WO2011121653A1 - コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器 - Google Patents

コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器 Download PDF

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李東昇
能登原保夫
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日立アプライアンス株式会社
株式会社 日立産機システム
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a converter device that converts three-phase alternating current into direct current, a motor drive module, and a refrigeration equipment.
  • the converter device that converts three-phase alternating current into direct current is used in, for example, an inverter device for driving a motor, a battery charge / discharge device, and a refrigeration apparatus (such as an air conditioner and a refrigerator).
  • a refrigeration apparatus such as an air conditioner and a refrigerator.
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • IEC61000-3-12 phase current ⁇ 16A
  • IEC61000-3-12 (16A ⁇ phase current ⁇ 75A)
  • a three-phase PWM converter composed of six semiconductor power elements can be used to reduce the harmonics of the input current and stabilize the output DC voltage, but many semiconductor power elements and complex control means are required. Therefore, there is a problem that the cost of the apparatus is greatly increased.
  • consumer and industrial devices such as air conditioners, general-purpose inverters, and electric vehicle charging devices place an emphasis on product cost, and therefore, inexpensive harmonic countermeasures are desired.
  • Patent Document 1 requires a large AC reactor in order to clear the harmonic regulations, and the size and cost of the apparatus cannot be avoided.
  • the heat loss of the resistance of the AC reactor has a square relationship with the input current, there is a concern about heat generation of the reactor and a reduction in the efficiency of the device during high load operation.
  • Patent Document 2 it is possible to reduce the size of the AC reactor by increasing the number of on / off operations of both energization type switches.
  • the rectifier diode since the rectifier diode must use a fast recovery type, the cost is reduced. And the conventional diode rectifier circuit cannot be used.
  • an object of the present invention is to provide a converter device, a motor drive module, and a refrigeration device that comply with harmonic regulations without using a large AC reactor or a high-speed diode.
  • the present invention provides a converter device for converting three-phase alternating current into direct current, Connected to a three-phase diode bridge, a plurality of series-connected smoothing capacitors provided between a DC output side of the three-phase diode bridge and a DC load, and positive and negative terminals on the DC side of the three-phase diode bridge, respectively
  • Two recirculating diodes a reactor inserted between the midpoint of the two freewheeling diodes and the midpoint of the smoothing capacitor, and between the AC side of the three-phase diode bridge and the midpoint of the two freewheeling diodes.
  • a controller for controlling the three both energization switches Both the three energization switches are controlled.
  • the present invention provides a converter device,
  • the on / off control of both the three energization switches is based on the voltage signal detected by the voltage detection means for detecting the voltage between the AC side of the three-phase diode bridge and the negative terminal of the smoothing capacitor. It is characterized in that at least one information of phase, power supply phase sequence, power supply frequency, and power supply voltage is estimated, and the on / off control signal of both the energization switches is adjusted based on the estimated information.
  • the present invention provides a converter device, It is characterized in that at least one information of a power supply phase, a power supply phase sequence, a power supply frequency, and a power supply voltage is estimated by comparing the voltage signal detected by the voltage detection means with a predetermined voltage value.
  • the present invention provides a converter device,
  • the voltage predetermined value is: Using the amplitude value or average value of the voltage signal detected by the voltage detection means, the voltage signal is adjusted to about 1 ⁇ 4 to 3 of the amplitude value of the voltage signal.
  • the present invention provides a converter device,
  • the on / off control of both of the three energization switches is performed by estimating the power supply phase using the voltage signal detected by the voltage detection means and modulating the estimated phase using a preset modulation wave table.
  • a wave is created, and an on / off control signal for both of the three energization switches is generated by comparison with a carrier wave.
  • the present invention provides a converter device,
  • the on / off control of the three current-carrying switches uses the load information of the DC load to adjust the magnitude and front / rear position of the modulated wave, and the on / off control signals of the three current-carrying switches according to the DC load fluctuation It is characterized by adjusting.
  • the present invention provides a converter device, A general-purpose rectifier diode is used as the diode constituting the three-phase diode bridge.
  • a general-purpose diode is used as the freewheeling diode.
  • the present invention provides a converter device,
  • the size of the reactor inserted between the midpoint of the two freewheeling diodes and the midpoint of the smoothing capacitor is a capacity capable of suppressing an excessive turn-on current of both the three energization switches. is there.
  • the present invention provides a converter device,
  • the current capacity of a reactor inserted between the midpoint of the two freewheeling diodes and the midpoint of the smoothing capacitor is set to about 1/4 or less of the AC reactor.
  • the present invention provides a motor driving module that converts a three-phase alternating current and supplies the motor to a motor, and includes a three-phase diode bridge, a direct current output side of the three-phase diode bridge, and a direct current load.
  • the present invention provides a refrigeration apparatus for converting a three-phase alternating current and supplying it to a motor, a three-phase diode bridge, a series provided between a direct current output side of the three-phase diode bridge and a direct current load.
  • a plurality of smoothing capacitors connected to each other, two free-wheeling diodes connected to the positive and negative terminals on the DC side of the three-phase diode bridge, a midpoint of the two free-wheeling diodes, and a midpoint of the smoothing capacitor
  • a reactor inserted between the three-phase diode bridge AC side and the middle point of the two free-wheeling diodes, and a controller for controlling the three current-carrying switches. Both the three energization switches are controlled.
  • the harmonic component of the power supply current is reduced, and by means of a reactor inserted between the midpoint of the two freewheeling diodes and the midpoint of the smoothing capacitor, the three energization switches Suppresses the reverse recovery current of the three-phase diode bridge at the time of turn-on, and realizes that both three current-carrying switches suppress the overvoltage at the time of turn-off by two free-wheeling diodes.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a converter device according to a first embodiment of the present invention.
  • This converter device includes three AC reactors 2 connected to a three-phase AC power source 1, a three-phase diode bridge 3 composed of six diodes, and a plurality of series-connected multiples provided on the DC side of the three-phase diode bridge 3. Inserted between the smoothing capacitor 4, the two free-wheeling diodes 6 and 7 connected to the positive and negative terminals on the DC side of the three-phase diode bridge 3, and the midpoint of the free-wheeling diodes 6 and 7 and the midpoint of the smoothing capacitor.
  • a reactor 5 three bidirectional energizing switches 10 connected between the AC input side of the three-phase diode bridge 3 and the midpoint of the freewheeling diodes 6 and 7, and a controller for controlling the three bidirectional energizing switches 10 11 and a power supply phase detection means 9.
  • the three bidirectional energization switches 10 can be constituted by a single-phase diode bridge 12 and one semiconductor power element 13 (MOSFET or IGBT element).
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the semiconductor power element 13 constituting the bidirectional energization switch 10. As shown in FIG. 2, the drive terminals of these semiconductor power elements are connected to a drive circuit 15 via an insulating means 14 such as a photocoupler or a transformer in order to achieve electrical insulation from the controller 11.
  • an insulating means 14 such as a photocoupler or a transformer
  • the controller 11 processes the power supply phase from the power supply phase detection means 9 and the load information from the load 8 by using a semiconductor arithmetic element such as a microcomputer (DSP) or a DSP (digital signal processor). An on / off control signal for the semiconductor power element is generated.
  • a semiconductor arithmetic element such as a microcomputer (DSP) or a DSP (digital signal processor).
  • FIG. 3 is a functional block configuration diagram of the controller 11, and each function is realized by a microcomputer program. Specifically, a three-phase modulation wave is created from the detected power supply phase ⁇ s using a preset modulation wave table 16. Further, the front and rear positions and magnitudes of the modulated waves are adjusted from the load information using a preset adjustment amount table 19.
  • FIG. 4 shows an example of the power supply voltage waveforms 21, 22, and 23 for each phase and the three-phase modulated wave table waveforms 24, 25, and 26 for each phase preset in the microcomputer internal memory. These modulation wave tables are created in advance by simulations and actual machine experiments under predetermined conditions.
  • the adjustment amount table 19 set in advance is used to obtain the phase adjustment amount ⁇ s_adj and the gain Km, and the front and rear positions and magnitudes of the modulated waves are adjusted.
  • the PWM controller 18 outputs a PWM (Pulse Width Modulation) control signal by comparing the adjusted modulated waves Mu, Mv, Mw and the carrier wave (triangular wave or sawtooth wave), and the both energized power elements 13 is controlled on / off.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIGS. 7 and 8 show an actual current measurement current waveform 27 that flows through both energization switches of the circuits shown in FIGS. 5 and 6. As shown in FIG. 8, it was confirmed that the turn-on current of both energization switches can be suppressed by adding a reactor.
  • both energization switches when both energization switches are turned off, the current flowing through the reactor is returned to the smoothing capacitor via the freewheeling diode, so that the voltage applied to both energization switches can be suppressed to a DC voltage or less and energy loss can be reduced.
  • the inductance value may be obtained from the following equation.
  • L is the inductance value of the reactor
  • Ed is the DC voltage value
  • Trr is the diode recovery time of the three-phase diode bridge
  • Isw is the rated current of both energizing switches.
  • the current capacity may be about 1/4 or less of the input current of the device.
  • the turn-on current suppression circuit of the present invention can be realized at low cost. Therefore, when the present invention is used, a converter that reduces harmonics even if a general-purpose rectifier diode with a small reactor and a long reverse recovery time is used. A device can be realized. Therefore, the product cost and volume can be reduced, and the reliability and efficiency can be improved.
  • FIG. 9 shows the configuration of the motor drive apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the converter part that converts direct current from three-phase alternating current is the same as that shown in FIG.
  • a motor 102 is driven using an inverter 100 and an inverter controller 101 on the DC output side of the converter circuit.
  • the motor load information of the inverter controller 101 is transmitted to the controller 111 via means such as communication.
  • the controller 111 controls the bidirectional energization switch 10 by adjusting the magnitude and position of the modulated wave using this load information.
  • Such a configuration may improve the degree of freedom of product design and manufacture because the converter circuit and the inverter circuit may be manufactured and installed separately.
  • the converter portion can be added to an existing inverter module or motor drive board to reduce power harmonics, product development and manufacturing costs can be reduced.
  • FIG. 10 shows the detected voltage waveforms 31, 32, 33 and the power supply phase waveform 30 of each phase obtained from the voltage dividing resistor 109. From these waveforms, the voltage signal obtained from the voltage dividing resistor 109 is compared with the voltage level value of about 1/4 to 1/3 of the voltage amplitude value, and the rising edge of the obtained signal is 0 °, 120 of the power phase. It was found that they were almost coincident with ° and 240 °. Therefore, the power supply phase can be estimated from these voltage signals. Also, the power supply frequency can be calculated from the time difference between adjacent rising edges. Further, the order of the three-phase power supply phase can be determined from the order of the rising edges.
  • an error ⁇ fs of the power supply frequency is calculated using a PLL (Phase-locked loop) process, and the error of the power supply frequency fs0 inside the microcomputer is automatically corrected.
  • each voltage detection signal Vun, Vvn, Vwn is detected by using an A / D converter 40, a rising edge is created by comparison with the voltage level value, and the rising edge detection time point is detected.
  • An error between the power phase corresponding value (U phase: 0 °, V phase: 120 °, W phase: 240 °) and the power phase calculated inside the microcomputer is obtained, and the frequency error ⁇ fs is calculated using the PI controller 44. .
  • This frequency error is added to the power supply frequency initial setting value fs0, and the internal power supply phase is calculated by integration processing.
  • the phase order and frequency information of the power source are not set in advance, it is necessary to determine from the time difference and order of rising edges corresponding to each phase before the phase detection process.
  • the voltage level value here may be set to a fixed value in advance according to the power supply voltage (about 1 ⁇ 4 to 3 of the interphase voltage amplitude value). In order to reduce the influence of power supply voltage fluctuation, If it is adjusted online according to the magnitude of the power supply voltage estimated from the voltage signal obtained from the voltage dividing resistor 109, the phase detection accuracy can be further improved.
  • the power supply phase detection error is small even if there is a power supply frequency fluctuation or a microcomputer oscillator error.
  • the power supply phase can be calculated by the same process even if voltage signals for two phases or one phase are used.
  • the phase sequence of the three-phase power source cannot be detected.
  • power supply information necessary for control can be detected with only a voltage dividing resistor, so that circuit cost can be reduced and control performance can be improved. Further, when the present invention is applied to a global product, the power supply information (power supply frequency, phase sequence, power supply voltage, etc.) of each region does not need to be preset, so that the versatility and reliability of the apparatus are improved.
  • phase of the voltage signal detected from the voltage dividing resistor 109 can be detected by comparing with the voltage level value using an external analog comparator (comparator) instead of the microcomputer internal A / D.
  • an external analog comparator comparative
  • an inexpensive low-function microcomputer can be used.
  • FIG. 12 shows the configuration of the motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • the converter part that converts direct current from three-phase alternating current is the same as that shown in FIG.
  • a motor 102 is driven using an inverter 100 and an inverter controller 101 on the DC output side of the converter circuit.
  • the converter / inverter controller 105 uses one microcomputer. Using the voltage dividing resistors 109 and 120, the shunt resistor 121 and the amplifier 122, the power supply phase, the DC voltage and the output current of the inverter are detected and processed by the converter / inverter controller 105 to control the converter and the inverter.
  • Such a configuration can reduce the cost and volume of the entire product because the control microcomputer and board can be shared. Further, since the control information of the inverter and the converter can be shared, the overall control performance can be improved.
  • FIG. 13 is an external view of the motor driving module 200 according to the fourth embodiment of the present invention, and shows one form of the final product.
  • the module 200 is a motor driving module in which a semiconductor element 202 is mounted as a power module on the control unit substrate 201.
  • the voltage / current detection circuit and the controller described in the above-described embodiment are mounted on the control unit substrate 201.
  • the Miniaturization is achieved by modularization, and the device cost can be reduced.
  • the module means “standardized structural unit” and is composed of separable hardware / software components.
  • it is preferable to comprise on the same board
  • the overall cost of the product and the volume can be reduced, so that the versatility and convenience of the motor drive device using the module of this embodiment can be improved.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a refrigeration apparatus such as an air conditioner or a refrigerator that drives a compressor motor using the motor driving module according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the refrigeration equipment 300 is a device that harmonizes temperatures, and includes heat exchangers 301 and 302, fans 303 and 304, a compressor 305, a pipe 306, and a motor driving device 307.
  • the compressor motor 308 is arranged inside the compressor 305 using a permanent magnet synchronous motor or a three-phase induction motor.
  • the motor driving device 307 converts the alternating current power into direct current and provides it to the motor driving inverter to drive the motor.
  • the converter / inverter module of the fourth embodiment By using the converter / inverter module of the fourth embodiment, even if a small AC reactor and a general-purpose diode are used, the harmonics of the power supply current can be reduced and the power factor can be reduced at a low cost. Can be achieved.

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Abstract

　本発明は高調波規制に対応する三相コンバータ装置を提供する。　本発明では三つの交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、二つの環流ダイオードの中点と平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、三相ダイオードブリッジの交流側と二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えたコンバータ装置において、三つの両方通電スイッチを制御し、電源電流の高調波成分を低減し、二つの環流ダイオードの中点と平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルにより、三つの両方通電スイッチがターンオン時の三相ダイオードブリッジの逆回復電流を抑制する。

Description

コンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器
　本発明は、三相交流を直流に変換するコンバータ装置，モータ駆動用モジュール、及び冷凍機器に関する。
　三相交流を直流に変換するコンバータ装置は、例えば、電動機駆動用インバータ装置や、バッテリ充放電装置，冷凍機器（エアコンや冷蔵庫など）に使用されている。これらのコンバータ装置が三相ダイオード整流器を用いる場合、多くの電源電流高調波が発生してしまい、電力システムへの影響が社会問題になっている。
　近年、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の高調波規制（ＩＥＣ６１０００－３－２（相電流＜１６Ａ）とＩＥＣ６１０００－３－１２（１６Ａ＜相電流＜７５Ａ））をはじめ、欧州，中国や日本国内の高調波規制が制定された。今後、これらの装置の電源高調波対策が必要になる見込みがある。
　一方、６個の半導体パワー素子から構成される三相ＰＷＭコンバータを用いて、入力電流の高調波低減と出力直流電圧の安定化制御を行えるが、多くの半導体パワー素子と複雑な制御手段が必要なので、装置のコストが大幅に増加してしまうという問題がある。
　特に、エアコンや汎用インバータ及び電気自動車用充電装置など民生や産業用装置は、製品コストを重視するので、安価な高調波対策が望まれている。
　従来、三相コンバータ装置の安価な高調波対策として、例えば、〔特許文献１〕と〔特許文献２〕に記載しているように、三相ダイオード整流器の入力側に交流リアクトルと三つの両方通電タイプスイッチを設けて、各相電源電圧のゼロクロス付近のみ、両方通電タイプスイッチをオンにさせ、入力電流を改善する方法が提案されている。
特許第３４２２２１８号公報 特許第２８５７０９４号公報
　〔特許文献１〕に記載の技術は、高調波規制をクリアするために、大きな交流リアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップを避けられない。特に、交流リアクトルの抵抗の熱損失が入力電流と二乗関係があるため、高負荷運転時に、リアクトルの発熱や装置の効率低下が懸念される。
　また、〔特許文献２〕には、両方通電タイプスイッチのオン・オフ動作回数を増加して、交流リアクトルの小型化を実現できるが、整流ダイオードが高速回復タイプを使用しなければならないので、コストの増加や従来のダイオード整流回路の流用ができなくなる問題点がある。
　そこで、本発明は、大型な交流リアクトルや高速ダイオードを採用しなくても、高調波規制に対応したコンバータ装置，モータ駆動用モジュール，冷凍機器を提供することにある。
　前記課題を解決するため、本発明は三相交流を直流に変換するコンバータ装置において、
　三相ダイオードブリッジと、該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、
　前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記平滑コンデンサの負の端子の間の電圧を検出する電圧検出手段で検出された電圧信号に基づいて、電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定し、推定した情報より、前記両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記電圧検出手段で検出された電圧信号と電圧所定値との比較により、電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記電圧所定値は、
　前記電圧検出手段で検出された電圧信号の振幅値もしくは平均値を用いて、前記電圧信号の振幅値の約１／４～１／３に調整されることを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、前記電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、電源位相を推定して、推定した位相から、あらかじめ設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、キャリア波との比較により、前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を生成することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、直流負荷の負荷情報を用いて、前記変調波の大きさと前後位置を調整し、直流負荷変動に従って前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記三相ダイオードブリッジを構成するダイオードは、汎用整流ダイオードを使用することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、前記環流ダイオードは、汎用ダイオードを使用することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルの大きさは、前記三つの両方通電スイッチの過大なターンオン電流を抑制できる容量であることを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルのインダクタンス値（Ｌ）は、
　前記三相ダイオードブリッジの直流側電圧（Ｅｄ）と、三相ダイオードブリッジを構成するダイオードのリカバリ時間（Ｔｒｒ）と、前記両方通電スイッチの定格電流（Ｉｓｗ）を用いて、式
　　Ｌ＝Ｅｄ×Ｔｒｒ／Ｉｓｗ
より算出することを特徴とするものである。
　更に、本発明はコンバータ装置において、
　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルの電流容量は、前記交流リアクトルの約１／４以下に設定することを特徴とするものである。
　また、前記課題を解決するため、本発明は三相交流を変換してモータに供給するモータ駆動用モジュールにおいて、三相ダイオードブリッジと、該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、
　前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とするものである。
　また、前記課題を解決するため、本発明は三相交流を変換してモータに供給する冷凍機器において、三相ダイオードブリッジと、該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とするものである。
　本発明によれば、両方通電スイッチを制御することで電源電流の高調波成分を低減し、二つの環流ダイオードの中点と平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルにより、三つの両方通電スイッチがターンオン時の三相ダイオードブリッジの逆回復電流を抑制すること、二つの環流ダイオードにより、三つの両方通電スイッチがターンオフ時の過電圧を抑制ことを実現するものである。
　本発明によれば、大型な交流リアクトルや高速ダイオードを採用しなくても、高調波規制に対応したコンバータ装置，モータ駆動モジュール及び冷凍機器を提供できる。
本発明の一実施形態であるコンバータ装置の構成図である。 本発明の一実施形態であるコンバータ装置の両方通電スイッチ、及び駆動回路の構成図である。 本発明の一実施形態であるコンバータ装置の制御部の機能ブロック構成図である。 電源電圧と各相の変調波形図である。 本発明の一実施形態であるコンバータ装置の両方通電スイッチがターンオンする時の等価回路図である。 本発明の一実施形態であるリアクトルがある場合のコンバータ装置の両方通電スイッチがターンオンする時の等価回路図である。 本発明の一実施形態であるコンバータ装置の両方通電スイッチの電流波形図である。 本発明の一実施形態であるリアクトルがある場合のコンバータ装置の両方通電スイッチの電流波形図である。 本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成図である。 電源位相と検出電圧信号波形図である。 本発明の一実施形態であるコンバータ装置の制御部の電源位相演算器の機能ブロック構成図である。 本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成図である。 本発明の一実施形態であるモータ駆動モジュールの外観図である。 本発明の一実施形態である冷凍機器の構成図である。
　以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
　以下、本発明の三相コンバータ装置の構成と制御の実施例を示す。
　図１は、本発明の第１実施形態のコンバータ装置の構成図である。
　このコンバータ装置は、三相交流電源１に接続される三つの交流リアクトル２と、六つのダイオードから構成する三相ダイオードブリッジ３と、三相ダイオードブリッジ３の直流側に設ける直列接続される複数の平滑コンデンサ４と、三相ダイオードブリッジ３の直流側の正と負の端子に接続する二つの環流ダイオード６と７と、環流ダイオード６と７の中点と平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトル５と、前記三相ダイオードブリッジ３の交流入力側と前記環流ダイオード６と７の中点の間に接続する三つの双方向通電スイッチ１０と、三つの双方向通電スイッチ１０を制御する制御器１１と、電源位相検出手段９を備える。
　直流側の複数の平滑コンデンサ４は、同容量のコンデンサを直列に接続し、直流電圧の中点を作成する。三つの双方向通電スイッチ１０は、後述の図２に示すように、単相ダイオードブリッジ１２と１個の半導体パワー素子１３（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ素子）から構成できる。
　図２に、双方向通電スイッチ１０を構成する半導体パワー素子１３構成の一例を示す。これらの半導体パワー素子の駆動端子は、図２に示すように、制御器１１との電気絶縁を図るために、フォトカプラや変圧器など絶縁手段１４を介して、駆動回路１５に接続する。
　なお、制御器１１はマイコン（マイクロコンピュータ）もしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、電源位相検出手段９からの電源位相と、負荷８からの負荷情報を処理して、各半導体パワー素子のオン・オフ制御信号を発生する。
　図３は、制御器１１の機能ブロック構成図であり、各機能はマイコンのプログラムにより実現される。具体的には、検出した電源位相θｓから、あらかじめ設定された変調波テーブル１６を用いて、三相変調波を作成する。更に、負荷情報から、あらかじめ設定された調整量テーブル１９を用いて、変調波の前後位置と大きさを調整する。
　図４に、各相の電源電圧波形２１，２２，２３と、マイコン内部メモリにあらかじめ設定された各相の三相変調波テーブル波形２４，２５，２６の一例を示す。これらの変調波テーブルは、事前に所定条件でシミュレーションや実機実験で作成するものである。
　また、電源入力電流が変化する場合、高調波抑制効果を維持するために、対応する変調波の調整が必要である。簡単な実現法として、図３に示すように、あらかじめ設定された調整量テーブル１９を用いて、位相調整量θｓ_ａｄｊとゲインＫｍを求めて、変調波の前後位置と大きさを調整する。
　最後に、ＰＷＭ制御器１８で、調整された変調波Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗとキャリア波（三角波もしくはのこぎり波）との比較により、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を出力し、前記両方通電パワー素子１３のオン・オフを制御する。
　上述したＰＷＭ制御により、小型な交流リアクトルを採用しても、電流高調波の低減ができるので、装置体積とコストの低減が可能である。
　図５，図６に、三相ダイオードブリッジのＵ相に対応する上アームのダイオードが順方向通流状態で、Ｕ相に対応する両方通電スイッチがターンオンする時の等価回路を示す。
　図５に示す環流ダイオード６と７の中点と平滑コンデンサの中点に挿入するリアクトルがない場合、Ｕ相に対応する両方通電スイッチがターンオンする瞬間、整流ダイオードの逆回復時間が長いので、両方通電スイッチに短時間の過大な電流が流れてしまう。過大なターンオン電流が発生すると、半導体素子の信頼性低下と損失増加、及び装置の放射ノイズ発生など悪影響が出る。
　一方、図６に示すように、リアクトルがある場合電流の変化率が制限されるため、過大な電流の抑制ができる。
　図７，図８には、図５，図６に示す回路の両方通電スイッチに流す実機測定の通電電流波形２７を示す。図８に示すように、リアクトルの追加により、両方通電スイッチのターンオン電流を抑制できることを確認した。
　また、両方通電スイッチがターンオフする時に、リアクトルに流す電流が環流ダイオードを経由して、平滑コンデンサに戻すので、両方通電スイッチに印加する電圧を直流電圧以下に抑制し、エネルギー損失を低減できる。
　この挿入リアクトルは、両方通電スイッチのターンオン電流だけ抑制するので、そのインダクタンス値が、下式より求めればよい。
〔式１〕
　　Ｌ＝（Ｅｄ／２）×Ｔｒｒ／（Ｉｓｗ／２）＝Ｅｄ×Ｔｒｒ／Ｉｓｗ
　ここで、Ｌはリアクトルのインダクタンス値、Ｅｄは直流電圧値、Ｔｒｒは三相ダイオードブリッジのダイオードリカバリ時間、Ｉｓｗは両方通電スイッチの定格電流である。
　例えば、直流電圧値（Ｅｄ）が５００［Ｖ］、三相ダイオードブリッジのダイオードリカバリ時間（Ｔｒｒ）が５［μｓ］、両方通電スイッチの定格電流（Ｉｓｗ）が１０［Ａ］の場合、リアクトルのインダクタンス値が
　　Ｌ＝５００×５／１０＝２５０［μＨ］
程度で良い。即ち、挿入リアクトルのインダクタンス値は、交流リアクトルより十分小さく設定しても良い（１／２０以下）。
　また、リアクトルに流す電流は、各素子がオン状態の電流のみであるので、電流容量が装置の入力電流の約１／４以下でも良い。
　また、環流ダイオードの電流も非常に小さいので、安価な汎用品を採用しても良い。
　以上の説明より、本発明のターンオン電流抑制回路が、少ないコストで実現できるので、本発明を用いると、小型リアクトルと逆回復時間が長い汎用整流ダイオードを採用しても、高調波を低減するコンバータ装置を実現できる。よって、製品コストと体積の削減、及び信頼性と効率の向上が図れる。
　以上が、本発明の三相コンバータ装置の構成と制御の実施例である。
　以下、本発明のモータ駆動装置の実施例を示す。
　図９は、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置の構成である。
　三相交流から直流を変換するコンバータ部分は、図１に示すものと同じである。コンバータ回路の直流出力側に、インバータ１００とインバータ制御器１０１を用いて、モータ１０２を駆動する。インバータ制御器１０１のモータ負荷情報は、通信など手段を介して、制御器１１１へ伝送する。制御器１１１は、この負荷情報を用いて、変調波の大きさと位置を調整して双方向通電スイッチ１０を制御する。
　このような構成は、コンバータ回路とインバータ回路の製造や設置が分離にしても良いので、製品の設計や製造の自由度が向上する。特に、既存のインバータモジュールやモータ駆動基板に、コンバータ部分だけ追加して、電源高調波を低減できるので、製品の開発や製造コストを削減できる。
　また、この実施例では、部品コスト低減と配線簡略化を図るために、分圧抵抗１０９から得た電圧信号Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎを用いて、電源位相を検出する方式を採用する。
　図１０に、分圧抵抗１０９から得た各相の検出電圧波形３１，３２，３３と電源位相波形３０を示す。これらの波形から、分圧抵抗１０９から得た電圧信号が電圧振幅値の約１／４～１／３の電圧レベル値と比較し、得た信号の立ち上がりエッジが、電源位相の０°，１２０°，２４０°とほぼ一致していることが分った。従って、これらの電圧信号から電源位相を推定することができる。また、相隣立ち上がりエッジの時間差から、電源周波数の計算もできる。更に、上記立ち上がりエッジの順番から、三相電源相順の判断ができる。
　また、上記電圧信号の振幅値もしくは平均値を演算して、電源電圧の大きさを推定することが可能である。
　実際に、位相検出精度を更に向上するため、ＰＬＬ（Phase-locked Loop）処理を用いて、電源周波数の誤差Δｆｓを演算し、マイコン内部の電源周波数ｆｓ０の誤差を自動補正する。
　以下は、図１１を用いて、電源位相を演算する処理を説明する。
　図１１に示すように、Ａ／Ｄ変換器４０を用いて、各電圧検出信号Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎを検出し、電圧レベル値との比較より、立ち上がりエッジを作成し、立ち上がりエッジの検出時点の電源位相対応値（Ｕ相：０°，Ｖ相：１２０°，Ｗ相：２４０°）とマイコン内部演算した電源位相との誤差を求め、ＰＩ制御器４４を用いて、周波数誤差Δｆｓを算出する。この周波数誤差は電源周波数初期設定値ｆｓ０と加算し、積分処理により内部電源位相を算出する。ただし、電源の相順と周波数の情報を事前に設定しない場合、位相検出処理前に、各相に対応する立ち上がりエッジの時間差と順番から判定する必要がある。
　ここでの電圧レベル値は、事前に電源電圧に従って固定値（約相間電圧振幅値の１／４～１／３）に設定しても良いが、電源電圧変動の影響を低減するために、前記分圧抵抗１０９から得た電圧信号から推定した電源電圧の大きさに従って、オンラインで調整すれば、位相検出精度を更に向上できる。
　上述したように、ＰＬＬ処理で電源周波数の誤差を自動調整されるので、電源周波数の変動やマイコン発振器の誤差があっても、電源位相検出誤差が少ない。
　また、マイコンのＡ／Ｄ変換器が足りない場合、２相分もしくは１相分の電圧信号を使っても同様な処理で電源位相を算出できる。ただし、１相電圧信号を使用する場合、三相電源の相順検出ができない。
　このような手段，構成によると、分圧抵抗のみで、制御で必要な電源情報を検出できるので、回路コストの低減と制御性能の向上を図れる。また、本発明をグローバル製品に適用する場合、各地域の電源情報（電源周波数，相順，電源電圧など）の事前設定をしなくてもよいので、装置の汎用性と信頼性が向上する。
　更に、マイコン内部Ａ／Ｄの代わりに、外部のアナログ比較器（コンパレータ）を用いて、分圧抵抗１０９から検出した電圧信号が電圧レベル値との比較により位相検出も可能である。このような構成は、Ａ／Ｄ変換器を使用せず、且つマイコン内部でのデータ処理が簡単であるため、安価な低機能マイコンの使用が可能である。
　図１２は、本発明の第３実施形態のモータ駆動装置の構成である。
　三相交流から直流を変換するコンバータ部分は、図１に示すものと同じである。コンバータ回路の直流出力側に、インバータ１００とインバータ制御器１０１を用いて、モータ１０２を駆動する。
　コンバータ・インバータ制御器１０５は一つのマイコンを使用する。分圧抵抗１０９，１２０とシャント抵抗１２１及び増幅器１２２を用いて、電源位相，直流電圧とインバータの出力電流を検出し、コンバータ・インバータ制御器１０５で処理して、コンバータとインバータを制御する。
　このような構成は、制御用マイコンや基板が共有できるため、製品全体のコストと体積を低減できる。また、インバータとコンバータの制御情報が共有できるので、全体制御性能の向上ができる。
　図１３は、本発明の第４実施形態のモータ駆動用モジュール２００の外観図であり、最終製品の一形態を示す。
　モジュール２００は、制御部基板２０１にパワーモジュールとして半導体素子２０２が搭載されたモータ駆動用モジュールであり、制御部基板２０１には、前述の実施例に記載の電圧電流検出回路や制御器が実装される。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。
　この実施例によれば、製品全体コストの削減と体積の低減ができるので、本実施形態のモジュールを使用するモータ駆動装置の汎用性と便利性を向上できる。
　図１４は、本発明の第５実施形態の前記モータ駆動用モジュールを用いて、圧縮機モータを駆動した空気調和機や冷凍機などの冷凍機器の構成図である。
　冷凍機器３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。なお、圧縮機用モータ３０８は永久磁石同期モータもしくは三相誘導モータを用いて、圧縮機３０５の内部に配置されている。モータ駆動装置３０７は、交流電源を直流に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータを駆動する。
　第４実施形態のコンバータ・インバータモジュールを使用することにより、小型な交流リアクトルと汎用ダイオードを採用しても、少ないコストで電源電流の高調波の低減と力率の向上ができるので、高調波規制をクリアすることが実現できる。
１　三相交流電源
２　三相交流リアクトル
３　三相ダイオードブリッジ
４　平滑コンデンサ
５　リアクトル
６，７　環流ダイオード
８　直流負荷
９　電源位相検出手段
１０　双方向通電スイッチ
１１，１１１　制御器
１２　単相ダイオードブリッジ
１３　半導体パワー素子
１４　絶縁手段
１５　駆動回路
１６　変調波テーブル
１７　変調波調整器
１８　ＰＷＭ制御器
１９　調整量テーブル
２０　キャリア波発生器
２１　Ｕ相電源電圧波形
２２　Ｖ相電源電圧波形
２３　Ｗ相電源電圧波形
２４　Ｕ相に対応する変調波形
２５　Ｖ相に対応する変調波形
２６　Ｗ相に対応する変調波形
２７　通電電流波形
３０　電源位相波形
３１　Ｕ相に対応する検出電圧波形
３２　Ｖ相に対応する検出電圧波形
３３　Ｗ相に対応する検出電圧波形
４０　Ａ／Ｄ変換器
４１　比較器
４２　立ち上がりエッジ検出器
４３　位相誤差演算器
４４　ＰＩ制御器
４５　位相演算器
１００　インバータ
１０１　インバータ制御器
１０２　モータ
１０５　コンバータ・インバータ制御器
１０９　分圧抵抗
１２０　直流電圧検出用分圧抵抗
１２１　シャント抵抗
１２２　増幅器
２００　モジュール
２０１　制御部基板
２０２　半導体素子
２０３　マイコン
３００　冷凍機器
３０１，３０２　熱交換器
３０３，３０４　ファン
３０５　圧縮機
３０６　配管
３０７　モータ駆動装置
３０８　圧縮機用モータ

Claims (13)

  1. 　三相交流を直流に変換するコンバータ装置において、
    　前記三相交流を供給する電源に接続される三つの交流リアクトルと、
    　三相ダイオードブリッジと、
    　該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
    　前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、
    　該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、
    　前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、
    　該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とするコンバータ装置。
  2. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
    　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、
    　前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記平滑コンデンサの負の端子の間の電圧を検出する電圧検出手段で検出された電圧信号に基づいて、
    　電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定し、推定した情報より、
    　前記両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするコンバータ装置。
  3. 　請求項１、又は請求項２のコンバータ装置において、
    　前記電圧検出手段で検出された電圧信号と電圧所定値との比較により、電源位相，電源相順，電源周波数，電源電圧の少なくとも一つの情報を推定することを特徴とするコンバータ装置。
  4. 　請求項３のコンバータ装置において、
    　前記電圧所定値は、
    　前記電圧検出手段で検出された電圧信号の振幅値もしくは平均値を用いて、前記電圧信号の振幅値の約１／４～１／３に調整されることを特徴とするコンバータ装置。
  5. 　請求項１、又は請求項２のコンバータ装置において、
    　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、
    　前記電圧検出手段で検出された電圧信号を用いて、電源位相を推定して、推定した位相から、あらかじめ設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、キャリア波との比較により、
    　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を生成することを特徴とするコンバータ装置。
  6. 　請求項５のコンバータ装置において、
    　前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御は、
    　直流負荷の負荷情報を用いて、前記変調波の大きさと前後位置を調整し、
    　直流負荷変動に従って前記三つの両方通電スイッチのオン・オフ制御信号を調整することを特徴とするコンバータ装置。
  7. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
    　前記三相ダイオードブリッジを構成するダイオードは、
    　汎用整流ダイオードを使用することを特徴とするコンバータ装置。
  8. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
    　前記環流ダイオードは、
    　汎用ダイオードを使用することを特徴とするコンバータ装置。
  9. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
    　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルの大きさは、
    　前記三つの両方通電スイッチの過大なターンオン電流を抑制できる容量であることを特徴とするコンバータ装置。
  10. 　請求項１、又は請求項９記載のコンバータ装置において、
    　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルのインダクタンス値（Ｌ）は、
    　前記三相ダイオードブリッジの直流側電圧（Ｅｄ）と、三相ダイオードブリッジを構成するダイオードのリカバリ時間（Ｔｒｒ）と、前記両方通電スイッチの定格電流（Ｉｓｗ）を用いて、式
    　　Ｌ＝Ｅｄ×Ｔｒｒ／Ｉｓｗ
    より算出することを特徴とするコンバータ装置。
  11. 　請求項１記載のコンバータ装置において、
    　前記二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルの電流容量は、
    　前記交流リアクトルの約１／４以下に設定することを特徴とするコンバータ装置。
  12. 　三相交流を変換してモータに供給するモータ駆動用モジュールにおいて、
    　三相ダイオードブリッジと、
    　該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
    　前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、
    　該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、
    　前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、
    　該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、
    　前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とするモータ駆動用モジュール。
  13. 　三相交流を変換してモータに供給する冷凍機器において、
    　三相ダイオードブリッジと、
    　該三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、
    　前記三相ダイオードブリッジの直流側の正と負の端子にそれぞれ接続する二つの環流ダイオードと、
    　該二つの環流ダイオードの中点と前記平滑コンデンサの中点の間に挿入するリアクトルと、
    　前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記二つの環流ダイオードの中点の間に設ける三つの両方通電スイッチと、
    　該三つの両方通電スイッチを制御する制御器を備えて、
    　前記三つの両方通電スイッチを制御することを特徴とする冷凍機。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021132488A (ja) * 2020-02-20 2021-09-09 株式会社日立産機システム コンバータ装置および電力変換システム

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5505449B2 (ja) * 2012-04-06 2014-05-28 株式会社デンソー 多相回転機の制御装置
JP6157599B2 (ja) * 2013-04-12 2017-07-05 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
JP2015208143A (ja) * 2014-04-22 2015-11-19 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動機駆動装置
KR102253205B1 (ko) 2016-10-05 2021-05-18 존슨 컨트롤스 테크놀러지 컴퍼니 이차 권선을 갖는 가변속 구동 장치
TWI634748B (zh) 2017-12-05 2018-09-01 財團法人工業技術研究院 量測系統及其鎖相迴路暨量測方法
WO2019239469A1 (ja) * 2018-06-11 2019-12-19 三菱電機株式会社 コンバータ
WO2020070849A1 (ja) * 2018-10-04 2020-04-09 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換回路および空気調和機
WO2020070850A1 (ja) * 2018-10-04 2020-04-09 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 電力変換回路および空気調和機
FR3087614B1 (fr) * 2018-10-19 2020-10-09 Sagemcom Energy & Telecom Sas Carte electrique comprenant un pont de redressement

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09182441A (ja) * 1995-12-28 1997-07-11 Toshiba Corp 三相整流装置
JP2001016856A (ja) * 1999-06-23 2001-01-19 Sanken Electric Co Ltd 交流−直流変換装置
JP3422218B2 (ja) 1996-10-11 2003-06-30 ダイキン工業株式会社 コンバータ
JP2008245463A (ja) * 2007-03-28 2008-10-09 Daikin Ind Ltd 主回路モジュール

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4580206A (en) * 1983-07-27 1986-04-01 Xerox Corporation Voltage clamp regulator
US5315497A (en) * 1991-11-07 1994-05-24 Premier Power, Inc. Symmetrical universal AC-AC power conditioner
AT406434B (de) * 1993-12-23 2000-05-25 Ixys Semiconductor Gmbh Vorrichtung zur umformung eines dreiphasigen spannungssystems in eine vorgebbare, einen verbraucher speisende gleichspannung
KR100258383B1 (ko) * 1996-07-16 2000-06-01 가나이 쓰도무 공기조화기(air conditioning)
US5936855A (en) * 1996-09-03 1999-08-10 Mercury Electric Corporation Harmonic correction of 3-phase rectifiers and converters
US6137700A (en) * 1997-10-08 2000-10-24 Daikin Industries, Ltd. Converter with a high power factor using a DC center point voltage
JP3341826B2 (ja) * 1998-08-31 2002-11-05 株式会社日立製作所 Ｐｗｍ／ｐａｍ制御形モータ制御装置及びそれを用いた空調機及びモータの制御方法
JP2000295853A (ja) * 1999-04-02 2000-10-20 Daikin Ind Ltd マルチレベルコンバータ
JP4337316B2 (ja) * 2001-09-28 2009-09-30 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP3971979B2 (ja) * 2002-09-13 2007-09-05 日立アプライアンス株式会社 空気調和装置
JP4601044B2 (ja) * 2004-08-30 2010-12-22 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機
JP4500857B2 (ja) * 2008-02-28 2010-07-14 株式会社日立製作所 電源回路及び、それを用いたモータ駆動装置，空調機
US8274803B2 (en) * 2009-01-09 2012-09-25 Yaskawa America, Inc. Low stress soft charge circuit for diode front end variable frequency drive

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09182441A (ja) * 1995-12-28 1997-07-11 Toshiba Corp 三相整流装置
JP2857094B2 (ja) 1995-12-28 1999-02-10 株式会社東芝 三相整流装置
JP3422218B2 (ja) 1996-10-11 2003-06-30 ダイキン工業株式会社 コンバータ
JP2001016856A (ja) * 1999-06-23 2001-01-19 Sanken Electric Co Ltd 交流−直流変換装置
JP2008245463A (ja) * 2007-03-28 2008-10-09 Daikin Ind Ltd 主回路モジュール

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2555405A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021132488A (ja) * 2020-02-20 2021-09-09 株式会社日立産機システム コンバータ装置および電力変換システム
JP7155182B2 (ja) 2020-02-20 2022-10-18 株式会社日立産機システム コンバータ装置および電力変換システム

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