、双方向スイッチＳ１がオ
ンの期間に倍電圧整流を行い、双方向スイッチＳ１がオ
フの期間に全波整流を行う。そして、倍電圧整流により
得られる直流電圧、全波整流により得られる直流電圧は
そのまま負荷に供給されるのではなく、平滑用コンデン
サＣ２で平滑化された状態で供給されるので、全波整流
により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流に
より得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧
昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッ
パを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成で
きるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電
源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コ
ストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、
高調波の低減も実現できる。
には、電源電圧の半周期に１回双方向スイッチＳ１をス
イッチングさせることができ、双方向スイッチＳ１がオ
ンの期間に倍電圧整流を行い、双方向スイッチＳ１がオ
フの期間に全波整流を行う。そして、倍電圧整流により
得られる直流電圧、全波整流により得られる直流電圧は
そのまま負荷に供給されるのではなく、平滑用コンデン
サＣ２で平滑化された状態で供給されるので、全波整流
により得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流に
より得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧
昇圧を簡単に達成することができる。また、昇圧チョッ
パを用いた力率改善コンバータと同様に高力率を達成で
きるほか、スイッチングの制御が著しく簡単であり、電
源系統に流出するノイズも殆ど問題にならないので、コ
ストアップを大幅に抑制することができる。もちろん、
高調波の低減も実現できる。
【００３７】なお、この実施態様において、双方向スイ
ッチＳ１は、リアクトル１を介在させることなく交流電
源に接続された全波整流回路２の入力端子と昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続され
ているが、全波整流回路２の他方の入力端子と昇圧用コ
ンデンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続双
方向スイッチＳ１を接続してもよく、同様の作用を達成
することができる。
ッチＳ１は、リアクトル１を介在させることなく交流電
源に接続された全波整流回路２の入力端子と昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続され
ているが、全波整流回路２の他方の入力端子と昇圧用コ
ンデンサＣ１１，Ｃ１２どうしの接続点との間に接続双
方向スイッチＳ１を接続してもよく、同様の作用を達成
することができる。
【００３８】図６はこの発明のコンバータの他の実施態
様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流
電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を
接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデン
サＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ
１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の
入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点と
の間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ
１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制
御する制御部１３を設けている前記制御部１３は、交流
電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器１３ａと、外
部から与えられる直流電圧指令値と検出された電源電圧
との大小を比較して比較結果信号を出力する比較器１３
ｂと、比較器１３ｂから出力される比較結果信号を入力
として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を
出力する駆動回路１３ｃとから構成されている。具体的
には、直流電圧指令値が検出された電源電圧よりも大き
い場合に、双方向スイッチＳ１をオンに制御する。した
がって、例えば、直流電圧指令値が検出された電源電圧
を越えるタイミングを起点とする電源電圧の半周期に１
回スイッチングが行われることになる。
様を示す図である。このコンバータは、図示しない交流
電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回路２を
接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コンデン
サＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサＣ
１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回路２の
入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点と
の間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイッチＳ
１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制
御する制御部１３を設けている前記制御部１３は、交流
電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器１３ａと、外
部から与えられる直流電圧指令値と検出された電源電圧
との大小を比較して比較結果信号を出力する比較器１３
ｂと、比較器１３ｂから出力される比較結果信号を入力
として双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を
出力する駆動回路１３ｃとから構成されている。具体的
には、直流電圧指令値が検出された電源電圧よりも大き
い場合に、双方向スイッチＳ１をオンに制御する。した
がって、例えば、直流電圧指令値が検出された電源電圧
を越えるタイミングを起点とする電源電圧の半周期に１
回スイッチングが行われることになる。
【００３９】この実施態様のコンバータの作用を図７の
波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状態
であれば、初期状態（図７の時刻ｔ０参照）において昇
圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積され
た電荷を保持しており、ある一定の電位を持っている。
以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図７に
示す各モードの動作を説明する。
波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状態
であれば、初期状態（図７の時刻ｔ０参照）において昇
圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積され
た電荷を保持しており、ある一定の電位を持っている。
以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図７に
示す各モードの動作を説明する。
【００４０】ｍｏｄｅ１（時刻ｔ０から時刻ｔ２）
双方向スイッチＳ１は初期状態ｔ０で既にオンであり、
回路は倍電圧整流動作を行っている。昇圧用コンデンサ
Ｃ１１は双方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期
状態からさらに充電され、両端電圧が上昇する（図７中
ＶＣ１１参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１
１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流
（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による
放電電流との合成電流）によって入力電流の導通角が拡
大される。実際は、入力電流は前の半周期にリアクトル
１に蓄積されたエネルギーによって、昇圧用コンデンサ
Ｃ１１の電位が入力電圧より低くなった時点ｔ１よりさ
らに早い時刻に導通を開始するので、導通角は飛躍的に
拡大する。
回路は倍電圧整流動作を行っている。昇圧用コンデンサ
Ｃ１１は双方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期
状態からさらに充電され、両端電圧が上昇する（図７中
ＶＣ１１参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１
１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流
（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による
放電電流との合成電流）によって入力電流の導通角が拡
大される。実際は、入力電流は前の半周期にリアクトル
１に蓄積されたエネルギーによって、昇圧用コンデンサ
Ｃ１１の電位が入力電圧より低くなった時点ｔ１よりさ
らに早い時刻に導通を開始するので、導通角は飛躍的に
拡大する。
【００４１】ｍｏｄｅ２（時刻ｔ２から時刻ｔ３）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ２）ター
ンオフされ、昇圧形コンバータは、全波整流動作に切り
替わる。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の
倍電圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）ま
でホールドされる。
ンオフされ、昇圧形コンバータは、全波整流動作に切り
替わる。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の
倍電圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）ま
でホールドされる。
【００４２】ｍｏｄｅ３（時刻ｔ３から時刻ｔ５）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ３）ター
ンオンされ、コンバータは、再び倍電圧整流動作に切り
替わる。昇圧用コンデンサＣ１１は、昇圧用コンデンサ
Ｃ１２の電位が入力電圧より高くなるまでさらに充電さ
れ、両端電圧が上昇する。このとき、コンデンサ充電電
流ＩＣ１１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充
電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ６
による放電電流との合成電流）によって入力電流は全波
整流時以上に遅れ位相角が拡大する。また、リアクトル
１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが遅れるの
で導通角はさらに拡大される。
ンオンされ、コンバータは、再び倍電圧整流動作に切り
替わる。昇圧用コンデンサＣ１１は、昇圧用コンデンサ
Ｃ１２の電位が入力電圧より高くなるまでさらに充電さ
れ、両端電圧が上昇する。このとき、コンデンサ充電電
流ＩＣ１１が流れるので、昇圧用コンデンサＣ１１の充
電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ６
による放電電流との合成電流）によって入力電流は全波
整流時以上に遅れ位相角が拡大する。また、リアクトル
１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが遅れるの
で導通角はさらに拡大される。
【００４３】ｍｏｄｅ４（時刻ｔ５から時刻ｔ７）
次の半周期（電源電圧が負の半周期）にはいり、昇圧用
コンデンサＣ１２の電位が電源電圧の絶対値より低くな
り、充電を開始する（時刻ｔ６）と昇圧用コンデンサＣ
１１は放電を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双方
向スイッチＳ１がターンオフするまで（時刻ｔ７）放電
を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際
は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電
流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通
を開始するので、導通角が拡大する。また、ｍｏｄｅ１
と同様にリアクトル１による導通角拡大効果によって電
流立ち下がり時の導通角はさらに拡大する。
コンデンサＣ１２の電位が電源電圧の絶対値より低くな
り、充電を開始する（時刻ｔ６）と昇圧用コンデンサＣ
１１は放電を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双方
向スイッチＳ１がターンオフするまで（時刻ｔ７）放電
を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際
は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電
流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通
を開始するので、導通角が拡大する。また、ｍｏｄｅ１
と同様にリアクトル１による導通角拡大効果によって電
流立ち下がり時の導通角はさらに拡大する。
【００４４】ｍｏｄｅ５（時刻ｔ７から時刻ｔ８）
双方向スイッチＳ１がターンオフされ、全波整流動作に
切り替わり、昇圧用コンデンサＣ１１が非導通となり、
入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を充電する。もち
ろん、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電圧整流
動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホールド
される。
切り替わり、昇圧用コンデンサＣ１１が非導通となり、
入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を充電する。もち
ろん、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電圧整流
動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホールド
される。
【００４５】ｍｏｄｅ６（時刻ｔ８から時刻ｔ１０）
双方向スイッチＳ１がターンオンされ、昇圧用コンデン
サＣ１１は電位が電源電圧の絶対値と等しくなるまで
（時刻ｔ９）さらに放電される。昇圧用コンデンサＣ１
１の放電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏ
ｄｅ３による充電電流との合成電流）によって入力電流
は全波整流時以上に遅れ位相角が拡大する。実際は、リ
アクトル１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが
遅れるので導通角はさらに拡大され、立ち下がり時の導
通角はさらに拡大する。昇圧用コンデンサＣ１１の放電
が終了すると昇圧用コンデンサＣ１１の電位は初期状態
に戻り、ｍｏｄｅ１に戻る。
サＣ１１は電位が電源電圧の絶対値と等しくなるまで
（時刻ｔ９）さらに放電される。昇圧用コンデンサＣ１
１の放電電流（実際は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏ
ｄｅ３による充電電流との合成電流）によって入力電流
は全波整流時以上に遅れ位相角が拡大する。実際は、リ
アクトル１の蓄積エネルギーによって電流立ち下がりが
遅れるので導通角はさらに拡大され、立ち下がり時の導
通角はさらに拡大する。昇圧用コンデンサＣ１１の放電
が終了すると昇圧用コンデンサＣ１１の電位は初期状態
に戻り、ｍｏｄｅ１に戻る。
【００４６】昇圧用コンデンサＣ１２は、倍電圧整流回
路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量
を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行
う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コ
ンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に
電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現
している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオ
ン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自
在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧
が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ば
すことによって容易に昇圧することができる。逆に、直
流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ
１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の
過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする
場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃな
いし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充放電電流が進相側および
遅相側双方の導通角拡大効果を併せ持つようになり、導
通角は飛躍的に増大し、高力率、低高調波の高性能コン
バータを実現できる。図８にこの実施態様のコンバータ
における高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライ
ンとの適合性を示している。図８から明らかなように、
この実施態様のコンバータは、家電・汎用品高調波ガイ
ドラインに適合する低高調波の電源であることが分か
る。また、この時の入力力率は９７％の高力率であっ
た。
路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量
を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行
う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コ
ンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に
電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現
している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオ
ン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自
在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧
が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ば
すことによって容易に昇圧することができる。逆に、直
流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ
１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の
過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする
場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃな
いし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充放電電流が進相側および
遅相側双方の導通角拡大効果を併せ持つようになり、導
通角は飛躍的に増大し、高力率、低高調波の高性能コン
バータを実現できる。図８にこの実施態様のコンバータ
における高調波発生量と家電・汎用品高調波ガイドライ
ンとの適合性を示している。図８から明らかなように、
この実施態様のコンバータは、家電・汎用品高調波ガイ
ドラインに適合する低高調波の電源であることが分か
る。また、この時の入力力率は９７％の高力率であっ
た。
【００４７】ここで、全波整流回路２の入力側に用いら
れているリアクトル１は、従来倍電圧整流方式に用いら
れていたリアクトルと異なり、大きな電流平滑力を必要
としないので、８％ないし９％のリアクトルで上記の高
性能を実現できる。また、半周期に１回という簡単なス
イッチングであるから、制御部１３は、回路構成が簡単
になり、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパ
を用いた力率改善コンバータで問題になっていたキャリ
アなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイッ
チングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに流
れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図４
に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対し
てコンバータ効率が改善される。
れているリアクトル１は、従来倍電圧整流方式に用いら
れていたリアクトルと異なり、大きな電流平滑力を必要
としないので、８％ないし９％のリアクトルで上記の高
性能を実現できる。また、半周期に１回という簡単なス
イッチングであるから、制御部１３は、回路構成が簡単
になり、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパ
を用いた力率改善コンバータで問題になっていたキャリ
アなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイッ
チングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに流
れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図４
に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対し
てコンバータ効率が改善される。
【００４８】図９はこの発明のコンバータのさらに他の
実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しな
い交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回
路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コ
ンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回
路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接
続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイ
ッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせる
べく制御する制御部２３を設けている前記制御部２３
は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器２３
ａと、外部から与えられる直流電圧指令値と検出された
電源電圧との大小を比較して比較結果信号を出力する比
較器２３ｂと、比較器２３ｂから出力される比較結果信
号を入力として、電源電圧のゼロクロス点に対する進み
位相側の期間を短縮すべく位相を調整する位相調整器２
３ｃと、位相調整器２３ｃからの出力信号を入力として
双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力す
る駆動回路２３ｄとから構成されている。具体的には、
図６の実施態様において電源電圧のゼロクロス点を中心
として互いに対称な期間だけ双方向スイッチＳ１をオン
に制御していたのに対して、この実施態様では、双方向
スイッチＳ１をオンに制御する期間の長さは変更せず、
電源電圧のゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短
縮するとともに、電源電圧のゼロクロス点に対する遅れ
位相側の期間を延長している。したがって、例えば、直
流電圧指令値が検出された電源電圧を越えるタイミング
から位相調整が施されたタイミングを起点とする電源電
圧の半周期に１回スイッチングが行われることになる。
実施態様を示す図である。このコンバータは、図示しな
い交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流回
路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用コ
ンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流回
路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接
続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向スイ
ッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせる
べく制御する制御部２３を設けている前記制御部２３
は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出器２３
ａと、外部から与えられる直流電圧指令値と検出された
電源電圧との大小を比較して比較結果信号を出力する比
較器２３ｂと、比較器２３ｂから出力される比較結果信
号を入力として、電源電圧のゼロクロス点に対する進み
位相側の期間を短縮すべく位相を調整する位相調整器２
３ｃと、位相調整器２３ｃからの出力信号を入力として
双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出力す
る駆動回路２３ｄとから構成されている。具体的には、
図６の実施態様において電源電圧のゼロクロス点を中心
として互いに対称な期間だけ双方向スイッチＳ１をオン
に制御していたのに対して、この実施態様では、双方向
スイッチＳ１をオンに制御する期間の長さは変更せず、
電源電圧のゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短
縮するとともに、電源電圧のゼロクロス点に対する遅れ
位相側の期間を延長している。したがって、例えば、直
流電圧指令値が検出された電源電圧を越えるタイミング
から位相調整が施されたタイミングを起点とする電源電
圧の半周期に１回スイッチングが行われることになる。
【００４９】この実施態様を採用した場合には、双方向
スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロクロス点に対
して進み位相側の期間を適宜短縮することによって、倍
電圧電流の充放電動作が緩和され、電流ピークを大幅に
低減してリプルの少ない良好な電流波形を得ることがで
きる。この実施態様を採用して双方向スイッチＳ１の制
御を行った場合における各部の波形を図１０に示す。図
１０から明らかなように、倍電圧電流による電流ピーク
は殆ど見られず、リプルの少ない良好な電流波形になっ
ていることが分かる。また、この実施態様を採用して双
方向スイッチＳ１の制御を行った場合における高調波発
生量を図１１に示す。図１１から明らかなように、図８
と比較して低次高調波が大幅に低減され、家電・汎用品
高調波ガイドラインに対して非常に厳しい規格であるＩ
ＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリアするさらに高
性能なコンバータを実現することができることが分か
る。また、この時の入力力率は、基本波の位相が遅れる
ために図６の実施態様の入力力率よりも多少低下する
が、９２％の高力率を達成することができる。
スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロクロス点に対
して進み位相側の期間を適宜短縮することによって、倍
電圧電流の充放電動作が緩和され、電流ピークを大幅に
低減してリプルの少ない良好な電流波形を得ることがで
きる。この実施態様を採用して双方向スイッチＳ１の制
御を行った場合における各部の波形を図１０に示す。図
１０から明らかなように、倍電圧電流による電流ピーク
は殆ど見られず、リプルの少ない良好な電流波形になっ
ていることが分かる。また、この実施態様を採用して双
方向スイッチＳ１の制御を行った場合における高調波発
生量を図１１に示す。図１１から明らかなように、図８
と比較して低次高調波が大幅に低減され、家電・汎用品
高調波ガイドラインに対して非常に厳しい規格であるＩ
ＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリアするさらに高
性能なコンバータを実現することができることが分か
る。また、この時の入力力率は、基本波の位相が遅れる
ために図６の実施態様の入力力率よりも多少低下する
が、９２％の高力率を達成することができる。
【００５０】さらに詳細に説明する。図６の実施態様に
より双方向スイッチＳ１の制御を行った場合には、双方
向スイッチＳ１制御信号が電源電圧ゼロクロス点を中心
とした左右対称のパルス波形になる。そして、この制御
によると、全波整流電流（図７のｍｏｄｅ２およびｍｏ
ｄｅ５）がリアクトルによって電源電圧に対して位相遅
れとなっているために、倍電圧整流と全波整流の切替点
における電流リプルが大きくなり、それに起因する高調
波の低減力が弱くなる。図７に示す波形を見て分かるよ
うに、倍電圧整流と全波整流を切り替える点で電流リプ
ルが発生し、図８の高調波分布に見られる７次、１３次
などの高調波成分増加を引き起こしていることが分か
る。また、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリア
できないことも分かる。
より双方向スイッチＳ１の制御を行った場合には、双方
向スイッチＳ１制御信号が電源電圧ゼロクロス点を中心
とした左右対称のパルス波形になる。そして、この制御
によると、全波整流電流（図７のｍｏｄｅ２およびｍｏ
ｄｅ５）がリアクトルによって電源電圧に対して位相遅
れとなっているために、倍電圧整流と全波整流の切替点
における電流リプルが大きくなり、それに起因する高調
波の低減力が弱くなる。図７に示す波形を見て分かるよ
うに、倍電圧整流と全波整流を切り替える点で電流リプ
ルが発生し、図８の高調波分布に見られる７次、１３次
などの高調波成分増加を引き起こしていることが分か
る。また、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値をクリア
できないことも分かる。
【００５１】ここで、電流リプルを低減するためにリア
クトルの容量を大きくすることは容易に考えられる。し
かし、単にリアクトルの容量を調整しただけでは電流リ
プル低減に大きな効果を期待することができない。その
理由は、全波整流時と倍電圧整流時とでは同一容量のイ
ンダクタンスであっても蓄積エネルギーが互いに異な
り、全波整流動作時と倍電圧整流動作時とではリアクト
ルのピーク抑制効果にアンバランスが生じるためであ
る。すなわち、リアクトルの容量を増加することによる
倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果が、全波整流動
作時の電流ピーク抑制効果に比べて小さいために、倍電
圧動作電流のピークが高くなり、それに起因する中間次
高調波の増大を招くことになる。
クトルの容量を大きくすることは容易に考えられる。し
かし、単にリアクトルの容量を調整しただけでは電流リ
プル低減に大きな効果を期待することができない。その
理由は、全波整流時と倍電圧整流時とでは同一容量のイ
ンダクタンスであっても蓄積エネルギーが互いに異な
り、全波整流動作時と倍電圧整流動作時とではリアクト
ルのピーク抑制効果にアンバランスが生じるためであ
る。すなわち、リアクトルの容量を増加することによる
倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果が、全波整流動
作時の電流ピーク抑制効果に比べて小さいために、倍電
圧動作電流のピークが高くなり、それに起因する中間次
高調波の増大を招くことになる。
【００５２】しかし、この実施態様を採用した場合に
は、双方向スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロク
ロス点に対して進み位相側の期間を適宜短縮しているの
で、倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果と全波整流
動作時の電流ピーク抑制効果との差を低減し、上述のよ
うに電流ピークを大幅に減少させることができるのであ
る。
は、双方向スイッチＳ１のオン信号の、電源電圧ゼロク
ロス点に対して進み位相側の期間を適宜短縮しているの
で、倍電圧整流動作時の電流ピーク抑制効果と全波整流
動作時の電流ピーク抑制効果との差を低減し、上述のよ
うに電流ピークを大幅に減少させることができるのであ
る。
【００５３】この実施態様に基づく双方向スイッチＳ１
制御信号は、例えば、直流電圧指令のレベルを多少低下
させ、図９に示すように、位相調整器を用いて双方向ス
イッチＳ１制御信号の位相を調整することによって実現
できるので、制御部の構成を簡単にできる。また、リア
クトルの容量は、上述の電流リプル抑制のために図６の
実施態様におけるリアクトルの容量と比べて多少大きく
なる（例えば、１２％）が、倍電圧整流方式におけるリ
アクトルの容量と比べて十分に小さい。もちろん、直流
電圧指令によって直流出力電圧の制御を達成することが
できる。
制御信号は、例えば、直流電圧指令のレベルを多少低下
させ、図９に示すように、位相調整器を用いて双方向ス
イッチＳ１制御信号の位相を調整することによって実現
できるので、制御部の構成を簡単にできる。また、リア
クトルの容量は、上述の電流リプル抑制のために図６の
実施態様におけるリアクトルの容量と比べて多少大きく
なる（例えば、１２％）が、倍電圧整流方式におけるリ
アクトルの容量と比べて十分に小さい。もちろん、直流
電圧指令によって直流出力電圧の制御を達成することが
できる。
【００５４】図１２はこの発明のコンバータのさらに他
の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示し
ない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流
回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用
コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流
回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の
接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向ス
イッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせ
るべく制御する制御部３３を設けている前記制御部３３
は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回
路３３ａと、外部から与えられる直流電圧指令値とゼロ
クロス検出信号とを入力として、電源電圧のゼロクロス
点を起点として立ち上がり、直流電圧指令値に対応する
期間が経過した時点で立ち下がるパルス信号を出力する
パルス幅制御回路３３ｂと、パルス幅制御回路３３ｂか
らの出力信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動す
るための駆動信号を出力する駆動回路３３ｃとから構成
されている。
の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示し
ない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流
回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用
コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流
回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の
接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向ス
イッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせ
るべく制御する制御部３３を設けている前記制御部３３
は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回
路３３ａと、外部から与えられる直流電圧指令値とゼロ
クロス検出信号とを入力として、電源電圧のゼロクロス
点を起点として立ち上がり、直流電圧指令値に対応する
期間が経過した時点で立ち下がるパルス信号を出力する
パルス幅制御回路３３ｂと、パルス幅制御回路３３ｂか
らの出力信号を入力として双方向スイッチＳ１を駆動す
るための駆動信号を出力する駆動回路３３ｃとから構成
されている。
【００５５】この実施態様のコンバータの作用を図１３
の波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状
態であれば、初期状態（図１３の時刻ｔ０参照）におい
て昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積
された電荷を保持しており、ある一定の電位を持ってい
る。以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図
１３に示す各モードの動作を説明する。
の波形図を参照しながら詳細に説明する。なお、定常状
態であれば、初期状態（図１３の時刻ｔ０参照）におい
て昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２は前の１周期に蓄積
された電荷を保持しており、ある一定の電位を持ってい
る。以下には、昇圧用コンデンサＣ１１の動作を主に図
１３に示す各モードの動作を説明する。
【００５６】ｍｏｄｅ１（時刻ｔ０から時刻ｔ１）
双方向スイッチＳ１は電源電圧のゼロクロス検出信号が
検出されたタイミングでターンオンし、コンバータは倍
電圧整流動作を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双
方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期状態からさ
らに充電され、両端電圧が上昇する（図１３中ＶＣ１１
参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１１が流れ
るので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流（実際は、
昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による放電電流と
の合成電流）によって入力電流は早い時刻に導通を開始
する。
検出されたタイミングでターンオンし、コンバータは倍
電圧整流動作を開始する。昇圧用コンデンサＣ１１は双
方向スイッチＳ１がターンオフするまで初期状態からさ
らに充電され、両端電圧が上昇する（図１３中ＶＣ１１
参照）。このとき、コンデンサ充電電流ＩＣ１１が流れ
るので、昇圧用コンデンサＣ１１の充電電流（実際は、
昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ４による放電電流と
の合成電流）によって入力電流は早い時刻に導通を開始
する。
【００５７】ｍｏｄｅ２（時刻ｔ１から時刻ｔ２）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ１）ター
ンオフされ、コンバータは、全波整流動作に切り替わ
る。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電
圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホ
ールドされる。入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を
充電し、リアクトル１によってその遅れ位相側導通角が
拡大される。
ンオフされ、コンバータは、全波整流動作に切り替わ
る。そして、昇圧用コンデンサＣ１１の電位は次の倍電
圧整流動作（双方向スイッチＳ１のターンオン）までホ
ールドされる。入力電流は直接平滑用コンデンサＣ２を
充電し、リアクトル１によってその遅れ位相側導通角が
拡大される。
【００５８】ｍｏｄｅ３（時刻ｔ２から時刻ｔ３）
平滑用コンデンサＣ２の充電が終了（時刻ｔ２）する
と、電流は非導通となり、次の電源電圧のゼロクロス検
出信号まで休止期間となる。 ｍｏｄｅ４（時刻ｔ３から時刻ｔ４） 次の電源電圧のゼロクロス検出信号が検出されたタイミ
ング（時刻ｔ３）で双方向スイッチＳ１がターンオンす
ると、昇圧用コンデンサＣ１１は放電を開始し、双方向
スイッチＳ１がターンオフする（時刻ｔ４）まで、もし
くは初期状態の電位になるまで（定常状態ではｔ０−ｔ
１とｔ３−ｔ４は等しいので初期状態の電位に戻る）放
電を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際
は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電
流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通
を開始するので、導通角が拡大する。
と、電流は非導通となり、次の電源電圧のゼロクロス検
出信号まで休止期間となる。 ｍｏｄｅ４（時刻ｔ３から時刻ｔ４） 次の電源電圧のゼロクロス検出信号が検出されたタイミ
ング（時刻ｔ３）で双方向スイッチＳ１がターンオンす
ると、昇圧用コンデンサＣ１１は放電を開始し、双方向
スイッチＳ１がターンオフする（時刻ｔ４）まで、もし
くは初期状態の電位になるまで（定常状態ではｔ０−ｔ
１とｔ３−ｔ４は等しいので初期状態の電位に戻る）放
電を続ける。昇圧用コンデンサＣ１１の放電電流（実際
は、昇圧用コンデンサＣ１２のｍｏｄｅ１による充電電
流との合成電流）によって入力電流は早い時刻から導通
を開始するので、導通角が拡大する。
【００５９】ｍｏｄｅ５（時刻ｔ４から時刻ｔ５）
双方向スイッチＳ１は所定時間経過後（時刻ｔ４）ター
ンオフされ、昇圧用コンバータは全波整流動作に切り替
わり、ｍｏｄｅ２と同様に遅れ位相側導通角が拡大され
る。 ｍｏｄｅ６（時刻ｔ５から時刻ｔ６） 平滑コンデンサＣ２の充電が終了（時刻ｔ５）すると、
電流は非導通となり、次の電源電圧ゼロクロス検出信号
が検出されたタイミングでｍｏｄｅ１に戻る。
ンオフされ、昇圧用コンバータは全波整流動作に切り替
わり、ｍｏｄｅ２と同様に遅れ位相側導通角が拡大され
る。 ｍｏｄｅ６（時刻ｔ５から時刻ｔ６） 平滑コンデンサＣ２の充電が終了（時刻ｔ５）すると、
電流は非導通となり、次の電源電圧ゼロクロス検出信号
が検出されたタイミングでｍｏｄｅ１に戻る。
【００６０】昇圧用コンデンサＣ１２は、倍電圧整流回
路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量
を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行
う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コ
ンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に
電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現
している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオ
ン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自
在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧
が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ば
すことによって容易に昇圧することができる。逆に、直
流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ
１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の
過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする
場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃな
いし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電流による入力電流の
進相側導通角拡大効果とリアクトル１による遅相側導通
角拡大効果を併せ持つようになり、導通角は飛躍的に増
大し、力率改善と低次高調波低減を実現できる。さら
に、チョークインプット形であるため、電源系統のイン
ダクタンス成分による中間次高調波発生もない。図１４
にこの実施態様のコンバータにおける高調波発生量とＩ
ＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値との整合性を示す。図
１４から明らかなように、この実施態様のコンバータは
ＩＥＣ規格に適合した低高調波の電源であることが分か
る。空気調和機における国内高調波ガイドライン（家電
・汎用品高調波ガイドライン）はＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ
規格値を緩和した値となっているので、国内高調波ガイ
ドラインは余裕をもってクリアすることができる。ま
た、この時の入力力率は９３％の高力率であった。
路と同様に、昇圧用コンデンサＣ１１と等しい静電容量
を有しているので、半周期遅れで上記と同様の動作を行
う。以上のように、昇圧用コンデンサＣ１１（昇圧用コ
ンデンサＣ１２）を倍電圧動作させ、全波整流時以上に
電荷を蓄えることにより、直流電圧Ｖｄｃの昇圧を実現
している。直流電圧Ｖｄｃは、双方向スイッチＳ１のオ
ン時間によって全波出力から倍電圧出力までの範囲で自
在にコントロールできるため、負荷が大きく、直流電圧
が低下した時は、双方向スイッチＳ１のオン時間を延ば
すことによって容易に昇圧することができる。逆に、直
流電圧が上昇する軽負荷の場合には、双方向スイッチＳ
１のオン時間を短くすることによって容易に直流電圧の
過上昇を抑えることができる。また、高調波対応とする
場合は、双方向スイッチＳ１のオン時間を２ｍｓｅｃな
いし４ｍｓｅｃに付近に設定することによって、昇圧用
コンデンサＣ１１，Ｃ１２の充電電流による入力電流の
進相側導通角拡大効果とリアクトル１による遅相側導通
角拡大効果を併せ持つようになり、導通角は飛躍的に増
大し、力率改善と低次高調波低減を実現できる。さら
に、チョークインプット形であるため、電源系統のイン
ダクタンス成分による中間次高調波発生もない。図１４
にこの実施態様のコンバータにおける高調波発生量とＩ
ＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規制値との整合性を示す。図
１４から明らかなように、この実施態様のコンバータは
ＩＥＣ規格に適合した低高調波の電源であることが分か
る。空気調和機における国内高調波ガイドライン（家電
・汎用品高調波ガイドライン）はＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ
規格値を緩和した値となっているので、国内高調波ガイ
ドラインは余裕をもってクリアすることができる。ま
た、この時の入力力率は９３％の高力率であった。
【００６１】ここで、全波整流回路２の入力側に用いら
れているリアクトルは、従来倍電圧方式では倍電圧電流
の基本波位相を電源電圧に同期させる必要があるため
に、２０％程度の大型リアクトルを用いていた（２０％
リアクトルでもＩＥＣ規制をクリアすることは不可能）
が、この実施態様では、全波整流電流による遅相側導通
角拡大効果を有するので、８％ないし９％のリアクトル
でＩＥＣ規制をクリアできる高性能なコンバータを実現
することができる。
れているリアクトルは、従来倍電圧方式では倍電圧電流
の基本波位相を電源電圧に同期させる必要があるため
に、２０％程度の大型リアクトルを用いていた（２０％
リアクトルでもＩＥＣ規制をクリアすることは不可能）
が、この実施態様では、全波整流電流による遅相側導通
角拡大効果を有するので、８％ないし９％のリアクトル
でＩＥＣ規制をクリアできる高性能なコンバータを実現
することができる。
【００６２】また、半周期に１回という簡単なスイッチ
ングであるから、制御部３３は、回路構成が簡単にな
り、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパを用
いた力率改善コンバータで大きな問題になっていたキャ
リアなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイ
ッチングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに
流れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図
４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対
してコンバータ効率が改善される。
ングであるから、制御部３３は、回路構成が簡単にな
り、安価となる。そして、図４に示す昇圧チョッパを用
いた力率改善コンバータで大きな問題になっていたキャ
リアなどのノイズ発生もなくなる。さらに、高周波スイ
ッチングによる電流の高周波リプル成分がリアクトルに
流れないので、リアクトルの高周波損失が低減され、図
４に示す昇圧チョッパを用いた力率改善コンバータに対
してコンバータ効率が改善される。
【００６３】この実施態様の双方向スイッチＳ１制御信
号は、トリガ（電源電圧のゼロクロス検出信号）からあ
る一定時間駆動信号を出力するという非常に簡単なもの
であるので、例えば、図１２に示す実施態様のようにマ
ルチバイブレータのようなパルス幅制御装置を用いるこ
とによって簡単に実現できる。また、図１５に示すよう
に、直流出力電圧は、双方向スイッチＳ１のオンタイム
によって全波整流電圧から倍電圧整流電圧まで直線的に
変化するので、所望の直流出力電圧に対する双方向スイ
ッチＳ１のオンタイム設定は簡単な四則計算で行うこと
ができる。
号は、トリガ（電源電圧のゼロクロス検出信号）からあ
る一定時間駆動信号を出力するという非常に簡単なもの
であるので、例えば、図１２に示す実施態様のようにマ
ルチバイブレータのようなパルス幅制御装置を用いるこ
とによって簡単に実現できる。また、図１５に示すよう
に、直流出力電圧は、双方向スイッチＳ１のオンタイム
によって全波整流電圧から倍電圧整流電圧まで直線的に
変化するので、所望の直流出力電圧に対する双方向スイ
ッチＳ１のオンタイム設定は簡単な四則計算で行うこと
ができる。
【００６４】図１６はこの発明のコンバータのさらに他
の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示し
ない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流
回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用
コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流
回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の
接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向ス
イッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせ
るべく制御する制御部４３を設けている前記制御部４３
は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回
路４３ａと、負荷に与えられる直流電圧を検出する直流
電圧検出回路４３ｂと、外部から与えられる直流電圧指
令値と直流電圧検出回路４３ｂにより検出された直流電
圧とを入力として、両者の偏差を出力する偏差検出器４
３ｃと、電源電圧、または電源電圧のゼロクロス点検出
信号および直流電圧指令値に偏差検出器４３ｃの出力を
足し合わせた直流電圧指令補正値を入力として、双方向
スイッチＳ１を駆動するための制御信号を出力する制御
回路４３ｄと、制御回路４３ｄからの出力信号を入力と
して双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出
力する駆動回路４３ｅとから構成されている。
の実施態様を示す図である。このコンバータは、図示し
ない交流電源の端子間にリアクトル１を介して全波整流
回路２を接続し、全波整流回路２の出力端子間に平滑用
コンデンサＣ２と、互いに直列に接続された昇圧用コン
デンサＣ１１，Ｃ１２とを互いに並列接続し、全波整流
回路２の入力端子と昇圧用コンデンサＣ１１，Ｃ１２の
接続点との間に双方向スイッチＳ１を接続し、双方向ス
イッチＳ１を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせ
るべく制御する制御部４３を設けている前記制御部４３
は、電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回
路４３ａと、負荷に与えられる直流電圧を検出する直流
電圧検出回路４３ｂと、外部から与えられる直流電圧指
令値と直流電圧検出回路４３ｂにより検出された直流電
圧とを入力として、両者の偏差を出力する偏差検出器４
３ｃと、電源電圧、または電源電圧のゼロクロス点検出
信号および直流電圧指令値に偏差検出器４３ｃの出力を
足し合わせた直流電圧指令補正値を入力として、双方向
スイッチＳ１を駆動するための制御信号を出力する制御
回路４３ｄと、制御回路４３ｄからの出力信号を入力と
して双方向スイッチＳ１を駆動するための駆動信号を出
力する駆動回路４３ｅとから構成されている。
【００６５】ここに、制御回路４３ｄは、検出された電
源電圧と直流電圧指令補正値との大小を比較して比較結
果信号を出力するか、あるいは前記比較結果信号の電源
電圧ゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短縮すべ
く位相を調節した信号を出力するか、あるいは電源電圧
のゼロクロス点を起点として立ち上がり、直流電圧指令
補正値に対応する期間が経過した時点で立ち下がるパル
ス信号を出力するかの何れかの制御方式が採用される。
源電圧と直流電圧指令補正値との大小を比較して比較結
果信号を出力するか、あるいは前記比較結果信号の電源
電圧ゼロクロス点に対する進み位相側の期間を短縮すべ
く位相を調節した信号を出力するか、あるいは電源電圧
のゼロクロス点を起点として立ち上がり、直流電圧指令
補正値に対応する期間が経過した時点で立ち下がるパル
ス信号を出力するかの何れかの制御方式が採用される。
【００６６】この実施態様を採用した場合には、直流電
圧指令値に対する直流電圧の偏差に基づいて双方向スイ
ッチＳ１のオン時間を設定することができ、精度よく直
流電圧を制御することができる。すなわち、図１２の実
施態様を採用した場合には、入力電流が増加した場合
に、リアクトル１による電圧降下が大きくなるので、直
流電圧を精度よく制御することができないのに対して、
この実施態様を採用することにより、直流電圧を精度よ
く制御することができる。
圧指令値に対する直流電圧の偏差に基づいて双方向スイ
ッチＳ１のオン時間を設定することができ、精度よく直
流電圧を制御することができる。すなわち、図１２の実
施態様を採用した場合には、入力電流が増加した場合
に、リアクトル１による電圧降下が大きくなるので、直
流電圧を精度よく制御することができないのに対して、
この実施態様を採用することにより、直流電圧を精度よ
く制御することができる。
【００６７】図１７はモータを制御するインバータを負
荷として採用した状態を示す図である。図１７において
は、インバータ４４に対して駆動回路４４ａを介してス
イッチング指令を供給するインバータ制御回路４４ｂが
必要とする直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバー
タ制御部４３に供給している。したがって、例えば、イ
ンバータ４４のＶ／Ｆ制御などを用いる場合、インバー
タが運転状態に応じて最適なインバータ駆動を行うため
に必要な直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバータ
制御部４３に供給することによって、コンバータが常に
最適な直流電圧を供給でき、インバータ、モータの高効
率運転に大きな役割を果たすことができる。
荷として採用した状態を示す図である。図１７において
は、インバータ４４に対して駆動回路４４ａを介してス
イッチング指令を供給するインバータ制御回路４４ｂが
必要とする直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバー
タ制御部４３に供給している。したがって、例えば、イ
ンバータ４４のＶ／Ｆ制御などを用いる場合、インバー
タが運転状態に応じて最適なインバータ駆動を行うため
に必要な直流電圧値を直流電圧指令値としてコンバータ
制御部４３に供給することによって、コンバータが常に
最適な直流電圧を供給でき、インバータ、モータの高効
率運転に大きな役割を果たすことができる。
【００６８】図１８はこの発明のコンバータのさらに他
の実施態様を示す図である。この実施態様においてはモ
ータを制御するインバータを負荷として採用しており、
前記の何れかの実施態様の制御部の構成要素のうち、電
源電圧（ゼロクロス）検出回路、直流電圧検出回路、駆
動回路を除く構成要素をインバータ４４を制御するため
のマイクロコンピュータ４４ｃに組み込んでいる。
の実施態様を示す図である。この実施態様においてはモ
ータを制御するインバータを負荷として採用しており、
前記の何れかの実施態様の制御部の構成要素のうち、電
源電圧（ゼロクロス）検出回路、直流電圧検出回路、駆
動回路を除く構成要素をインバータ４４を制御するため
のマイクロコンピュータ４４ｃに組み込んでいる。
【００６９】図６、図９の実施態様に対応させる場合に
は、マイクロコンピュータ４４ｃにおいて直流電圧指令
値と電源電圧との比較演算および位相調整を行わせれば
よく、図１２の実施態様に対応させる場合には、マイク
ロコンピュータ４４ｃにおいて、電源電圧のゼロクロス
検出信号により内部タイマをスタートすると同時に双方
向スイッチＳ１を駆動する駆動信号を出力し、前記内部
タイマによる所定カウント終了後に駆動信号をオフすれ
ばよい。そして、直流電圧および高調波、力率改善はタ
イマのカウント数のみによって制御することができる。
なお、何れの実施態様に対応させる場合であっても、マ
イクロコンピュータ４４ｃの制御プログラムは非常に簡
単なものでよい。
は、マイクロコンピュータ４４ｃにおいて直流電圧指令
値と電源電圧との比較演算および位相調整を行わせれば
よく、図１２の実施態様に対応させる場合には、マイク
ロコンピュータ４４ｃにおいて、電源電圧のゼロクロス
検出信号により内部タイマをスタートすると同時に双方
向スイッチＳ１を駆動する駆動信号を出力し、前記内部
タイマによる所定カウント終了後に駆動信号をオフすれ
ばよい。そして、直流電圧および高調波、力率改善はタ
イマのカウント数のみによって制御することができる。
なお、何れの実施態様に対応させる場合であっても、マ
イクロコンピュータ４４ｃの制御プログラムは非常に簡
単なものでよい。
【００７０】さらに、通常空気調和機に用いられる制御
回路には電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検
出回路が装備されている上、インバータからの直流電圧
指令値をわざわざ他から受け取る必要もなくなるので、
双方向スイッチＳ１制御をインバータ用のマイクロコン
ピュータに組み込むことによって、倍電圧整流方式に対
する付加部品は、双方向スイッチとその駆動回路以外は
殆ど必要でなく、低コスト、省スペースで高性能なモー
タ駆動システムを構成することができる。このとき、マ
イクロコンピュータで必要となるハードウェアは出力ポ
ート１ないし２個と内部タイマ１台のみである。
回路には電源電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検
出回路が装備されている上、インバータからの直流電圧
指令値をわざわざ他から受け取る必要もなくなるので、
双方向スイッチＳ１制御をインバータ用のマイクロコン
ピュータに組み込むことによって、倍電圧整流方式に対
する付加部品は、双方向スイッチとその駆動回路以外は
殆ど必要でなく、低コスト、省スペースで高性能なモー
タ駆動システムを構成することができる。このとき、マ
イクロコンピュータで必要となるハードウェアは出力ポ
ート１ないし２個と内部タイマ１台のみである。
【００７１】また、直流電圧がα倍になると、同容量の
負荷を駆動するインバータの電流容量は１／αとなる。
そして、インバータの発熱もそれに比例して減少するこ
とになり、インバータを小型化、低コスト化することが
できる。また、上述したように、インバータの指令によ
ってコンバータの直流電圧を自在に可変できるため、Ｖ
／Ｆ制御を効果的に行うことができ、インバータ、モー
タの高効率化を実現することができる。
負荷を駆動するインバータの電流容量は１／αとなる。
そして、インバータの発熱もそれに比例して減少するこ
とになり、インバータを小型化、低コスト化することが
できる。また、上述したように、インバータの指令によ
ってコンバータの直流電圧を自在に可変できるため、Ｖ
／Ｆ制御を効果的に行うことができ、インバータ、モー
タの高効率化を実現することができる。
【００７２】先に述べたように、モータの高周波化の限
界は駆動電圧によって定まる。すなわち、駆動電圧にほ
ぼ比例的に限界周波数が上昇することとなり、直流電圧
の上昇はモータの運転範囲を広げる効果をもたらす。空
気調和機は、運転開始時には即冷（即暖）のために最大
能力運転を行うが、運転範囲拡大は即冷（即暖）能力を
飛躍的に改善するものである。また、能力の異なる空気
調和機の圧縮機モータ統一化を実現する有用な手段であ
り、コストダウンに大きく寄与する。
界は駆動電圧によって定まる。すなわち、駆動電圧にほ
ぼ比例的に限界周波数が上昇することとなり、直流電圧
の上昇はモータの運転範囲を広げる効果をもたらす。空
気調和機は、運転開始時には即冷（即暖）のために最大
能力運転を行うが、運転範囲拡大は即冷（即暖）能力を
飛躍的に改善するものである。また、能力の異なる空気
調和機の圧縮機モータ統一化を実現する有用な手段であ
り、コストダウンに大きく寄与する。
【００７３】一方、コンバータ単体においても、高効率
と高調波抑制を実現し、従来はＰＷＭコンバータあるい
は高コスト大型のパッシブ方式でしか適合できなかった
数ｋＷクラスのＩＥＣ高調波規制（ｃｌａｓｓＡ）を低
コスト省スペースの回路構成でクリアすることができる
とともに、９０％をゆうに越える高力率を達成すること
ができる。また、半周期に１回の簡易スイッチであるた
め、ＰＷＭ方式で問題となっていたノイズや高周波損失
などの問題が発生することがない。
と高調波抑制を実現し、従来はＰＷＭコンバータあるい
は高コスト大型のパッシブ方式でしか適合できなかった
数ｋＷクラスのＩＥＣ高調波規制（ｃｌａｓｓＡ）を低
コスト省スペースの回路構成でクリアすることができる
とともに、９０％をゆうに越える高力率を達成すること
ができる。また、半周期に１回の簡易スイッチであるた
め、ＰＷＭ方式で問題となっていたノイズや高周波損失
などの問題が発生することがない。
【００７４】また、双方向スイッチのオン期間を自在に
可変できることから、例えば、軽負荷時に直流電圧を抑
制し、高負荷時は直流電圧を上昇し、定格負荷時には高
調波、力率優先制御を行うなど、状況に応じた最適なコ
ンバータ駆動を簡単に行うことができる。上記制御に
は、負荷状態の予測が必要であるが、負荷状態は、機器
入力電流、コンバータ出力電流、インバータ周波数等で
予測が可能であるので、空気調和機等のインバータ制御
回路（マイクロコンピュータ）が従来から持っている機
器入力電流、インバータ周波数等の情報で、負荷予測は
容易に実現できる。
可変できることから、例えば、軽負荷時に直流電圧を抑
制し、高負荷時は直流電圧を上昇し、定格負荷時には高
調波、力率優先制御を行うなど、状況に応じた最適なコ
ンバータ駆動を簡単に行うことができる。上記制御に
は、負荷状態の予測が必要であるが、負荷状態は、機器
入力電流、コンバータ出力電流、インバータ周波数等で
予測が可能であるので、空気調和機等のインバータ制御
回路（マイクロコンピュータ）が従来から持っている機
器入力電流、インバータ周波数等の情報で、負荷予測は
容易に実現できる。
【００７５】さらに、機器入力電流もしくはインバータ
周波数に対応する最適な双方向スイッチＳ１のオン時間
を予めマイクロコンピュータのメモリに持たせておくこ
とによって、負荷容量演算を必要としなくなるので、制
御はさらに簡素化される。図２３はこの発明のコンバー
タのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
周波数に対応する最適な双方向スイッチＳ１のオン時間
を予めマイクロコンピュータのメモリに持たせておくこ
とによって、負荷容量演算を必要としなくなるので、制
御はさらに簡素化される。図２３はこの発明のコンバー
タのさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００７６】このコンバータは、三相交流電源１００の
各相の出力端子をそれぞれリアクトル１０１を介して三
相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子に接続し
ている。そして、三相ダイオード全波整流回路１０２の
出力端子間に、互いに等しい静電容量を有する平滑用コ
ンデンサＣ１０１，Ｃ１０２を直列接続し、三相ダイオ
ード全波整流回路１０２の各入力端子と平滑用コンデン
サＣ１０１，Ｃ１０２の接続点との間にそれぞれ双方向
スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を接続し、双方
向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を電源電圧の
半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部１
０３を設けている。
各相の出力端子をそれぞれリアクトル１０１を介して三
相ダイオード全波整流回路１０２の各入力端子に接続し
ている。そして、三相ダイオード全波整流回路１０２の
出力端子間に、互いに等しい静電容量を有する平滑用コ
ンデンサＣ１０１，Ｃ１０２を直列接続し、三相ダイオ
ード全波整流回路１０２の各入力端子と平滑用コンデン
サＣ１０１，Ｃ１０２の接続点との間にそれぞれ双方向
スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を接続し、双方
向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３を電源電圧の
半周期に１回スイッチングさせるべく制御する制御部１
０３を設けている。
【００７７】前記制御部１０３は、三相交流電源１００
の相電圧を検出し、相電圧に基づいて、所定のタイミン
グで双方向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３をＯ
Ｎさせるべく制御信号を出力する。次いで、図２６に示
す各部の波形を参照しながら前記の構成のコンバータの
動作を説明する。
の相電圧を検出し、相電圧に基づいて、所定のタイミン
グで双方向スイッチＳ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３をＯ
Ｎさせるべく制御信号を出力する。次いで、図２６に示
す各部の波形を参照しながら前記の構成のコンバータの
動作を説明する。
【００７８】三相交流電源１００の電源電圧は図２６中
（ａ）に示すように変化する。そして、制御部１０３
は、各相電源電圧のゼロクロスを検出して図２６中
（ｂ）に示すように該当する相の双方向スイッチをＯＮ
させるべく制御信号を出力する。そして、三相ダイオー
ド全波整流回路１０２の各入力端子における相電圧は、
図２６中（ｃ）に示すように、双方向スイッチがＯＮの
期間に対応してゼロになり、この期間を挟んでＶ０／
２、−Ｖ０／２を反復するように変化する。なお、Ｖ０
は直流電圧である。したがって、三相ダイオード全波整
流回路１０２の各入力端子における線間電圧は、図２６
中（ｄ）に示すように、Ｖ０、Ｖ０／２、０、−Ｖ０／
２、−Ｖ０の５つのレベルの振幅を持つ、１周期に８ス
テップの波形になる。そして、電源電圧の中性点に対す
るコンバータ入力電圧（三相ダイオード全波整流回路１
０２の各入力端子における電圧）は、図２６中（ｅ）に
示すように、２Ｖ０／３、Ｖ０／２、Ｖ０／３、０、−
Ｖ０／３、−Ｖ０／２、−２Ｖ０／３の７つのレベルの
振幅を持つ、１周期に１２ステップの波形になる。な
お、入力電圧と入力電流とは図２４に示すとおりであ
る。
（ａ）に示すように変化する。そして、制御部１０３
は、各相電源電圧のゼロクロスを検出して図２６中
（ｂ）に示すように該当する相の双方向スイッチをＯＮ
させるべく制御信号を出力する。そして、三相ダイオー
ド全波整流回路１０２の各入力端子における相電圧は、
図２６中（ｃ）に示すように、双方向スイッチがＯＮの
期間に対応してゼロになり、この期間を挟んでＶ０／
２、−Ｖ０／２を反復するように変化する。なお、Ｖ０
は直流電圧である。したがって、三相ダイオード全波整
流回路１０２の各入力端子における線間電圧は、図２６
中（ｄ）に示すように、Ｖ０、Ｖ０／２、０、−Ｖ０／
２、−Ｖ０の５つのレベルの振幅を持つ、１周期に８ス
テップの波形になる。そして、電源電圧の中性点に対す
るコンバータ入力電圧（三相ダイオード全波整流回路１
０２の各入力端子における電圧）は、図２６中（ｅ）に
示すように、２Ｖ０／３、Ｖ０／２、Ｖ０／３、０、−
Ｖ０／３、−Ｖ０／２、−２Ｖ０／３の７つのレベルの
振幅を持つ、１周期に１２ステップの波形になる。な
お、入力電圧と入力電流とは図２４に示すとおりであ
る。
【００７９】このように、コンバータ入力電圧を１２ス
テップの電圧波形にすることができるので、図２６中
（ｆ）に示すように、入力電流はほぼ正弦波状の波形に
なり、従来の三相１２パルス整流回路方式以上の高調波
低減効果を達成することができる（図２５参照）。図２
３の実施態様において、各交流スイッチのＯＮ時間を変
化させることが可能である。
テップの電圧波形にすることができるので、図２６中
（ｆ）に示すように、入力電流はほぼ正弦波状の波形に
なり、従来の三相１２パルス整流回路方式以上の高調波
低減効果を達成することができる（図２５参照）。図２
３の実施態様において、各交流スイッチのＯＮ時間を変
化させることが可能である。
【００８０】図２７はＯＮ時間を変化させた場合のコン
バータ入力電圧波形の変化を説明する図である。このよ
うにコンバータ入力電圧波形を変化させれば、各高調波
成分の含有率が変わるので、特定の高調波成分を除去
し、または低減することができる。図２８は交流スイッ
チのＯＮ時間に対する高調波電流特性を示す図である。
バータ入力電圧波形の変化を説明する図である。このよ
うにコンバータ入力電圧波形を変化させれば、各高調波
成分の含有率が変わるので、特定の高調波成分を除去
し、または低減することができる。図２８は交流スイッ
チのＯＮ時間に対する高調波電流特性を示す図である。
【００８１】この図を参照すれば、ＯＮ時間をπ／６に
設定することにより、５次高調波成分および７次高調波
成分を共に低減できることが分かる。また、ＯＮ時間を
π／６よりもやや長くすれば５次高調波成分を除去する
ことができ、ＯＮ時間をπ／６よりもやや短くすれば７
次高調波成分を除去することができる。また、図２３の
実施態様において、各交流スイッチのＯＮのタイミング
を変化させることが可能である。
設定することにより、５次高調波成分および７次高調波
成分を共に低減できることが分かる。また、ＯＮ時間を
π／６よりもやや長くすれば５次高調波成分を除去する
ことができ、ＯＮ時間をπ／６よりもやや短くすれば７
次高調波成分を除去することができる。また、図２３の
実施態様において、各交流スイッチのＯＮのタイミング
を変化させることが可能である。
【００８２】図２９はＯＮタイミングを変化させた場合
のコンバータ入力電圧波形の変化を説明する図である。
なお、電源電圧も共に示している。図２９中（ａ）に
は、電源電圧波形とコンバータ入力電圧波形とを示し、
図２９中（ｂ）には、タイミングの変化に対応する交流
スイッチのＯＮ状態を示している。このようにコンバー
タ入力電圧波形を変化させる場合には、例えば、負荷情
報として入力電流を検出し、その検出値に応じて双方向
スイッチをＯＮするタイミングを変え、コンバータ入力
電圧の電源電圧に対する位相差θを制御すればよく、全
ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、また
は低減する状態を保つことができる。
のコンバータ入力電圧波形の変化を説明する図である。
なお、電源電圧も共に示している。図２９中（ａ）に
は、電源電圧波形とコンバータ入力電圧波形とを示し、
図２９中（ｂ）には、タイミングの変化に対応する交流
スイッチのＯＮ状態を示している。このようにコンバー
タ入力電圧波形を変化させる場合には、例えば、負荷情
報として入力電流を検出し、その検出値に応じて双方向
スイッチをＯＮするタイミングを変え、コンバータ入力
電圧の電源電圧に対する位相差θを制御すればよく、全
ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分を除去し、また
は低減する状態を保つことができる。
【００８３】各高調波成分がＩＥＣ規格クラスＡをクリ
アするように、双方向スイッチのＯＮ時間を設定し、負
荷に応じてコンバータ入力電圧の位相制御を行えば、図
３０に示すように、全ての負荷変動範囲で高調波規格を
満足することができる。図３１はこの発明のコンバータ
のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
アするように、双方向スイッチのＯＮ時間を設定し、負
荷に応じてコンバータ入力電圧の位相制御を行えば、図
３０に示すように、全ての負荷変動範囲で高調波規格を
満足することができる。図３１はこの発明のコンバータ
のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００８４】図３１のコンバータが図２３のコンバータ
と異なる点は、制御部１０３に代えて、入力電流を検出
するとともに、三相交流電圧のゼロクロスを検出して位
相制御を行うべく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θ
を出力する位相制御部１０４と、この位相差指令θおよ
びＯＮ時間指令を入力としてＯＮタイミングからＯＮ時
間だけ各双方向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッ
チ駆動信号を出力するドライブ回路１０５とを設けた点
のみである。
と異なる点は、制御部１０３に代えて、入力電流を検出
するとともに、三相交流電圧のゼロクロスを検出して位
相制御を行うべく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θ
を出力する位相制御部１０４と、この位相差指令θおよ
びＯＮ時間指令を入力としてＯＮタイミングからＯＮ時
間だけ各双方向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッ
チ駆動信号を出力するドライブ回路１０５とを設けた点
のみである。
【００８５】図３２（ａ）（ｂ）は、それぞれ重負荷
時、軽負荷時における電圧ベクトル図である。何れの電
圧ベクトル図においても、入力電流の基本波Ｉと電源電
圧Ｖｓとが同相になっている。換言すれば、入力電流に
応じて双方向スイッチのＯＮタイミングを変えて、電源
電圧Ｖｓに対する位相差θを制御することにより、入力
電流の基本波Ｉと電源電圧Ｖｓとを同相にすることがで
きる。また、双方向スイッチのＯＮ時間を変えて、コン
バータ入力電圧の基本波Ｖの大きさを制御することがで
きる。
時、軽負荷時における電圧ベクトル図である。何れの電
圧ベクトル図においても、入力電流の基本波Ｉと電源電
圧Ｖｓとが同相になっている。換言すれば、入力電流に
応じて双方向スイッチのＯＮタイミングを変えて、電源
電圧Ｖｓに対する位相差θを制御することにより、入力
電流の基本波Ｉと電源電圧Ｖｓとを同相にすることがで
きる。また、双方向スイッチのＯＮ時間を変えて、コン
バータ入力電圧の基本波Ｖの大きさを制御することがで
きる。
【００８６】このように制御を行うことにより、入力電
流の基本波力率を常に１に保つことができる。なお、前
記位相制御部１０４においては、θ＝ｔａｎ-1（ωＬ・
Ｉ／Ｖｓ）の演算を行うことにより位相差指令θを算出
する。図３３はこの発明のコンバータのさらに他の実施
態様を示す電気回路図である。
流の基本波力率を常に１に保つことができる。なお、前
記位相制御部１０４においては、θ＝ｔａｎ-1（ωＬ・
Ｉ／Ｖｓ）の演算を行うことにより位相差指令θを算出
する。図３３はこの発明のコンバータのさらに他の実施
態様を示す電気回路図である。
【００８７】図３３のコンバータが図３１のコンバータ
と異なる点は、位相制御部１０４に代えて、入力電流を
検出するとともに、入力電圧を検出して位相制御を行う
べく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θを出力する位
相制御部１０６と、入力電流を検出するとともに、入力
電圧を検出してＯＮ時間指令ｔｏｎを出力する電圧制御
部１０７とを設けた点のみである。
と異なる点は、位相制御部１０４に代えて、入力電流を
検出するとともに、入力電圧を検出して位相制御を行う
べく位相差指令（ＯＮタイミング指令）θを出力する位
相制御部１０６と、入力電流を検出するとともに、入力
電圧を検出してＯＮ時間指令ｔｏｎを出力する電圧制御
部１０７とを設けた点のみである。
【００８８】この構成のコンバータを採用した場合に
は、図３１の構成のコンバータと同様に位相差指令θを
出力することができるほかに、電圧制御部１０７によっ
て双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力すること
ができる。ここで、直流電圧は、電源電圧と入力電流の
基本波との位相差φを検出し、電源電圧と入力電流の基
本波との位相が互いに同相になるように双方向スイッチ
のＯＮ時間指令ｔｏｎを設定して出力する。具体的に
は、図３４中（ａ）に示すように入力電流が進み位相で
ある場合には、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを
短くしてコンバータ入力電圧を小さくし、図３４中
（ｂ）に示すように入力電流が遅れ位相である場合に
は、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを長くしてコ
ンバータ入力電圧を大きくする。
は、図３１の構成のコンバータと同様に位相差指令θを
出力することができるほかに、電圧制御部１０７によっ
て双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力すること
ができる。ここで、直流電圧は、電源電圧と入力電流の
基本波との位相差φを検出し、電源電圧と入力電流の基
本波との位相が互いに同相になるように双方向スイッチ
のＯＮ時間指令ｔｏｎを設定して出力する。具体的に
は、図３４中（ａ）に示すように入力電流が進み位相で
ある場合には、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを
短くしてコンバータ入力電圧を小さくし、図３４中
（ｂ）に示すように入力電流が遅れ位相である場合に
は、双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔｏｎを長くしてコ
ンバータ入力電圧を大きくする。
【００８９】したがって、図３１の構成のコンバータを
用いてコンバータ入力電圧の位相のみを制御する場合
に、入力電流の基本波と電源電圧との間に僅かな位相差
が生じ、入力力率が多少低下するのであるが、図３３の
構成のコンバータを採用すれば、コンバータ入力電圧の
大きさをも制御するので、電源電圧と入力電流の基本波
とを常に互いに同相とすることができ、入力力率を高く
保つことができる。
用いてコンバータ入力電圧の位相のみを制御する場合
に、入力電流の基本波と電源電圧との間に僅かな位相差
が生じ、入力力率が多少低下するのであるが、図３３の
構成のコンバータを採用すれば、コンバータ入力電圧の
大きさをも制御するので、電源電圧と入力電流の基本波
とを常に互いに同相とすることができ、入力力率を高く
保つことができる。
【００９０】図３５はこの発明のコンバータのさらに他
の実施態様を示す電気回路図である。図３５のコンバー
タが図３１のコンバータと異なる点は、位相制御部１０
４に代えて、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏
差を算出する偏差算出部１０８と、算出された偏差を入
力としてＰＩ（比例・積分）制御を行って双方向スイッ
チのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力するＰＩ回路１０９とを
採用し、ドライブ回路１０５において、電源電圧のゼロ
クロスを検出し、かつ双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔ
ｏｎを入力として、ゼロクロスから時間ｔｏｎだけ双方
向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッチ駆動信号を
出力するようにした点のみである。
の実施態様を示す電気回路図である。図３５のコンバー
タが図３１のコンバータと異なる点は、位相制御部１０
４に代えて、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏
差を算出する偏差算出部１０８と、算出された偏差を入
力としてＰＩ（比例・積分）制御を行って双方向スイッ
チのＯＮ時間指令ｔｏｎを出力するＰＩ回路１０９とを
採用し、ドライブ回路１０５において、電源電圧のゼロ
クロスを検出し、かつ双方向スイッチのＯＮ時間指令ｔ
ｏｎを入力として、ゼロクロスから時間ｔｏｎだけ双方
向スイッチをＯＮさせるべく双方向スイッチ駆動信号を
出力するようにした点のみである。
【００９１】この実施態様のコンバータを採用した場合
には、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏差を算
出し、算出された偏差に応じて双方向スイッチのＯＮ時
間を変化させることができるので、電源電圧変動、負荷
変動に拘らず、安定した直流電圧を供給することができ
る。また、高調波電流は、図３６に示すように、直流電
圧設定値に応じて変化する（双方向スイッチのＯＮ時間
に対する特性と同様）のであるから、最大負荷時に各高
調波電流がＩＥＣ規格クラスＡを満足する直流電圧で、
直流電圧一定制御を行えば、全ての負荷変動範囲で高調
波規格を満足することができる（図３７参照）。
には、直流電圧を検出して直流電圧指令値との偏差を算
出し、算出された偏差に応じて双方向スイッチのＯＮ時
間を変化させることができるので、電源電圧変動、負荷
変動に拘らず、安定した直流電圧を供給することができ
る。また、高調波電流は、図３６に示すように、直流電
圧設定値に応じて変化する（双方向スイッチのＯＮ時間
に対する特性と同様）のであるから、最大負荷時に各高
調波電流がＩＥＣ規格クラスＡを満足する直流電圧で、
直流電圧一定制御を行えば、全ての負荷変動範囲で高調
波規格を満足することができる（図３７参照）。
【００９２】さらに、図３８の直流電圧−入力電力特性
図に示すように、この実施態様を採用した場合には、負
荷が増加しても直流電圧が低下しないことが分かる（図
３８中白四角を参照）。なお、図３８中黒四角は従来の
コンバータの特性図であり、負荷の増加に伴って直流電
圧が低下している。図３９はこの発明のコンバータのさ
らに他の実施態様を示す電気回路図である。
図に示すように、この実施態様を採用した場合には、負
荷が増加しても直流電圧が低下しないことが分かる（図
３８中白四角を参照）。なお、図３８中黒四角は従来の
コンバータの特性図であり、負荷の増加に伴って直流電
圧が低下している。図３９はこの発明のコンバータのさ
らに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９３】図３９のコンバータが図３５のコンバータ
と異なる点は、直流電圧を負荷としてのインバータ回路
１１０に供給し、インバータ回路１１０によりモータＭ
０を駆動している点、およびインバータ回路１１０を制
御するためのインバータ制御部１１１からから出力され
る直流電圧指令値を偏差算出部１０８に供給している点
のみである。
と異なる点は、直流電圧を負荷としてのインバータ回路
１１０に供給し、インバータ回路１１０によりモータＭ
０を駆動している点、およびインバータ回路１１０を制
御するためのインバータ制御部１１１からから出力され
る直流電圧指令値を偏差算出部１０８に供給している点
のみである。
【００９４】したがって、この構成のコンバータを採用
した場合には、インバータ回路１１０が要求する直流電
圧、例えば、Ｖ／Ｆ制御時の最適Ｖ／Ｆパターンを実現
するのに必要な直流電圧をコンバータから供給すること
ができる。この実施態様において、インバータ制御部１
１１、偏差算出部１０８、ＰＩ回路１０９、ドライブ回
路１０５をインバータのマイコンで実現することが可能
であり、この場合には、双方向スイッチおよびその駆動
回路のみを付加すればよいので、安価、かつ高力率のコ
ンバータを実現することができる。また、図１９中
（ａ）に示すコンバータと比較して直流電圧を高くでき
るので、モータ運転能力範囲を拡大することができる。
した場合には、インバータ回路１１０が要求する直流電
圧、例えば、Ｖ／Ｆ制御時の最適Ｖ／Ｆパターンを実現
するのに必要な直流電圧をコンバータから供給すること
ができる。この実施態様において、インバータ制御部１
１１、偏差算出部１０８、ＰＩ回路１０９、ドライブ回
路１０５をインバータのマイコンで実現することが可能
であり、この場合には、双方向スイッチおよびその駆動
回路のみを付加すればよいので、安価、かつ高力率のコ
ンバータを実現することができる。また、図１９中
（ａ）に示すコンバータと比較して直流電圧を高くでき
るので、モータ運転能力範囲を拡大することができる。
【００９５】図４０はこの発明のコンバータのさらに他
の実施態様を示す電気回路図である。図４０のコンバー
タは、三相ダイオード全波整流回路１０２の出力端子間
に互いに直列接続された昇圧用コンデンサ（倍電圧用コ
ンデンサ）Ｃ１０４，Ｃ１０５の静電容量を上記の各コ
ンバータの平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２の静電
容量よりも小さく（例えば、１／１０程度）設定し、１
対の昇圧用コンデンサＣ１０４，Ｃ１０５の直列回路と
並列に静電容量が大きい平滑用コンデンサＣ１０３を接
続した点のみである。ただし、平滑用コンデンサＣ１０
１，Ｃ１０２の直列接続回路の静電容量と平滑用コンデ
ンサＣ１０３の静電容量とを等しく設定する。なお、双
方向スイッチを制御するための構成は、上記の何れかの
コンバータと同様であるから、図４０においては図示を
省略してある。
の実施態様を示す電気回路図である。図４０のコンバー
タは、三相ダイオード全波整流回路１０２の出力端子間
に互いに直列接続された昇圧用コンデンサ（倍電圧用コ
ンデンサ）Ｃ１０４，Ｃ１０５の静電容量を上記の各コ
ンバータの平滑用コンデンサＣ１０１，Ｃ１０２の静電
容量よりも小さく（例えば、１／１０程度）設定し、１
対の昇圧用コンデンサＣ１０４，Ｃ１０５の直列回路と
並列に静電容量が大きい平滑用コンデンサＣ１０３を接
続した点のみである。ただし、平滑用コンデンサＣ１０
１，Ｃ１０２の直列接続回路の静電容量と平滑用コンデ
ンサＣ１０３の静電容量とを等しく設定する。なお、双
方向スイッチを制御するための構成は、上記の何れかの
コンバータと同様であるから、図４０においては図示を
省略してある。
【００９６】この実施態様を採用した場合には、図４１
中（ｂ）に示すように、直流電圧の中性点電位が変動す
るので、コンバータ入力電圧波形は図４１中（ａ）に示
すように、正弦波に近い波形になる。この結果、入力電
流の高調波成分を低減することができる。特に、規格値
に対して余裕がない次数（７、１１、１７、１９次）の
高調波電流を低減することができる（図４２参照）。た
だし、５次高調波成分は増加することになるが、もとも
と５次高調波電流は規格値に対して十分に余裕があるの
で、特に問題とはならない。
中（ｂ）に示すように、直流電圧の中性点電位が変動す
るので、コンバータ入力電圧波形は図４１中（ａ）に示
すように、正弦波に近い波形になる。この結果、入力電
流の高調波成分を低減することができる。特に、規格値
に対して余裕がない次数（７、１１、１７、１９次）の
高調波電流を低減することができる（図４２参照）。た
だし、５次高調波成分は増加することになるが、もとも
と５次高調波電流は規格値に対して十分に余裕があるの
で、特に問題とはならない。
【００９７】
【発明の効果】請求項１の発明は、倍電圧整流と全波整
流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることができ、
全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電
圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での
直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという特有
の効果を奏する。
流とを電源電圧の変動に応じて切り替えることができ、
全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、倍電
圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内での
直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという特有
の効果を奏する。
【００９８】請求項２の発明は、前記した直流電圧昇圧
効果に加え、倍電圧整流と全波整流との切り替えをより
簡単化できるという特有の効果を奏する。請求項３の発
明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、倍電圧整流方
式による進相側導通角拡大と全波整流方式による遅相側
導通角拡大の両方の効果を効率的に利用し、著しい力率
改善及び高調波改善を達成することができるという特有
の効果を奏する。
効果に加え、倍電圧整流と全波整流との切り替えをより
簡単化できるという特有の効果を奏する。請求項３の発
明は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、倍電圧整流方
式による進相側導通角拡大と全波整流方式による遅相側
導通角拡大の両方の効果を効率的に利用し、著しい力率
改善及び高調波改善を達成することができるという特有
の効果を奏する。
【００９９】請求項４の発明は、前記した直流電圧昇圧
効果に加え、力率改善効果、高調波改善効果を得ること
ができるという特有の効果を奏する。請求項５の発明
は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、力率改善効果、
高調波改善効果を高めることができるという特有の効果
を奏する。請求項６の発明は、前記した直流電圧昇圧効
果に加え、力率改善効果を高めることができ、しかも、
高調波改善効果を一層高めることができるという特有の
効果を奏する。
効果に加え、力率改善効果、高調波改善効果を得ること
ができるという特有の効果を奏する。請求項５の発明
は、前記した直流電圧昇圧効果に加え、力率改善効果、
高調波改善効果を高めることができるという特有の効果
を奏する。請求項６の発明は、前記した直流電圧昇圧効
果に加え、力率改善効果を高めることができ、しかも、
高調波改善効果を一層高めることができるという特有の
効果を奏する。
【０１００】請求項７の発明は、請求項１から請求項６
の何れかと同様の効果を奏する。請求項８の発明は、請
求項１から請求項６の何れかの効果に加え、コンバータ
の後段の回路で必要とされている直流電圧を出力するこ
とができるという特有の効果を奏する。請求項９の発明
は、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、
倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内
での直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという
特有の効果を奏する。
の何れかと同様の効果を奏する。請求項８の発明は、請
求項１から請求項６の何れかの効果に加え、コンバータ
の後段の回路で必要とされている直流電圧を出力するこ
とができるという特有の効果を奏する。請求項９の発明
は、全波整流により得られる電圧以上であり、しかも、
倍電圧整流により得られる電圧よりも低い電圧の範囲内
での直流電圧昇圧を簡単に達成することができるという
特有の効果を奏する。
【０１０１】請求項１０の発明は、入力電流の高次高調
波成分を低減させることができるほか、全波整流により
得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得
られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を
簡単に達成することができるという特有の効果を奏す
る。請求項１１の発明は、コンデンサ入力形整流回路に
おける低入力力率、高調波電流の発生という不都合を改
善することができ、しかもＰＷＭコンバータにおける高
周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイズの増
加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合を改善
することができるという特有の効果を奏する。
波成分を低減させることができるほか、全波整流により
得られる電圧以上であり、しかも、倍電圧整流により得
られる電圧よりも低い電圧の範囲内での直流電圧昇圧を
簡単に達成することができるという特有の効果を奏す
る。請求項１１の発明は、コンデンサ入力形整流回路に
おける低入力力率、高調波電流の発生という不都合を改
善することができ、しかもＰＷＭコンバータにおける高
周波スイッチングに起因する効率の低下、ノイズの増
加、漏洩電流の増大、コストアップという不都合を改善
することができるという特有の効果を奏する。
【０１０２】請求項１２の発明は、特定の高調波成分を
除去し、または低減することができるほか、請求項９か
ら請求項１１の何れかと同様の効果を奏する。請求項１
３の発明は、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分
を除去し、または低減することができるほか、請求項１
２と同様の効果を奏する。請求項１４の発明は、入力電
流の基本波力率を常に１に保つことができるほか、請求
項９から請求項１３の何れかと同様の効果を奏する。
除去し、または低減することができるほか、請求項９か
ら請求項１１の何れかと同様の効果を奏する。請求項１
３の発明は、全ての負荷変動範囲で、特定の高調波成分
を除去し、または低減することができるほか、請求項１
２と同様の効果を奏する。請求項１４の発明は、入力電
流の基本波力率を常に１に保つことができるほか、請求
項９から請求項１３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１０３】請求項１５の発明は、電源電圧変動、負荷
変動に拘らず安定した直流電圧を供給することができる
ほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の効果を
奏する。
変動に拘らず安定した直流電圧を供給することができる
ほか、請求項９から請求項１１の何れかと同様の効果を
奏する。
【図１】従来のコンバータの一例を示す電気回路図、入
力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家電
・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高
調波規制との関係を示す図である。
力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家電
・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高
調波規制との関係を示す図である。
【図２】従来のコンバータの他の例を示す電気回路図、
入力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家
電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ
高調波規制との関係を示す図である。
入力電圧、電流波形を示す図、および高調波発生量と家
電・汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ
高調波規制との関係を示す図である。
【図３】従来のコンバータのさらに他の例を示す電気回
路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
【図４】従来のコンバータのさらに他の例を示す電気回
路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
路図、および入力電圧、電流波形を示す図である。
【図５】この発明のコンバータの一実施態様を示す図で
ある。
ある。
【図６】この発明のコンバータの他の実施態様を示す図
である。
である。
【図７】図６のコンバータの各部の波形を示す図であ
る。
る。
【図８】図６のコンバータの高調波発生量と家電・汎用
品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規
制との関係を示す図である。
品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波規
制との関係を示す図である。
【図９】この発明のコンバータのさらに他の実施態様を
示す図である。
示す図である。
【図１０】図９のコンバータの各部の波形を示す図であ
る。
る。
【図１１】図９のコンバータの高調波発生量と家電・汎
用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波
規制との関係を示す図である。
用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調波
規制との関係を示す図である。
【図１２】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す図である。
を示す図である。
【図１３】図１２のコンバータの各部の波形を示す図で
ある。
ある。
【図１４】図１２のコンバータの高調波発生量と家電・
汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調
波規制との関係を示す図である。
汎用品高調波ガイドライン、ＩＥＣ−ｃｌａｓｓＡ高調
波規制との関係を示す図である。
【図１５】双方向スイッチのオン時間に対する出力電圧
の変化を示す図である。
の変化を示す図である。
【図１６】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す図である。
を示す図である。
【図１７】図１６のコンバータの変形例を示す図であ
る。
る。
【図１８】この発明のコンバータの変形例を示す図であ
る。
る。
【図１９】従来のチョーク入力形整流回路を示す図であ
る。
る。
【図２０】従来のＰＷＭコンバータを示す図である。
【図２１】従来の三相１２パルス整流回路方式を示す図
である。
である。
【図２２】従来の三相１２パルス整流回路方式の各部の
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図２３】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図２４】図２３のコンバータの入力電圧・電流波形を
示す図である。
示す図である。
【図２５】図２３のコンバータの高調波発生量とＩＥＣ
−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
【図２６】図２３のコンバータの各部の波形を示す図で
ある。
ある。
【図２７】双方向スイッチのＯＮ時間を変化させた場合
のコンバータ入力電圧波形を示す図である。
のコンバータ入力電圧波形を示す図である。
【図２８】ＯＮ時間に対する入力電流高調波成分の変化
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図２９】電源電圧と、双方向スイッチのＯＮタイミン
グを変化させた場合のコンバータ入力電圧の変化を示す
図である。
グを変化させた場合のコンバータ入力電圧の変化を示す
図である。
【図３０】入力電力に対する各次の高調波電流の変化特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図３１】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図３２】重負荷時、軽負荷時に対応する電圧ベクトル
図である。
図である。
【図３３】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図３４】進み位相、遅れ位相に対応する電圧ベクトル
図である。
図である。
【図３５】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図３６】最大負荷時における入力電力に対する各次の
高調波電流の変化特性を示す図である。
高調波電流の変化特性を示す図である。
【図３７】直流電圧制御時における入力電力に対する各
次の高調波電流の変化特性を示す図である。
次の高調波電流の変化特性を示す図である。
【図３８】入力電力に対する直流電圧の変化特性を示す
図である。
図である。
【図３９】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図４０】この発明のコンバータのさらに他の実施態様
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図４１】コンバータ入力電圧波形およびコンデンサリ
プル電圧波形を示す図である。
プル電圧波形を示す図である。
【図４２】図４１のコンバータの高調波発生量とＩＥＣ
−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
−ｃｌａｓｓＡ高調波規制との関係を示す図である。
１，１０１ リアクトル ２ 全波整流回路
３，１３，２３，３３，４３ 制御部 １００ 三相
交流電源 １０２ 三相ダイオード全波整流回路 １０３ 制御
回路 １０４ 位相制御部 １０５ ドライブ回路 １０６ 位相制御部 １０７ 電圧制御部 １０８ 偏差算出部 １０９ ＰＩ回路 Ｃ２，Ｃ１０１，Ｃ１０２，Ｃ１０３ 平滑用コンデン
サ Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１０４，Ｃ１０５ 昇圧用コンデン
サ Ｓ１，Ｓ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３ 双方向スイッチ
交流電源 １０２ 三相ダイオード全波整流回路 １０３ 制御
回路 １０４ 位相制御部 １０５ ドライブ回路 １０６ 位相制御部 １０７ 電圧制御部 １０８ 偏差算出部 １０９ ＰＩ回路 Ｃ２，Ｃ１０１，Ｃ１０２，Ｃ１０３ 平滑用コンデン
サ Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１０４，Ｃ１０５ 昇圧用コンデン
サ Ｓ１，Ｓ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３ 双方向スイッチ
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(56)参考文献 特開 平３−65056（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−245527（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−228487（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−253540（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−46663（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/21
H02M 1/14
H02M 7/155
Claims (15)
- 【請求項１】 交流電源に対してリアクトル（１）を介
して全波整流回路（２）を接続し、全波整流回路（２）
の出力端子間に平滑用コンデンサ（Ｃ２）と、互いに直
列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）
とを互いに並列接続し、全波整流回路（２）の入力端子
と昇圧用コンデンサ（Ｃ１１）（Ｃ１２）どうしの接続
点との間にスイッチング手段（Ｓ１）を接続し、スイッ
チング手段（Ｓ１）を電源電圧の変動に応じてスイッチ
ングさせるべく制御する制御手段（３）（１３）（２
３）（３３）（４３）を設けたことを特徴とするコンバ
ータ。 - 【請求項２】 前記制御手段（３）（１３）（２３）
（３３）（４３）は、スイッチング手段（Ｓ１）を電源
電圧の半周期に１回スイッチングさせるべく制御するも
のである請求項１に記載のコンバータ。 - 【請求項３】 前記制御手段（３）は、電源電圧のゼロ
クロスを検出し、ゼロクロスを検出したことに応答し
て、スイッチング手段（Ｓ１）を所定時間ターンオンさ
せる制御信号を出力するものである請求項１または請求
項２に記載のコンバータ。 - 【請求項４】 前記制御手段（１３）（２３）は、電源
電圧のゼロクロスを含む所定時間スイッチング手段（Ｓ
１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである
請求項１または請求項２に記載のコンバータ。 - 【請求項５】 前記制御手段（１３）は、電源電圧のゼ
ロクロスを中心とする所定時間スイッチング手段（Ｓ
１）をターンオンさせる制御信号を出力するものである
請求項４に記載のコンバータ。 - 【請求項６】 前記制御手段（２３）は、電源電圧のゼ
ロクロスを含み、かつゼロクロスを基準とする進み位相
側の時間が遅れ位相側の時間よりも短くなるように設定
された所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオン
させる制御信号を出力するものである請求項４に記載の
コンバータ。 - 【請求項７】 前記制御手段（３）は、予め設定された
所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオンさせる
制御信号を出力するものである請求項１から請求項６の
何れかに記載のコンバータ。 - 【請求項８】 前記制御手段（４３）は、負荷に供給さ
れる直流電圧と外部から与えられる直流電圧指令値とを
比較し、直流電圧を直流電圧指令値に接近させることが
できる所定時間スイッチング手段（Ｓ１）をターンオン
させる制御信号を出力するものである請求項１から請求
項６の何れかに記載のコンバータ。 - 【請求項９】 三相交流電源（１００）に対してリアク
トル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）を
接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間に、
互いに直列に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）
（Ｃ１０２）を接続し、三相全波整流回路（１０２）の
各相の入力端子と平滑用コンデンサ（Ｃ１０１）（Ｃ１
０２）どうしの接続点との間にスイッチング手段（Ｓ１
０１）を接続し、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１
０２）（Ｓ１０３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じ
てスイッチングさせるべく制御する制御手段（１０３）
（１０４）（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）
（１０９）を設けたことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１０】 三相交流電源（１００）に対してリア
クトル（１０１）を介して三相全波整流回路（１０２）
を接続し、三相全波整流回路（１０２）の出力端子間
に、互いに直列に接続された昇圧用コンデンサ（Ｃ１０
４）（Ｃ１０５）を接続し、互いに直列に接続された昇
圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）に対して、こ
れらのコンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）よりも静電
容量が大きい平滑用コンデンサ（Ｃ１０３）を並列に接
続し、三相全波整流回路（１０２）の各相の入力端子と
昇圧用コンデンサ（Ｃ１０４）（Ｃ１０５）どうしの接
続点との間にスイッチング手段（Ｓ１０１）を接続し、
スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０
３）を負荷変動や電源電圧の変動に応じてスイッチング
させるべく制御する制御手段（１０３）（１０４）（１
０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）を設
けたことを特徴とするコンバータ。 - 【請求項１１】 前記制御手段（１０３）（１０４）
（１０５）（１０６）（１０７）（１０８）（１０９）
は、スイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１
０３）を電源電圧の半周期に１回スイッチングさせるべ
く制御するものである請求項９または請求項１０に記載
のコンバータ。 - 【請求項１２】 前記制御手段（１０３）は、特定の高
調波成分を除去し、または低減すべくスイッチング手段
（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間を設
定するものである請求項９から請求項１１の何れかに記
載のコンバータ。 - 【請求項１３】 前記制御手段（１０３）は、負荷情報
を検出し、検出値に応じてスイッチング手段（Ｓ１０
１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさせるタイミング
を設定するものである請求項１２に記載のコンバータ。 - 【請求項１４】 前記制御手段（１０４）（１０５）
（１０６）（１０７）は、入力電流の基本波と電源電圧
とが同相になるようにスイッチング手段（Ｓ１０１）
（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）のＯＮ時間およびスイッチン
グ手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ１０３）をＯＮさ
せるタイミングを設定するものである請求項９から請求
項１３の何れかに記載のコンバータ。 - 【請求項１５】 前記制御手段（１０５）（１０８）
（１０９）は、直流電圧を検出し、検出された直流電圧
と直流電圧指令値との偏差を算出し、算出された偏差に
応じてスイッチング手段（Ｓ１０１）（Ｓ１０２）（Ｓ
１０３）のＯＮ時間を設定するものである請求項９から
請求項１１の何れかに記載のコンバータ。
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