DE69737199T2

DE69737199T2 - Umrichter

Info

Publication number: DE69737199T2
Application number: DE69737199T
Authority: DE
Inventors: Daikin Industries Masakazu Okamoto-cho Kusatsu-shi IIDA; Daikin Industries Reiji Okamoto-cho Kusatsu-shi KAWASIMA
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1996-10-11
Filing date: 1997-10-08
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2017-10-09
Also published as: JPH10174442A; ATE350805T1; EP0932249A1; EP0932249B1; ES2281108T3; WO1998016993A1; AU745967B2; JP3422218B2; AU4471597A; EP0932249A4; DE69737199D1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Umwandler. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen Umwandler, der eine Anordnung aufweist, bei der eine Vollweggleichrichterschaltung mit einer AC-Leistung verbunden ist und Kondensatoren, die zueinander in Serie geschaltet sind, zwischen Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung geschaltet sind.
Hintergrundtechnik
Das Dokument "THREE-PHASE DIODE RECTIFIER WITH LOW HARMONIC DISTORTION TO FEED CAPACITIVE LOADS", IEEE, Band 2, 3. März 1996 (1996-03-03), S. 932–938 offenbart einen Umwandler mit den Eigenschaften, die in dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche 1 und 2 angegeben sind.
Aus JP 03065056 A ist ein Gleichrichter bekannt zum Verringern des Verlusts in einer Umwandlungsschaltung mit hohem Leistungsfaktor und zum Verbessern der Zuverlässigkeit einer Schaltungsvorrichtung durch ein Verfahren, bei dem der Leistungsfaktor einer elektrischen Quelle entsprechend einem Laststrom beurteilt wird und ein Umschalten zwischen einer Umwandlungsschaltung mit hohem Leistungsfaktor und einer Step-up-Schaltung durchgeführt wird.
Aus "An Improved High-Power Factor and Low-Cost Three-Phase Rectifier", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, Band 33, Nr. 2, März/April 1997, S. 485–492 ist ein Verfahren bekannt zum Verbessern des Leistungsfaktors eines dreiphasigen Gleichrichters mit drei bidirektionalen aktiven Schaltern, die für einen kleinen Bruchteil der Gesamtverarbeitungsleistung benannt sind und an der Leitungsfrequenz datiert sind.
In den letzten Jahren wird schnell eine Technik entwickelt zum Verringern der Größe und zum Verbessern des Wirkungsgrads eines Wechselrichters und eines Motors, die in einer Klimaanlage verwendet werden. Aber die Verbesserung der Leistungsfähigkeit eines Umwandlers, der als Leistungsquelle für den Wechselrichter und den Motor dient, ist eine notwendige Materie zum Verbessern der Leistungsfähigkeit eines ganzen Systems. Daher muß eine technische Entwicklung eines Umwandlers mit einer hohen Leistungsfähigkeit schnell durchgeführt werden. Weiter wurde eine Störung eines Übertragungssystems oder anderer Vorrichtungen ein soziales Problem, wobei die Störung aufgrund von Oberwellen in Leistungsquellen auftritt und diese Oberwellen aus einem Leistungsumwandler austreten. In Europa wurden bereits im Jahre 1996 von IEC (International Electrotechnical Commission) Standardwerte für Oberwellen in Leistungsquellen aufgestellt (IEC100-3-2). Weiter begann in Japan von dem Jahr 1996 an eine selbstauferlegte Kontrolle für Oberwellenströme (Oberwellenleitlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte) unter der Generalisierung der Behörde für Ressourcen und Energie.
Ein in der Vergangenheit gerne verwendeter Umwandler hat eine Anordnung, bei der ein Glättungskondensator wie in 1(a) gezeigt über eine Spule zwischen Ausgangsanschlüsse einer Vollweggleichrichterschaltung geschaltet ist. Wenn der Umwandler mit dieser Anordnung verwendet wird, wird eine Vergrößerungswirkung des Stromflusswinkels eines Eingangsstroms aufgrund der Spule erwartet, wie sie in 1(b) dargestellt ist. Eine große Verbesserungswirkung des Leistungsfaktors kann jedoch nicht verwirklicht werden (der maximale Leistungsfaktor beträgt etwa 80%), weil die Verzögerung der Phase einer Grundwelle groß ist. Weiterhin kann bei den Oberwellen wie in
1(c) gezeigt der IEC-Standard (Klasse A) nicht erfüllt werden.
Unter Berücksichtigung der obigen Probleme wird ein Umwandler, wie er in 2(a) gezeigt ist, der Ladungspumpensystem genannt wird, zum Verbessern einer Leistungsfaktorgüte als Umwandler verwendet, der besonders in einer Klimaanlage verwendet wird, die mit einem 200-V-Leistungssystem einer einzigen Phase verbunden ist. Es wird eine verbesserte Güte de Leistungsfaktors von über 85% verwirklicht. Aber in diesem Umwandler bilden ein Kondensator, der in Serie zu einem Leistungsquellensystem geschaltet ist, und eine Induktivitätskomponente des Leistungsquellensystems eine Serienresonanzschaltung. Daher enthält sein Eingangsstrom in großer Menge Oberwellen zehnter bis dreißigster Ordnung, wie in 2(b) gezeigt, so dass der Umwandler eine Leistungsquelle wird, die nicht an die Oberwellenleitlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte angepasst ist, wie in 2(c) gezeigt ist. Der IEC-Standard berücksichtigt nicht die Systemimpedanz, aber es ist kein annehmbarer Pegel. Weiterhin ist eine DC-Spannung eines Umwandlers in ihrem Maximum (ohne Last) annähernd gleich einer Spitzenspannung der Leistungsquellenspannung (etwa 280V für 200-V-Leistungsquellensysteme). Die DC-Spannung sinkt entsprechend einem Ansteigen der Last aufgrund des Spannungsabfalls, der durch Einfügen der Spule bewirkt wird. Wenn die DC-Spannung sinkt, sollte ein Strom umgekehrt proportional zu der DC-Spannung erhöht werden, so dass eine Erhöhung der Kosten und eine Erhöhung der Größe eines Wechselrichters und eines Motors erforderlich sind. Weiter ist eine Ansteuerfrequenzerstreckung eines Motors in der Praxis basierend auf einer Anlegespannung festgelegt, so dass eine Erniedrigung der DC-Spannung eine Verringerung der Ansteuerfrequenzausdehnung eines Motors bewirkt.
Andererseits ist ein Umwandler eines Spannungsverdopplersystems, wie er in 3(a) gezeigt ist, weit verbreitet als Um wandler eines 100-V-Leistungssystems einer einzigen Phase. Es ist bekannt, dass eine Ausgangsspannung eine doppelte Spannung einer Leistungsquellenspannung wird und dass die Oberwellenerzeugungsmenge auf einen relativ niedrigen Pegel verringert wird, wenn dieses System verwendet wird. Wenn dieses System in einem 200-V-Leistungssystem verwendet wird, steigt die DC-Spannung übermäßig an, wenn die Last leicht ist, und die DC-Spannung erreicht die doppelte Spannung (560V) eines Spitzenwerts der Leistungsspannung, wenn die Last geöffnet ist (die Last ist unterbrochen). Daher sollten die Spannungsfestigkeiten von Teilen, die mit Bezug auf den Umwandler stromabwärts angeordnet sind, erhöht werden. Insbesondere wenn ein Leistungsumwandler oder dergleichen, der ein Schaltelement enthält, wie z.B. ein Wechselrichter, angeschlossen ist, sollte eine Spannungsfestigkeit des Schaltelements so festgelegt sein, dass sie etwa eine doppelte Spannung ist. Demzufolge steigt die Größe und steigen die Kosten der Vorrichtung sehr. Weiter eilt ein Spannungsverdopplerstrom mit Bezug auf eine Leistungsspannungsphase im grundsätzlich weit voraus, wie in 3(b) dargestellt. Der Umwandler des Spannungsverdopplersystems, der in einer Klimaanlage verwendet wird, der ein 100-V-Leistungssystem eingegeben wird, verwendet eine Spule von etwa 20% zum Erhalten eines hohen Leistungsfaktors. Wenn eine Spule mit ähnlicher Stromglättungsleistung in einem 200-V-Leistungssystem verwirklicht wird, wird eine Induktivität der Spule etwa die vierfache Induktivität. Daher weicht die Spule aufgrund des Ansteigens der Größe und des Ansteigens der Kosten einer Spule von einem Niveau praktischer Verwendung ab.
In den letzten Jahren wurde ein den Leistungsfaktor verbessernder Umwandler vorgeschlagen, wie er in 4(a) dargestellt ist, der einen Anhebezerhacker verwendet, um die Probleme der obigen Umwandler zu lösen. Dieser Umwandler steuert einen EIN-Betrieb des Anhebezerhackers so, dass eine DC-Spannung unter Verwendung einer Steuerschaltung gesteuert wird, der eine Eingangsspannung, ein Eingangsstrom, eine DC- Spannung und ein DC-Spannungsbefehlswert eingegeben werden. Ein eingegebener Leistungsfaktor kann so gesteuert werden, dass er etwa 1 ist, wie in 4(b) gezeigt ist. Weiter kann ein DC-Strom frei geändert werden, und eine Spannung kann prinzipiell unendlich angehoben werden, so dass dieser Umwandler ein idealer Umwandler ist.
Weiter ist ein Umwandler, der eine Anordnung aufweist, bei der eine Spule zwischen einen Ausgangsanschluß jeder Phase einer dreiphasigen AC-Leistungsquelle und jeden Eingangsanschluss einer dreiphasigen Gleichrichterschaltung geschaltet ist und dass ein Glättungskondensator zwischen die Anschlüsse der dreiphasigen Gleichrichterschaltung geschaltet ist, als Umwandler bekannt, der mit der dreiphasigen AC-Leistungsquelle verbunden ist, wie es in 19(a) gezeigt ist. Wenn der Umwandler mit der obigen Anordnung verwendet wird, verringern der Eingangsleistungsfaktorverbesserungseffekt und der Verringerungseffekt in einem gewissen Grad die Oberwellenströme aufgrund der Spulen, wie in 19(b) gezeigt. Aber es ist schwierig, den IEC-Standard Klasse A zu erfüllen, wie in 19(c) gezeigt, wenn die DC-Leistung einer Vorrichtung von gleich oder mehr als einigen kW zugeführt wird.
Zum Lösen des Problems kann ein PWM-Umwandler (pulse width modulation = Pulsbreitenmodulation) verwendet werden, der sechs Schaltelemente verwendet, wie er in 20(a) gezeigt ist. Wenn dieser PWM-Umwandler verwendet wird, werden Eingangsströme durch hochfrequentes Schalten gesteuert, so dass die Eingangsströme so gesteuert werden können, dass sie keine Oberwellenanteile enthalten, und sie werden so gesteuert, dass der Eingangsleistungsfaktor auf 1 festgesetzt wird. Insbesondere wird eine Ersatzschaltung jeder Phase dieses PWM-Umwandlers eine Schaltung, die in 20(c) dargestellt ist. Daher sind in dem Eingangsstrom iu keine harmonischen Anteile enthalten, wenn die Eingangsspannung vu des Umwandlers so festgelegt wird, dass sie einen Sinusverlauf hat. Ein Spannungsvektordia gramm wird also ein Diagramm, das in 20(d) gezeigt ist. Daher wird die Verringerung von Oberwellenanteilen in den Eingangsströmen verwirklicht durch Erzeugen von PWM-Mustern für die Umwandlereingangsspannungen, so dass die Umwandlereingangsspannungen so festgelegt werden, dass sie Sinusverläufe aufweisen, wobei die PWM-Muster durch ein Verfahren erzeugt werden, das zitiert ist in "current controlling method which takes parameter change of a three phase PWM converter into consideration (sansou PWM konbata no paramete-ta hendou wo kouryoshita denryuu seigyo hou)", Takaharu Takeshita, Makoto Iwasaki, Nobuyuki Matsui, Dengakuron D, Band 107, Nr. 11, S. 62.
Weiter wird ein Multiplexsystem oder Multiplexstufensystem unter Verwendung von Transformatoren in vielen Fällen in einer Hochkapazitätsvorrichtung verwendet, die in gewissem Grad eine große Kapazität aufweist, wie z.B. ein Umwandler zum Übertragen einer DC-Leistung, eine Gleichrichterschaltung für einen Schmelzofen oder dergleichen. Es wird beispielsweise ein dreiphasiges 12-Puls-Gleichrichterschaltungssystem verwendet, das in der japanischen Patentoffenlegungsgazette Tokukaihei 2-142357 zitiert ist. Die Anordnung dieses Systems ist in 2 dargestellt. Dieses System verwendet einen Transformator. Die Primärwicklungen sind in Sternverbindung geschaltet, während die Sekundärwicklungen in einer Sternverbindung und in einer Dreiecksverbindung geschaltet sind. Daher sind die Ausgangsspannungsphasen gegeneinander um π/6 versetzt. Das Doppelsystem wird verwirklicht durch Verbinden eines Paars von dreiphasigen Diodengleichrichterschaltungen parallel zueinander mit den Sekundärwindungen, die voneinander isoliert sind. In diesem System ist der Leistungsspannungssignalverlauf der u-Phase ein Signalverlauf, der in 22(a) gezeigt ist. Die Eingangsströme der dreiphasigen Diodengleichrichterschaltung sind Ströme mit einem Stromflusswinkel von 2π/3, wie in 22(b) gezeigt, und die dreiphasige Diodengleichrichterschaltung ist mit der Sternverbindung der Sekundärwicklungen des Transformators verbunden. Die Eingangsströme der dreiphasigen Diodengleichrichterschaltung sind Ströme, die mit Bezug auf die Eingangsströme, die in 22(b) dargestellt sind, eine Phasenverzögerung um π/6 aufweisen, wie es in 22(c) gezeigt ist, wobei die dreiphasige Diodengleichrichterschaltung mit der Dreiecksverbindung der Sekundärwicklungen des Transformators verbunden ist. Daher werden die Ströme, die in den Primärwicklungen der Transformatoren fließen, Ströme (s. 22(e)), die gewonnen werden durch Addieren der in 22(b) gezeigten Eingangsströme und der Ströme (s. 22(d)), die durch Durchführen einer Dreieck-Stern-Umwandlung der in 22(c) gezeigten Eingangströme gewonnen werden.
Wenn aber der Leistungsfaktorverbesserungsumwandler unter Verwendung eines Anhebezerhackers verwendet wird, wird das Steuern eines Schalters extrem kompliziert, und ein Filter hoher Potenz ist erforderlich, um eine Gegenmaßnahme für Störungen auszuarbeiten, die zu dem Leistungsquellensystem hin hinausfließen. Daher werden die Kosten sehr erhöht. Auch wird die Effizienz verringert, weil Verluste groß sind, die durch die Hochfrequenzanteile eines Stroms bedingt sind, der durch die Spule fließt.
Wenn weiter der PWM-Umwandler mit der in 20(a) gezeigten Anordnung verwendet wird, wird die Effizienz verringert entsprechend dem Hochfrequenzschalten, Störungen werden erhöht, wie der Eingangsstromverlauf und der Eingangsspannungsverlauf in 20(b) gezeigt sind, und das Steuern wird kompliziert und die Kosten werden erhöht.
Wenn weiterhin das dreiphasige 12-Puls-Gleichrichterschaltungssystem verwendet wird, das die in 21 gezeigte Anordnung aufweist, sind der Transformator und eine Mehrzahl von dreiphasigen Diodengleichrichterschaltungen erforderlich. Daher wird das System in seiner Gänze in der Größe erhöht, und das System wird sehr in seinen Kosten erhöht.
Offenbarung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung wurde angesichts der obigen Probleme durchgeführt.
Es ist eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Umwandler anzubieten, der das Steuern des Schaltens sehr vereinfacht, eine hinreichende Eingangsleistungsfaktorverbesserung verwirklicht und eine hinreichende Verringerung der Oberwellen verwirklicht.
Es ist eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Anheben einer DC-Spannung zu verwirklichen.
Es ist eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, bestimmt harmonische Anteile innerhalb eines gesamten Laständerungsbereichs zu entfernen oder zu verringern.
Es ist eine vierte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Grundwellenleistungsfaktor des Eingangsstroms auf 1 zu halten.
Es ist eine fünfte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, trotz einer Änderung einer Leistungsquellenspannung und einer Änderung des Last eine stabile DC-Spannung zu liefern.
Es ist eine sechste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Anordnung sehr zu vereinfachen.
Die vorliegende Erfindung stellt einen Umwandler gemäß den unabhängigen Ansprüchen 1 und 2 bereit. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Wenn der Umwandler gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, enthält der Umwandler die Spule, die Vollweggleichrichterschaltung mit den Eingangsan schlüssen und den Ausgangsanschlüssen, wobei diese Schaltung über die Spule mit einer AC-Leistungsquelle verbunden ist, den Glättungskondensator, der zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung geschaltet ist, die Anhebekondensatoren, die in Reihe zueinander geschaltet sind und parallel zu dem Glättungskondensator zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung geschaltet sind, das Schaltmittel, das zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung und einen Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren geschaltet ist und das Steuermittel zum Steuern des Schaltmittels zum Durchführen eines Schaltvorgangs als Reaktion auf eine Änderung der Versorgungsspannung. Daher können eine Spannungsverdopplungsgleichrichtung und eine Vollweggleichrichtung als Reaktion auf die Änderung in der Leistungsspannung miteinander abwechseln. Ein Erhöhen der DC-Spannung wird einfach innerhalb eines Bereichs durchgeführt, der größer ist als eine Spannung, die durch die Vollweggleichrichtung gewonnen wird, und kleiner als eine Spannung, die durch die Spannungsverdopplungsgleichrichtung gewonnen wird. Weiter wird ein hoher Leistungsfaktor verwirklicht ähnlich demjenigen eines Leistungsfaktorverbesserungsumwandlers unter Verwendung eines Anhebezerhackers. Die Steuerung des Schaltens ist extrem einfach, und Störungen, die zu dem Leistungsquellensystem hin ausfließen, spielen keine Rolle, so dass ein Ansteigen der Kosten stark verringert wird. Natürlich wird eine Verringerung der Oberwellen verwirklicht.
Wenn der Umwandler gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das das Schalten so steuert, dass ein Schaltvorgang einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung durchgeführt wird. Daher ist zusätzlich zu dem Betrieb und den Wirkungen der ersten Ausführungsform die Steuerung des Schaltens stärker vereinfacht.
Wenn der Umwandler gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das den Nulldurchgang der Leistungsspannung erfasst und das Steuersignal zum Einschalten des Schaltmittels für die vorbestimmte Zeitspanne als Reaktion auf das Erfassen des Nulldurchgangs ausgibt. Daher werden ein vorlaufphasenseitiger Stromflusswinkelvergrößerungseffekt aufgrund der Spannungsverdopplungsgleichrichtung und ein nachlaufphasenseitiger Stromflusswinkelvergrößerungseffekt aufgrund der Vollweggleichrichtung wirkungsvoll genutzt, so dass eine große Verbesserung des Leistungsfaktors und eine große Verbesserung der Oberwellen verwirklicht werden.
Wenn der Umwandler gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das das Steuersignal zum Einschalten des Schaltmittels für die vorbestimmte Zeitspanne ausgibt, die die Nulldurchgangszeit der Leistungsspannung in sich enthält. Daher werden die Leistungsfaktorverbesserungswirkung und die Oberwellenverbesserungswirkung erzielt.
Wenn der Umwandler gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das das Steuersignal zum Einschalten des Schaltmittels für die vorbestimmte Zeitspanne ausgibt, dessen Mittelzeit mit der Nulldurchgangszeit der Leistungsspannung zusammenfällt. Daher sind die Leistungsfaktorverbesserungswirkung und die Oberwellenverbesserungswirkung erhöht. Wenn der Umwandler gemäß der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel zum Ausgeben des Steuersignals zum Einschalten des Schaltmittels für die vorbestimmte Zeitspanne, die so festgelegt ist, dass sie die Nulldurchgangszeit der Leistungsspannung enthält, und die so festgelegt ist, dass ihre vorlaufphasenseitige Zeitspanne kürzer ist als ihre nachlaufphasenseitige Zeitspanne, wobei beide Zeitspannen mit Bezug auf die Nulldurchgangszeit bestimmt sind. Daher ist die Leistungsfaktorverbesserungswirkung vergrößert und die Oberwellenverbesserungswirkung ist noch mehr vergrößert.
Wenn der Umwandler gemäß der siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das das Ausgangssignal zum Einschalten des Schaltmittels für die im voraus festgelegte Zeitspanne ausgibt. Daher werden Betriebe und Wirkungen erzielt, die ähnlich denjenigen einer aus der ersten bis sechsten Ausführungsform ähnlich sind.
Wenn der Umwandler gemäß der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das die der Last zugeführte DC-Spannung mit dem von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswert vergleicht und das Steuersignal zum Einschalten des Steuermittels für die vorbestimmte Zeitspanne ausgibt, die die DC-Spannung dem DC-Spannungssteuerwert annähert. Daher kann zusätzlich zu den Betrieben und Wirkungen einer aus der ersten bis sechsten Ausführungsform eine DC-Spannung ausgegeben werden, die in einer mit Bezug auf den Umwandler stromabwärtsseitig gelegenen Schaltung erforderlich ist.
Wenn der Umwandler gemäß der neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, enthält der Umwandler die Spulen, die dreiphasige Vollweggleichrichterschaltung mit Eingangsanschlüssen und Ausgangsanschlüssen, wobei die Schaltung über die Spulen mit einer dreiphasigen Leistungsquelle verbunden ist, die Glättungskondensatoren, die in Reihe zueinander geschaltet sind und zwischen die Ausgangsanschlüsse der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung geschaltet sind, die Schaltmittel, von denen jedes zwischen den Eingangsanschluss jeder Phase der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung und den Verbindungspunkt zwischen den Glättungskondensatoren geschaltet ist, und das Steuermittel zum Steuern des Schaltmit tels so, dass es als Reaktion auf eine Änderung in der Leistungsspannung und/oder eine Änderung in der Last einen Schaltvorgang ausführt. Daher wird das Erhöhen der DC-Spannung einfach verwirklicht innerhalb eines Bereichs, der größer ist als eine Spannung, die durch die Vollweggleichrichtung gewonnen wird, und kleiner als eine Spannung, die durch die Spannungsverdopplungsgleichrichtung gewonnen wird. Weiter wird ein hoher Leistungsfaktor verwirklicht ähnlich demjenigen eines Leistungsfaktorverbesserungsumwandlers unter Verwendung eines Anhebezerhackers. Die Steuerung des Schaltens ist extrem einfach, und Störungen, die zu dem Leistungsquellensystem hinausfließen, spielen keine Rolle, so dass ein Ansteigen der Kosten stark verringert wird. Natürlich wird eine Verringerung von Oberwellen verwirklicht.
Wenn der Umwandler gemäß der zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, enthält der Umwandler die Spulen, die dreiphasige Vollweggleichrichterschaltung mit Eingangsanschlüssen und Ausgangsanschlüssen, wobei die Schaltung über die Spule mit einer dreiphasigen Leistungsquelle verbunden ist, die Anhebekondensatoren, die in Reihe zueinander geschaltet sind und zwischen die Ausgangsanschlüsse der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung geschaltet sind, den Glättungskondensator, der parallel zu den Anhebekondensatoren geschaltet ist, wobei der Glättungskondensator eine Kapazität aufweist, die größer als die Kapazität der Anhebekondensatoren ist, die Schaltmittel, von denen jedes zwischen den Eingangsanschluss jeder Phase der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren geschaltet ist, und das Steuermittel zum Steuern des Schaltmittels, so dass es einen Schaltvorgang durchführt als Reaktion auf eine Änderung der Leistungsspannung und/oder eine Änderung der Last. Daher werden höhere Oberwellenkomponenten in dem Eingangsstrom verringert. Das Erhöhen der DC-Spannung wird einfach verwirklicht innerhalb eines Bereichs, der größer ist als eine Spannung, die durch die Vollweggleichrichtung ge wonnen wird und kleiner als eine Spannung, die durch die Spannungsverdopplungsgleichrichtung gewonnen wird. Weiter wird ein hoher Leistungsfaktor verwirklicht ähnlich demjenigen eines Leistungsfaktorverbesserungsumwandlers unter Verwendung eines Anhebezerhackers. Die Steuerung des Schaltens ist extrem einfach, und Störungen, die zu dem Leistungsquellensystem hinausfließen, spielen keine Rolle, so dass ein Ansteigen der Kosten stark verringert ist. Natürlich wird eine Verringerung von Oberwellen verwirklicht.
Wenn der Umwandler gemäß der elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das das Schaltmittel so steuert, dass der Schaltvorgang einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung durchgeführt wird. Daher ist zusätzlich zu dem Betrieb und den Wirkungen der neunten oder zehnten Ausführungsform die Steuerung des Schaltens weiter vereinfacht. Weiter führt der Umwandler den Schaltvorgang einmal für jeden Halbzyklus der Leistungsspannung durch, so dass Nachteile wie eine Verringerung des Wirkungsgrads aufgrund eines Hochfrequenzschaltens in einem PWM-Umwandler, ein Ansteigen von Störung, ein Ansteigen von Leckstrom und ein Ansteigen von Kosten verbessert sind.
Wenn der Umwandler gemäß der zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das die EIN-Zeitspanne des Schaltmittels so festlegt, dass bestimmte Oberwellenanteile entfernt oder verringert werden. Daher können die bestimmten Oberwellenbestandteile entfernt oder verringert werden, und es werden die Betriebe und Wirkungen verwirklicht, die ähnlich denjenigen von einer aus der neunten bis elften Ausführungsform sind.
Wenn der Umwandler gemäß der dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler als Steuermittel das Mittel, das die Lastinformation erfasst und die Zeit zum Einschalten des Schaltmittels als Reaktion auf den Erfassungswert festlegt. Daher können bestimmte Oberwellenanteile entfernt oder verringert werden, und es werden Betriebe und Wirkungen verwirklicht, die ähnlich denjenigen der zwölften Ausführungsform sind.
Wenn der Umwandler gemäß der vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler das Mittel, das die EIN-Zeitspanne des Schaltmittels und die Zeit zum Einschalten des Schaltmittels so festlegt, dass die Grundwelle des Eingangsstroms und die Leistungsspannung dieselbe Phase zueinander haben. Daher wird der Grundwellenleistungsfaktor des Eingangsstroms immer auf 1 gehalten, und es werden Betriebe und Wirkungen verwirklicht, die ähnlich denjenigen einer aus der neunten bis dreizehnten Ausführungsform sind.
Wenn der Umwandler gemäß der fünfzehnten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird, verwendet der Umwandler das Mittel, das die DC-Spannung erfasst, die Differenz zwischen der erfassten DC-Spannung und dem DC-Spannungsbefehlswert berechnet und die EIN-Zeitspanne des Schaltmittels als Reaktion auf den berechneten Unterschied festlegt. Daher kann trotz einer Änderung der Leistungsspannung und einer Änderung der Last eine stabile DC-Spannung geliefert werden und es werden Betriebe und Wirkungen verwirklicht, die ähnlich denjenigen einer aus der neunten bis elften Ausführungsform sind.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1(a) ist ein elektrisches Schaltbild, das ein Beispiel für einen herkömmlichen Umwandler zeigt;
1(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
1(c) ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen, den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
2(a) ist ein elektrisches Schaltbild, das ein weiteres Beispiel für einen herkömmlichen Umwandler zeigt;
2(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
2(c) ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen, den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
3(a) ist ein elektrisches Schaltbild, das noch ein weiteres Beispiel für einen herkömmlichen Umwandler zeigt;
3(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
4(a) ist ein elektrisches Schaltbild, das noch ein weiteres Beispiel für einen herkömmlichen Umwandler zeigt;
4(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
5 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7(a) bis 7(d) sind Diagramme, die Signalverläufe jedes Abschnitts des Umwandlers von 6 zeigen;
8 ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen des Umwandlers von 6, den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
9 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10(a) bis 10(d) sind Diagramme, die Signalverläufe jedes Abschnitts des Umwandlers von 9 zeigen;
11 ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen des Umwandlers von 9, den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
12 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
13(a) bis 13(e) sind Diagramme, die Signalverläufe jedes Abschnitts des Umwandlers von 12 zeigen;
14 ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen des Umwandlers von 12, den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
15 ist ein Diagramm, das eine Änderung einer Ausgangsspannung mit Bezug auf eine EIN-Zeitspanne eines Zweiwegschalters zeigt;
16 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
17 ist ein Diagramm, das ein abgewandeltes Beispiel des Umwandlers von 16 zeigt;
18 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
19(a) ist ein Diagramm, das eine herkömmliche Gleichrichterschaltung vom Drosseleingangstyp zeigt;
19(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
19(c) ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
20(a) ist ein Diagramm, das einen herkömmlichen PWM-Umwandler zeigt;
20(b) ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf zeigt;
20(c) ist ein Diagramm, das ein Ersatzschaltbild für jede Phase des herkömmlichen PWM-Umwandler zeigt;
20(d) ist ein Diagramm, das ein Spannungszeigerdiagramm zeigt;
21 ist ein Diagramm, das ein herkömmliches dreiphasiges 12-Puls-Gleichrichterschaltungssystem zeigt;
22(a) bis 22(e) sind Diagramme, die Signalverläufe jedes Abschnitts des herkömmlichen dreiphasigen 12-Puls-Gleichrichterschaltungssystems zeigen;
23 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
24 ist ein Diagramm, das einen Eingangsspannungsverlauf und einen Eingangsstromverlauf des Umwandlers von 23 zeigt;
25 ist ein Diagramm, das Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen des Umwandlers von 23 und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt;
26(a) bis 26(f) sind Diagramme, die Signalverläufe jedes Abschnitts des Umwandlers von 23 zeigen;
27 ist ein Diagramm, das einen Umwandlereingangsspannungsverlauf in Abhängigkeit von der Änderung einer EIN-Zeitspanne eines Zweiwegschalters zeigt;
28 ist ein Diagramm, das Änderungseigenschaften der Eingangsstromoberwellenanteile mit Bezug auf die EIN-Zeitspanne zeigt;
29(a) und 29(b) sind Diagramme, die die Leistungsspannung und die Änderung der Umwandlereingansspannung in Abhängigkeit von der Änderung der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters zeigen;
30 ist ein Diagramm, das Änderungseigenschaften der Oberwellenströme jeder Ordnung mit Bezug auf die Eingangsleitung zeigt;
31 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
32(a) und 32(b) sind Diagramme, die Vektordiagramme zeigen, die einer schweren Last und einer leichten Last entsprechen;
33 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
34(a) und 34(b) sind Diagramme, die Vektordiagramme zeigen, die einer vorlaufenden Phase und einer nachlaufenden Phase entsprechen;
35 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
36 ist ein Diagramm, das Änderungseigenschaften der Oberwellenströme jeder Ordnung mit Bezug auf die Eingangsspannung bei maximaler Last zeigt;
37 ist ein Diagramm, das Änderungseigenschaften der Oberwellenströme jeder Ordnung mit Bezug auf die Eingangsleistung unter Steuerung der DC-Spannung zeigt;
38 ist ein Diagramm, das Änderungseigenschaften der DC-Spannung mit Bezug auf die Eingangsleistung zeigt;
39 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
40 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
41(a) ist ein Diagramm, das einen Umwandlereingangsspannungsverlauf zeigt;
41(b) ist ein Diagramm, das einen Kondensatorwelligkeitsspannungsverlauf zeigt; und
42 ist ein Diagramm, das eine Beziehungen zwischen Oberwellenerzeugungsmengen des Umwandlers von 41 und den Oberwellenstandards nach IEC-Klasse A zeigt.
Beste Art zum Ausführen der Erfindung
Im folgenden werden mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben.
5 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Bei diesem Umwandler ist eine Vollweggleichrichterschaltung 2 über eine Spule 1 zwischen Anschlüsse einer (nicht gezeigten) AC-Leistungsquelle geschaltet. Ein Glättungskondensator C2 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse des Vollweggleichrichters 2 geschaltet. Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C11 und C12, die in Reihe zueinander geschaltet sind, sind parallel zu dem Glättungskondenstor C2 zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet, wobei die Anhebekondensatoren C11 und C12 dieselbe Kapazität haben. Ein Zweiwegschalter S1 ist zwischen einen Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet. Weiter ist ein Steuerabschnitt 3 bereitgestellt, der den Zweiwegschalter S1 so steuert, dass er bei jedem Halbzyklus der Leistungsspannung ein Schalten durchführt.
Der Steuerabschnitt 3 enthält einen Pulsbreitensteuerabschnitt 3a zum Ausgeben eines Pulssignals mit einer Pulsbreite, die einem von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswert entspricht, und eine Treiberschaltung 3b zum Einlesen des von dem Pulsbreitensteuerabschnitt 3a ausgegebenen Pulssignals und zum Ausgeben eines Treibersignals zum Steuern des Zweiwegschalters S1. Das von dem Pulsbreitensteuerabschnitt 3a ausgegebene Pulssignal ist ein Signal zum Durchführen des Schaltens des Zweiwegschalters S1 einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung.
Wenn der Umwandler der ersten Ausführungsform verwendet wird, kann der Zweiwegschalter S1 einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung geschaltet werden. Ferner wird eine Spannungsverdopplungsgleichrichtung während einer EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 durchgeführt, während eine Vollweggleichrichtung während einer AUS-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 durchgeführt wird. Die durch die Spannungsverdopplungsgleichrichtung gewonnene DC-Spannung oder die durch Vollweggleichrichtung gewonnene DC-Spannung wird nicht so, wie sie ist, einer Last zugeführt, sondern sie wird in einem durch den Glättungskondensator C2 geglätteten Zustand zugeführt. Daher wird das Erhöhen der DC-Spannung leicht innerhalb eines Bereichs verwirklicht, der gleich groß wie oder größer als eine Spannung ist, die durch die Vollweggleichrichtung gewonnen wird, und der kleiner als eine Spannung ist, die durch die Spannungsverdopplungsgleichrichtung gewonnen wird. Weiter wird ein hoher Leistungsfaktor verwirklicht ähnlich dem eines Leistungsfaktorverbesserungsumwandlers unter Verwendung eines Anhebezerhackers. Die Steuerung des Schaltens ist extrem einfach, und Störungen, die zu dem Leistungsquellensystem hinausfließen, sind nicht von Bedeutung, so dass ein Ansteigen der Kosten stark verringert wird. Natürlich wird eine Verringerung der Oberwellen verwirklicht.
In dieser Ausführungsform ist der Zweiwegschalter S1 zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet, wobei der Eingangsanschluss mit der Leistungsquelle verbunden ist, ohne dass die Spule 1 dazwischenliegt. Der Zweiwegschalter S1 kann aber auch zwischen den anderen Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet sein, so dass Betriebe und Wirkungen verwirklicht werden können, die ähnlich denen der obigen Anordnung sind.
6 ist ein Diagramm, das einen Umwandler gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Bei diesem Umwandler ist eine Vollweggleichrichterschaltung 2 über eine Spule 1 zwischen Anschlüsse der (nicht gezeigten) Leistungsversorgung geschaltet. Ein Glättungskondensator C2 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet. Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C11 und C12, die zueinander in Reihe geschaltet sind, sind parallel zu dem Glättungskondensator C2 zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet, wobei die Anhebekondensatoren C11 und C12 dieselbe Kapazität haben. Ein Zweiwegschalter S1 ist zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet. Ferner ist ein Steuerabschnitt 13 bereitgestellt, der den Zweiwegschalter S1 so steuert, dass er einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung ein Schalten durchführt.
Der Steuerabschnitt 13 enthält einen Leistungsspannungsdetektor 13a zum Erfassen einer Leistungsspannung der AC-Leistungsquelle, einen Komparator 13b zum Vergleichen einer Größe eines von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswerts mit der erfaßten Leistungsspannung und zum Ausgeben eines Vergleichsergebnissignals, und eine Treiberschaltung 13c zum Einlesen des von dem Komparator 13b ausgegebenen Vergleichsergebnissignals und zum Ausgeben eines Treibersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1. Insbesondere wird der Zweiwegschalter S1 so gesteuert, dass er einschaltet, wenn der DC-Spannungsbefehlswert größer als die erfasste Leistungsspannung ist. Daher wird das Schalten einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung durchgeführt, indem die Zeit als Startpunkt festgelegt wird, wobei die Zeit beispielsweise eine Zeit ist, zu der der DC-Spannungsbefehlswert die erfasste Leistungsspannung überschreitet.
Der Betrieb des Umwandlers der zweiten Ausführungsform wird detailliert beschrieben unter Bezugnahme auf die in 7(a) bis 7(d) dargestellten Signalverlaufsdiagramme. Wenn der Umwandler in einem eingeschwungenen Zustand ist, halten die Anhebekondensatoren C11 und C12 in einem anfänglichen Zustand elektrische Ladungen (s. Zeit t0 in 7(a) bis 7(d)), wobei die elektrischen Ladungen während eines vorausgehenden Zyklus geladen wurden. Daher haben die Anhebekondensatoren C11 und C12 ein konstantes Potential. Im folgenden werden die Vorgänge jedes in 7(a) bis 7(d) dargestellten Modus beschrieben. Bei der Beschreibung wird hauptsächlich der Betrieb des Anhebekondensators C11 beschrieben.
Modus 1 (vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t2)
Der Zweiwegschalter S1 ist im Anfangszustand T0 bereits eingeschaltet, und die Umwandlerschaltung führt die Spannungsverdopplungsgleichrichtung durch. Der Anhebekondensator C11 wird von der Anfangsbedingung aus weiter geladen, bis der Zweiwegschalter S1 ausschaltet, so dass die Spannung zwischen den beiden Anschlüssen des Anhebekondensators steigt (s. VC11 in 7(a)). Während dieser Zeitspanne fließt ein Kondensatorladestrom IC11, so dass ein Stromflusswinkel des Eingangsstroms durch den Ladestrom (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit einem Entladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 4 kombiniert ist) des Ladekondensators C11 erhöht. Tatsächlich beginnt der Eingangsstrom das Leiten von einem Zeitpunkt früher als die Zeit t1 an aufgrund der während des vorigen Halbzyklus in der Spule 1 geladenen Energie, so dass der Stromflusswinkel stark vergrößert wird, wobei die Zeit t1 eine Zeit ist, zu der das Potential des Anhebekondensators C11 kleiner wird als die Eingangsspannung.
Modus 2 (vom Zeitpunkt t2 zum Zeitpunkt t3)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet AUS, nachdem eine vorbestimmte Zeit vorüber ist (Zeitpunkt t2), und der Umwandler wechselt seinen Betrieb auf den Vollweggleichrichterbetrieb. Das Potential des Anhebekondensators C11 wird bis zu dem nächsten Spannungsverdopplungsgleichrichtvorgang gehalten (dem Einschalten des Zweiwegschalters S1).
Modus 3 (vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t5)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet EIN, nachdem eine vorbestimmte Zeit vorüber ist (Zeitpunkt t3), und der Umwandler ändert seinen Betrieb zum Spannungsverdopplungsgleichrichterbetrieb. Der Anhebekondensator C11 wird weiter geladen, bis das Potential des Anhebekondensators C12 größer als die Eingangsspannung wird. Daher steigt die Spannung zwischen den beiden Anschlüssen des Anhebekondensators C11. Während dieser Zeitspanne fließt ein Kondensatorladestrom IC11, so dass der Eingangsstrom in seinem Nachlaufphasenwinkel stärker erhöht wird als bei dem Vollweggleichrichtvorgang durch den Ladestrom des Anhebekondensators C11 (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit einem Entladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 6 kombiniert ist). Weiter wird das Abfallen des Stromes durch die geladene Energie der Spule 1 verzögert, so dass der Stromflusswinkel weiter vergrößert wird.
Modus 4 (vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t7)
Der nächste Halbzyklus (der Halbzyklus, in dem die Leistungsspannung negativ ist) wird begonnen, das Potential des Anhebekondensators C12 wird kleiner als der Absolutwert der Leistungsspannung, so dass der Anhebekondensator C12 sich zu laden beginnt (Zeitpunkt t6), während der Anhebekondensator C11 sich zu entladen beginnt. Der Anhebekondensator C11 entlädt sich weiter, bis der Zweiwegschalter S1 ausgeschaltet wird (Zeitpunkt t7). Der Eingangsstrom beginnt das Leiten aufgrund des Endladestroms des Anhebekondensators C11 (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit einem Ladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 1 kombiniert ist) von einem früheren Zeitpunkt an. Daher wird der Stromflusswinkel vergrößert. Weiter wird der Stromflusswinkel beim Abfallen des Stroms weiter vergrößert durch den Stromflusswinkelvergrößerungseffekt aufgrund der Spule 1, wie er ähnlich in dem Modus 1 ist.
Modus 5 (vom Zeitpunkt t7 zum Zeitpunkt t8)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet AUS, und der Umwandler ändert seinen Betrieb auf die Vollweggleichrichtung. Daher nimmt der Anhebekondensator C11 einen Nicht-Leit-Zustand an, und der Eingangsstrom lädt direkt den Anhebekondensator C12. Das Potential des Anhebekondensators C11 wird natürlich bis zu dem nächsten Spannungsverdopplungsgleichrichtvorgang gehalten (dem Einschalten des Zweiwegschalters S1).
Modus 6 (vom Zeitpunkt t8 zum Zeitpunkt t10)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet EIN, und der Anhebekondensator C11 wird weiter entladen, bis das Potential des Anhebekondensators C11 gleich dem Absolutwert der Leistungsspannung wird (Zeitpunkt t9). Der Eingangsstrom wird in seinem Nachlaufphasenwinkel durch den Ladestrom (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit einem Entladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 3 kombiniert ist) des Anhebekondensators C11 mehr erhöht als bei dem Vollweggleichrichtvorgang. Tatsächlich wird das Abfallen des Eingangsstroms durch die geladene Energie der Spule 1 verzögert, so dass der Stromflusswinkel weiter vergrößert wird und der Stromflusswinkel beim Abfallen weiter vergrößert wird. Wenn der Anhebekondensator C11 sein Entladen beendet hat, kehrt das Potential des Anhebekondensators C11 auf seinen Anfangswert zurück, und der Betrieb kehrt zu Modus 1 zurück.
Der Anhebekondensator C12 hat eine Kapazität, die dieselbe wie die Kapazität des Anhebekondensators C11 ist, wie es ähnlich der Anordnung der Spannungsverdopplungsgleichrichterschaltung ist. Daher führt der Anhebekondensator C12 mit einer Verzögerung von einem halben Zyklus einen Betrieb durch, der ähnlich dem obigen Betrieb ist.
Das Obige zusammenfassend wird das Erhöhen der DC-Spannung Vdc verwirklicht durch Betreiben des Anhebekondensators C11 (des Anhebekondensators C12) in einem Spannungsverdopplerbetrieb, so dass die elektrische Ladung, die größer als die durch den Vollweggleichrichtvorgang geladene elektrische Ladung ist, geladen wird. Die DC-Spannung Vdc kann durch die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 innerhalb eines Bereichs gesteuert werden, wobei dieser Bereich größer als die Vollweggleichrichtungsausgangsspannung und kleiner als die Spannungsverdopplungsgleichrichtungsausgangsspannung ist. Daher wird die DC-Spannung Vdc einfach erhöht durch Verlängern der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1, wenn die Last schwer ist und die DC-Spannung sinkt. Andererseits wird die DC-Spannung Vdc einfach daran gehindert, zu sehr anzusteigen, indem die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 verkürzt wird, wenn die Last leicht ist zum Erhöhen der DC-Spannung. wenn der Umwandler eine Maßnahme ist, um den Oberwellen entgegenzutreten, wird die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 so festgelegt, dass sie etwa 2 ms bis 4 ms beträgt, so dass die Ladeströme und die Entladeströme der Anhebekondensatoren C11 und C12 einen Stromflusswinkelvergrößerungseffekt auf der Vorlaufphasenseite und der Nachlaufphasenseite haben. Daher wird der Stromflusswinkel sehr erhöht, so dass ein Umwandler mit hoher Leistungsfähigkeit verwirklicht wird, wobei dieser Umwandler einen hohen Leistungsfaktor und geringe Oberwellen aufweist.
8 veranschaulicht die Kompatibilität der Oberwellenerzeugungsmenge des Umwandlers dieser Ausführungsform und der Oberwellenrichtlinie für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte. Wie aus 8 ersichtlich, ist der Umwandler dieser Ausführungsform eine Leistungsquelle mit geringen Oberwellen, die kompatibel zu der Oberwellenrichtlinie für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte ist. weiter ist die Eingangsleistung des Umwandlers dieser Ausführungsform ein hoher Leistungsfaktor von 97%.
Die auf der Eingangsseite der Vollweggleichrichterschaltung 2 verwendete Spule 1 erfordert keine große Stromglättungskraft, wobei die Spule verschieden ist von einer Spule, die in einem herkömmlichen Spannungsverdopplungsgleichrichtsystem verwendet wird. Daher wird die obige hohe Leistungsfähigkeit mit einer Spule von 8% bis 9% erreicht.
Weiter ist das Schalten ein einfaches Schalten, das Schalten einmal in jedem Halbzyklus durchführt. Daher ist der Steuerabschnitt 13 in seiner Schaltungsanordnung vereinfacht und in seinen Kosten verringert. Es wird auch verhindert, dass eine Störungserzeugung aufgrund eines Trägers und dergleichen auftritt, wobei die Störungserzeugung das Problem bei einem Leistungsfaktorverbesserungsumwandler unter Verwendung eines Anhebezerhackers war, wie er in 4 gezeigt ist. Weiter fließen keine Oberwellenwelligkeitsanteile des Stroms aufgrund eines hochfrequenten Schaltens durch die Spule 1, so dass die Oberwellenverluste der Spule 1 verringert sind und der Wirkungsgrad des Umwandlers mit Bezug auf einen Leistungsfaktorverbesserungsumwandler unter Verwendung eines Anhebezerhackers, wie er in 4 gezeigt ist, verbessert ist.
9 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Bei diesem Umwandler ist eine Vollweggleichrichterschaltung 2 über eine Spule 1 zwischen Anschlüsse der (nicht gezeigten) Leistungsquelle geschaltet. Ein Glättungskondensator C2 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet. Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C11 und C12, die zueinander in Reihe geschaltet sind, sind parallel zu dem Glättungskondensator C2 zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet, wobei die Anhebekondensatoren C11 und C12 jeweils die gleiche Kapazität haben. Ein Zweiwegschalter S1 ist zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet. Und ein Steuerabschnitt 23 zum Steuern des Zweiwegschalters S1 zum Durchführen eines Schaltens einmal für jeden Halbzyklus der Leistungsspannung.
Der Steuerabschnitt 23 enthält einen Leistungsspannungserfassungsabschnitt 23a zum Erfassen einer Leistungsspannung einer (nicht gezeigten) AC-Leistungsquelle, einen Komparator 23b zum Vergleichen eines von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswerts mit der erfassten Leistungsspannung in ihren Größen und zum Ausgeben eines Vergleichsergebnissignals, einen Phaseneinsteller 23c zum Einlesen des Vergleichsergebnissignals von dem Komparator 23b und zum Einstellen einer Phase so, dass eine Zeitspanne auf der Vorlaufphasenseite mit Bezug auf einen Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung verkürzt wird, und eine Treiberschaltung 23d zum Einlesen des Ausgangssignals des Phaseneinstellers 23c und zum Ausgeben eines Treibersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1. Insbesondere ändert diese Ausführungsform nie die Länge der Zeitspanne zum Einschalten des Zweiwegschalters S1, verkürzt die Zeitspanne auf der Vorlaufphasenseite mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung und vergrößert die Zeitspanne in der Nachlaufphasenseite mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung, während die Ausführungsform von 6 den Zweiwegschalter S1 so steuert, dass er für die Zeitspanne einschaltet, die synchron mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung ist, wobei dieser Punkt in der Mitte der Zeitspanne liegt. Daher wird das Schalten des Zweiwegschalters S1 einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung durchgeführt, wobei dieser Zyklus in seinem Startpunkt so festgelegt wird, dass er eine erste Zeit ist, die bestimmt wird durch Anwenden der Phaseneinstellung auf der Grundlage einer zweiten Zeit, z.B. wenn der DC-Spannungsbefehlswert die erfasste Leistungsspannung überschreitet.
Wenn diese Ausführungsform verwendet wird, werden die Lade- und Entladevorgänge des Spannungsverdopplerstroms erleichtert durch geeignetes Kürzen der Zeitspanne auf der Vorlaufphasen seite mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung, wobei diese Zeitspanne ein Teil des EIN-Signals des Zweiwegschalters S1 ist. Daher wird die Spitze des Eingangsstroms stark verringert, so dass ein guter Stromverlauf erzielt wird, der wenig Welligkeit aufweist. 10(a) bis 10(d) zeigen Signalverläufe jedes Abschnitts, wenn der Zweiwegschalter S1 durch Verwenden dieser Ausführungsform gesteuert wird. Wie aus 10(a) bis 10(d) ersichtlich, ist klar, dass der Eingangsstrom einen guten Stromverlauf aufweist, der eine geringe Welligkeit hat und der eine geringe Stromspitze aufgrund des Spannungsverdopplerstroms aufweist. Weiter zeigt 11 die Oberwellenerzeugungsmenge, wenn der Zweiwegschalter S1 unter Verwendung dieser Ausführungsform gesteuert wird. Wie aus 11 ersichtlich ist klar, dass die niedrigeren Oberwellen verglichen mit 8 stark verringert sind und dass ein High-Fidelty-Umwandler verwirklicht wird, der die Oberwellenstandardwerte der IEC-Klasse A erfüllt, was ein sehr strenger Standard ist im Vergleich zu den Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte. Weiter ist der Eingangsleistungsfaktor dieser Ausführungsform ein hoher Leistungsfaktor von 92%, der in gewisser Weise niedriger ist mit Bezug auf den Eingangsleistungsfaktor der in 6 gezeigten Ausführungsform, weil die Phase der Grundwelle verzögert ist.
Die Beschreibung erfolgt mehr im Detail.
Wenn der Zweiwegschalter S1 durch die Ausführungsform von 6 gesteuert wird, wird das Steuersignal für den Zweiwegschalter S1 ein Pulsverlauf, der rechts und links synchron ist mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung, der die Mitte des Pulsverlaufs ist. Wenn diese Steuerung verwendet wird, wird der Vollweggleichrichterstrom (Modus 2 und Modus 5 in 7) mit Bezug auf die Leistungsspannung durch die Spule 1 verzögert, so dass die Stromwelligkeit an dem Wechselpunkt zwischen der Spannungsverdopplungsgleichrichtung und der Vollweggleichrichtung steigt und dass die Verringerungskraft zum Verringern der Oberwellen aufgrund des Ansteigens in der Stromwelligkeit geschwächt wird. Wie aus den in 7(a) bis 7(d) gezeigten Signalverläufen klar ist, wird die Stromwelligkeit an dem Übergangspunkt zwischen der Spannungsverdopplungsgleichrichtung und der Vollweggleichrichtung erzeugt, und es ist klar, dass das Ansteigen der Oberwellenanteile der siebten Ordnung, der dreizehnten Ordnung und dergleichen bewirkt wird, wobei die Oberwellenanteile in der in 8 gezeigten Oberwellenverteilung zu finden sind. Weiter ist klar, dass die Oberwellenstandardwerte der IEC-Klasse A nicht erfüllt sind.
Es ist leicht gedacht, dass die Kapazität der Spule zum Verringern der Stromwelligkeit erhöht wird. Aber ein großer Einfluss auf das Verringern der Stromwelligkeit wird nicht erwartet, wenn lediglich die Kapazität der Spule eingestellt wird. Der Grund ist folgender: Die geladene Energie ist auch dann zwischen der Vollweggleichrichtung und der Spannungsverdopplungsgleichrichtung verschieden, wenn die Spulen untereinander denselben Wert haben. Ein Ungleichgewicht in dem Spitzenunterdrückungseffekt der Spule wird zwischen der Vollweggleichrichtung und der Spannungsverdopplungsgleichrichtung erzeugt. Das heißt, dass der Stromspitzenunterdrückungseffekt während des Spannungsverdopplungsgleichrichtvorgangs aufgrund des Ansteigens der Kapazität der Spule kleiner ist im Vergleich zu dem Stromspitzenunterdrückungseffekt während des Vollweggleichrichtvorgangs, so dass die Spitze in dem Spannungsverdopplerbetriebsstrom erhöht wird und das Ansteigen von Oberwellen mittlerer Ordnungen aufgrund des Ansteigens der Spitze bewirkt wird.
Wenn jedoch diese Ausführungsform verwendet wird, ist die Zeitspanne auf der Vorlaufphasenseite des EIN-Signals des Zweiwegschalters S1 mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt geeignet verkürzt, so dass der Unterschied zwischen dem Stromspitzenunterdrückungseffekt während des Spannungsverdopplungsgleichrichtvorgangs und dem Stromspitzenunterdrückungseffekt während des Vollweggleichrichtvorgangs verringert ist. Daher wird die Stromspitze stark verringert, wie in der obigen Beschreibung beschrieben ist.
Das Steuersignal für den Zweiwegschalter S1 gemäß dieser Ausführungsform wird verwirklicht durch Verringern des Pegels des DC-Spannungsbefehls zu einem gewissen Grad und durch Einstellen der Phase des Steuersignals für den Zweiwegschalter S1 unter Verwendung des Phaseneinstellers, er wie z.B. in 9 gezeigt ist, so dass der Steuerabschnitt in seiner Anordnung vereinfacht wird. Weiter wird die Kapazität der Spule in gewissem Umfang größer (z.B. 12%) im Vergleich zu der Kapazität der Spule in der Ausführungsform von 6 zum Unterdrücken der Stromwelligkeit, aber sie ist hinreichend kleiner als die Kapazität der Spule in dem Spannungsverdopplungsgleichrichtsystem. Natürlich wird die Steuerung der DC-Ausgangsspannung über den DC-Spannungsbefehl verwirklicht.
12 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In diesem Umwandler ist eine Vollweggleichrichterschaltung über eine Spule 1 zwischen Anschlüsse der (nicht gezeigten) Leistungsquelle geschaltet. Ein Glättungskondensator C2 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet. Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C11 und C12, die zueinander in Reihe geschaltet sind, sind parallel zu dem Glättungskondensator C2 zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet, wobei die Anhebekondensatoren C11 und C12 untereinander dieselbe Kapazität haben. Ein Zweiwegschalter S1 ist zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet. Ein Steuerabschnitt 33 ist bereitgestellt, der den Zweiwegschalter S1 so steuert, dass er ein mal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung ein Schalten durchführt.
Der Steuerabschnitt 33 enthält einen Nulldurchgangserfassungsabschnitt 33a zum Erfassen eines Nulldurchgangs einer Leistungsspannung, eine Pulsbreitensteuerschaltung 33b zum Einlesen eines von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswerts und des Nulldurchgangserfassungssignals und zum Ausgeben eines Signals, das ansteigt durch Festlegen des Nulldurchgangspunkts der Leistungsspannung als Startpunkt und das zu einer Zeit abfällt, die auf der Grundlage des Ablaufs einer dem DC-Spannungsbefehlswert entsprechenden Zeitspanne festgelegt wurde, und eine Treiberschaltung 33c zum Einlesen des Ausgangssignals von der Pulsbreitensteuerschaltung 33b und zum Ausgeben eines Treibersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1.
Der Betrieb und die Wirkung des Umwandlers dieser Ausführungsform wird im Detail beschrieben unter Bezug auf die in 13(a) bis 13(e) gezeigten Signalverläufe. Wenn der Umwandler in einem eingeschwungenen Zustand ist, halten die Anhebekondensatoren C11 und C12 eine elektrische Ladung in dem Anfangszustand (s. Zeitpunkt t0 in 13(a) bis 13(e)), wobei die elektrische Ladung während des vorausgegangenen Zyklus geladen wurde. Daher haben die Anhebekondensatoren C11 und C12 ein konstantes Potential. Im folgenden werden die Vorgänge jedes Modus beschrieben, die in 13(a) bis 13(e) dargestellt sind. Bei der Beschreibung wird hauptsächlich der Betrieb des Anhebekondensators C11 beschrieben.
Modus 1 (vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet ein, wenn der Nulldurchgang der Leistungsspannung erfasst wird, so dass der Umwandler den Spannungsverdopplungsgleichrichtvorgang beginnt. Der Anhebekondensator C11 wird von seiner Anfangsbedingung weiter geladen, bis der Zweiwegschalter S1 ausschaltet, so dass die Span nung zwischen beiden Anschlüssen des Anhebekondensators C11 steigt (s. VC11 in 13(a)). Während dieser Zeitspanne fließt ein Kondensatorladestrom IC11, so dass der Eingangsstrom seinen Stromfluss durch den Ladestrom des Anhebekondensators C11 (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit einem Entladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 4 kombiniert ist) zu einer früheren Zeit beginnt.
Modus 2 (vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet aus, nachdem eine vorbestimmte Zeit vergangen ist (Zeitpunkt t1), und der Umwandler ändert seinen Betrieb auf den Vollweggleichrichterbetrieb. Das Potential des Anhebekondensators C11 wird bis zu dem nächsten Spannungsverdopplungsgleichrichterbetrieb (Einschalten des Anhebekondensators C11) gehalten. Der Eingangsstrom lädt direkt den Glättungskondensator C2, und der Stromflusswinkel auf der Nachlaufphasenseite wird durch die Spule 1 vergrößert.
Modus 3 (vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3)
Wenn der Glättungskondensator C2 sein Laden beendet hat (Zeitpunkt t2), nimmt der Eingangsstrom einen Nichtleitzustand an, so dass der Umwandler bis zu der Erfassung des nächsten Nulldurchgangserfassungssignals der Leistungsspannung in eine Stoppperiode eintritt.
Modus 4 (vom Zeitpunkt t3 bis zum Zeitpunkt t4)
Der Anhebekondensator C11 beginnt sein Entladen, wenn der Zweiwegschalter S1 zu einer Erfassungszeit (Zeitpunkt t3) des Nulldurchgangserfassungssignal der Leistungsspannung einschaltet. Der Anhebekondensator C11 entlädt sich weiter bis zu dem Ausschalten (Zeitpunkt t4) des Zweiwegschalters S1 oder bis das Potential des Anhebekondensators C11 das Anfangspotential erreicht (in dem eingeschwungenen Zustand stimmen die Zeit spanne von t0 bis t1 und die Zeitspanne von t3 bis t4 miteinander überein, so dass das Potential zu dem Potential seines Anfangszustands zurückkehrt). Der Eingangsstrom beginnt seinen Stromfluss durch den Entladestrom des Anhebekondensators C11 (tatsächlich ein kombinierter Strom, der mit dem Ladestrom des Anhebekondensators C12 im Modus 1 kombiniert ist) von einem früheren Zeitpunkt an, so dass der Stromflusswinkel vergrößert wird.
Modus 5 (vom Zeitpunkt 4 bis zum Zeitpunkt t5)
Der Zweiwegschalter S1 schaltet aus, nachdem eine vorbestimmte Zeit vergangen ist (Zeit t4), und der Umwandler ändert seinen Betrieb in den Vollweggleichrichterbetrieb, so dass der Stromflusswinkel auf der Nachlaufphasenseite vergrößert wird, wobei dieser Betrieb ähnlich dem Betrieb im Modus 2 ist.
Modus 6 (Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t6)
Wenn der Glättungskondensator C2 sein Laden beendet hat (Zeitpunkt t5), nimmt der Eingangsstrom einen Nichtleitzustand an. Der Betrieb kehrt zu Modus 1 zurück, wenn das nächste Nulldurchgangserfassungssignal der Leistungsspannung erfasst wird.
Der Anhebekondensator C12 hat eine Kapazität, die dieselbe ist wie die Kapazität des Anhebekondensators C11, wie es ähnlich der Anordnung der Spannungsverdopplungsgleichrichterschaltung ist. Daher führt der Anhebekondensator C12 mit einer Verzögerung von einem halben Zyklus Vorgänge durch, die ähnlich dem obigen Betrieb sind.
Das Obige zusammenfassend wird das Erhöhen der DC-Spannung Vdc verwirklicht durch Betreiben des Anhebekondensators CF (des Anhebekondensators C12) in dem Spannungsverdopplerbetrieb, um die elektrische Ladung zu laden, die größer ist als die elektrische Ladung, die durch den Vollweggleichrichterbetrieb gela den wird. Die DC-Spannung Vdc kann durch die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 in einem Bereich beliebig gesteuert werden, wobei der Bereich größer als die Vollweggleichrichterausgangsspannung und kleiner als die Spannungsverdopplungsgleichrichterausgangsspannung ist. Daher wird die DC-Spannung Vdc einfach erhöht durch Verlängern der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1, wenn die Last schwer ist und die DC-Spannung verringert wird. Andererseits wird die DC-Spannung Vdc einfach daran gehindert, zu sehr anzusteigen, indem die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 verkürzt ist, wenn die Last leicht ist zum Erhöhen der DC-Spannung. wenn der Umwandler eine Maßnahme ist, um Oberwellen entgegenzutreten, wird die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 so festgelegt, dass sie etwa 2 ms bis 4 ms beträgt, so dass die Ladeströme und die Entladeströme der Anhebekondensatoren C11 und C12 einen Stromflusswinkelvergrößerungseffekt auf der Vorlaufphasenseite und der Nachlaufphasenseite haben. Daher wird der Stromflusswinkel stark vergrößert, so dass ein Umwandler mit hoher Leistungsfähigkeit verwirklicht wird, wobei der Umwandler einen hohen Leistungsfaktor und geringe Oberwellen aufweist. Weiter ist der Umwandler ein Umwandler vom Drosseleingangstyp, so dass die Erzeugung von Oberwellen mittlerer Ordnung aufgrund der Impedanzkomponente des Leistungsquellensystems nicht verwirklicht wird.
14 zeigt Koordinaten der Oberwellenerzeugungsmenge des Umwandlers dieser Ausführungsform und die Oberwellenstandardwerte der IEC-Klasse A. Wie aus 14 ersichtlich ist der Umwandler dieser Ausführungsform eine Leistungsquelle mit kleinen Oberwellen, die kompatibel zu dem IEC-Standard ist. Die japanische Oberwellenrichtlinie (die Oberwellenrichtlinien für elektrische Hausgeräte und Populärgeräte) hat Werte, die im Hinblick auf die Standardwerte der IEC-Klasse A erleichtert sind, so dass der Umwandler die japanische Oberwellenrichtlinie mit einer Reserve erfüllt. Weiter ist die Eingangsleistung des Umwandlers dieser Ausführungsform ein hoher Leistungsfaktor von 93%.
Die auf der Eingangsseite der Vollweggleichrichterschaltung 2 in einem herkömmlichen Spannungsverdopplersystem verwendete Spule war eine groß dimensionierte Spule von etwa 20% (für die Spule von 20% ist es unmöglich, dem IEC-Standard zu genügen), weil die Phase der Grundwelle des Spannungsverdopplerstroms synchron zu der Leitungsspannung sein sollte. In dieser Ausführungsform wird jedoch ein Umwandler mit hohem Wirkungsgrad verwirklicht durch Verwenden der Spule von 8% bis 9%, wobei dieser Umwandler dem IEC-Standard genügt, weil der Umwandler aufgrund des Vollweggleichrichterstroms einen Stromflusswinkelvergrößerungseffekt auf der Nachlaufphasenseite aufweist.
Weiter ist das Schalten ein einfaches Schalten, das ein Schalten einmal für jeden Halbzyklus durchführt. Daher ist der Steuerabschnitt 33 in seiner Schaltungsanordnung vereinfacht und in seinen Kosten verringert. Es wird verhindert, dass eine Störungserzeugung aufgrund des Trägers und dergleichen auftritt, wobei diese Störungserzeugung das Problem bei einem Leistungsfaktorverbesserungsumwandler unter Verwendung eines Anhebezerhackers war, wie er in 4 dargestellt ist. Weiter fließen durch die Spule 1 keine Oberwellenwelligkeitsanteile des Stroms aufgrund eines Hochfrequenzschaltens, so dass Oberwellenverluste der Spule 1 verringert sind und der Umwandlerwirkungsgrad mit Bezug auf einen Leistungsfaktorverbesserungsumwandler unter Verwendung eines Anhebezerhackers, wie er in 4 gezeigt ist, verbessert ist.
Das Steuersignal des Zweiwegschalter S1 dieser Ausführungsform ist ein extrem einfaches Signal, das das Treibersignal für eine vorbestimmte Zeitspanne von einer Auslösung an (dem Nulldurchgangserfassungssignal der Leistungsspannung) ausgibt, so dass er leicht verwirklicht werden kann unter Verwendung eines Pulsbreitensteuerabschnitts wie z.B. eine Multivibrators, wie beispielsweise in der Ausführungsform von 12 dargestellt ist. Weiter ändert sich die DC-Ausgangsspannung abhängig von der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 linear von der Vollweggleichrichterspannung zu der Spannungsverdopplungsgleichrichterspannung, so dass die Festlegung der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 durch einfache arithmetische Berechnung, welche EIN-Zeitspanne einer gewünschten DC-Ausgangsspannung entspricht, durchgeführt werden kann.
16 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Bei diesem Umwandler ist eine Vollweggleichrichterschaltung 2 über eine Spule 1 zwischen Anschlüsse der (nicht gezeigten) Leistungsquelle geschaltet. Ein Glättungskondensator C2 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet. Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C11 und C12, die in Reihe zueinander geschaltet sind, sind parallel zu dem Glättungskondensator C2 zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung 2 geschaltet, wobei die Anhebekondensatoren C11 und C12 untereinander dieselbe Kapazität aufweisen. Ein Zweiwegschalter S1 ist zwischen den Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung 2 und den Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren C11 und C12 geschaltet. Ein Steuerabschnitt 43 ist bereitgestellt, der den Zweiwegschalter S1 so steuert, dass er einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung ein Schalten durchführt.
Der Steuerabschnitt 43 enthält eine Nulldurchgangserfassungsschaltung 43a zum Erfassen eine Nulldurchgangs einer Leistungsspannung, eine DC-Spannungserfassungsschaltung 43b zum Erfassen einer DC-Spannung, die einer Last zugeführt wird, einen Differenzdetektor 43c zum Einlesen eines von außen gegebenen DC-Spannungsbefehlswerts und der von der DC-Spannungserfassungsschaltung 43b erfassten DC-Spannung und zum Ausgeben einer Differenz zwischen den beiden, eine Steuerschaltung 43d zum Einlesen des Leistungsspannungs- oder Nulldurchgangs-Erfassungssignals der Leistungsspannung und eines DC-Spannungsbefehlskorrekturwerts, der gewonnen wird durch Addieren des DC-Spannungsbefehlswerts und der Ausgabe von dem Differenzdetektor 43c und zum Ausgeben eines Steuersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1 und eine Treiberschaltung 43e zum Einlesen des Ausgangssignals der Steuerschaltung 43d und zum Ausgeben eines Treibersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1.
Die Steuerschaltung 43d verwendet eines der folgenden Steuerverfahren: Die erfasste Leistungsspannung und der DC-Spannungsbefehlswert werden in ihrer Größe verglichen, und es wird ein Vergleichsergebnissignal ausgegeben, oder es wird ein Signal ausgegeben, das in seiner Phase eingestellt ist zum Verkürzen der Zeitspanne auf der Vorlaufphasenseite des Vergleichsergebnissignals mit Bezug auf den Nulldurchgangspunkt der Leistungsspannung, oder es wird ein Pulssignal ausgegeben, das ansteigt durch Festlegen des Nulldurchgangspunkts der Leistungsspannung als Startpunkt und das abfällt, wenn eine Zeitspanne verstrichen ist, die dem DC-Spannungsbefehlskorrekturwert entspricht.
Wenn diese Ausführungsform verwendet wird, wird die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1 auf der Grundlage der Differenz zwischen dem DC-Spannungsbefehlswert und der DC-Spannung bestimmt, so dass die DC-Spannung exakt gesteuert wird. Das bedeutet, dass wenn die Ausführungsform von 12 verwendet wird, der Spannungsabfall aufgrund der Spule 1 größer wird, wenn der Eingangsstrom ansteigt, so dass die DC-Spannung nicht exakt gesteuert wird, aber durch Verwenden dieser Ausführungsform wird die DC-Spannung exakt gesteuert.
17 ist ein Diagramm, das den Umwandler zeigt, der einen Wechselrichter zum Steuern eines Motors als Last verwendet. In 17 liefert eine Wechselrichtersteuerschaltung 44b einen gewünschten DC-Spannungswert als DC-Spannungsbefehlswert an den Steuerabschnitt (Umwandlersteuerabschnitt) 43, wobei die Wechselrichtersteuerschaltung 44b Schaltbefehle über eine Treiberschaltung 44a an einen Wechselrichter 44 liefert.
Wenn daher beispielsweise die V/F-Steuerung des Wechselrichters 44 verwendet wird, liefert der Umwandler immer eine optimale DC-Spannung, so dass der Umwandler seine Pflicht zum Treiben des Wechselrichters und Motors mit hoher Effizienz durchführt durch Liefern des erforderlichen DC-Spannungswerts als DC-Spannungsbefehlswert an den Steuerabschnitt 43, wobei der erforderliche DC-Spannungswert für den Wechselrichter erforderlich ist, um als Reaktion auf die Treiberbedingung ein optimales Wechselrichtertreiben durchzuführen.
18 ist ein Diagramm, das einen Umwandler nach einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In dieser Ausführungsform wird ein Wechselrichter zum Treiben eines Motors als Last verwendet. Die Bestandteile unter den Bestandteilen des Steuerabschnitts jeder der obigen Ausführungsformen außer der Leistungsspannungs-(Nulldurchgangs-)Erfassungsschaltung, der DC-Spannungserfassungsschaltung und der Treiberschaltung sind in einem Mikrocomputer 44c untergebracht, der den Wechselrichter 44 ansteuert.
Wenn der Mikrocomputer 44c entsprechend den Ausführungsformen von 6 und 9 sein soll, ist es ausreichend, dass der Vergleichsvorgang des DC-Spannungsbefehlswerts und der Leistungsspannung und der Phaseneinstellvorgang in dem Mikrocomputer 44c durchgeführt werden. Wenn der Mikrocomputer 44c der Ausführungsform von 12 entsprechen sollte, ist es ausreichend, dass das Starten eines internen Zeitgebers durch das Nulldurchgangserfassungssignal der Leistungsspannung und das Ausgeben des Treibersignals zum Treiben des Zweiwegschalters S1 gleichzeitig zueinander in dem Mikrocomputer 44c durchgeführt werden und dass das Ausschalten des Treibersignals, nachdem das Zählen eines vorbestimmten Zählwerts durch den internen Zeitgeber beendet wurde, in dem Mikrocomputer 44c durchgeführt wird. Die DC-Spannung, die Verbesserung der Oberwellen und die Verbesserung des Leistungsfaktors werden lediglich durch die Zählzahl des internen Zeitgebers gesteuert. Wenn der Mikrocomputer 44c weiter einer beliebigen der Ausführungsformen entsprechen sollte, ist es ausreichend, dass das Steuerprogramm des Mikrocomputers 44c ein einfaches Steuerprogramm ist.
Weiter ist in einer Steuerschaltung, die für gewöhnlich in einer Klimaanlage verwendet wird, eine Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Erfassen eines Nulldurchgangs der Leistungsspannung angebracht, und ein DC-Spannungsbefehlswert von dem Wechselrichter sollte von dem anderen Abschnitt nicht speziell empfangen werden. Daher sind außer dem Zweiwegschalter S1 und dessen Treiberschaltung zusätzliche Abschnitte zum Hinzufügen zu dem Spannungsverdopplungsgleichrichtersystem kaum erforderlich, wenn die Steuerschaltung für den Zweiwegschalter S1 in dem Mikrocomputer für den Wechselrichter installiert wird. Demzufolge wird ein Motortreibersystem mit geringen Kosten, Platz sparend und mit hoher Leistungsfähigkeit gebildet. In dem System sind ein oder zwei Ausgangsanschlüsse und ein interner Zeitgeber für den Mikrocomputer als Hardware erforderlich.
Wenn weiter die DC-Spannung eine α-fache Spannung wird, wird die Stromkapazität des Wechselrichters zum Treiben der Last eine 1/α-fache Kapazität, wobei die Last denselben Kondensator wie der vorige Kondensator aufweist. Die Wärmeerzeugung des Wechselrichters wird proportional zu dem Sinken der Stromkapazität verringert. Daher wird der Wechselrichter in seiner Größe verringert und er wird in seinen Kosten verringert. Weiter wird die DC-Spannung wie oben beschrieben beliebig durch den Befehl des Wechselrichters geändert, so dass die V/F-Steuerung wirkungsvoll durchgeführt wird und ein Ansteigen des Wirkungsgrads des Wechselrichters und des Motors verwirklicht wird.
Wie oben beschrieben wird die Obergrenze der Frequenz des Motors auf der Grundlage der Treiberspannung festgelegt. Die obere Grenzfrequenz steigt also annähernd proportional zu der Treiberspannung, so dass das Ansteigen der Treiberspannung die Wirkung hat, dass der Ansteuerbereich des Motors vergrößert wird. Eine Klimaanlage führt eine Ansteuerung mit einer maximalen Fähigkeit zum schnellen Abkühlen (schnellen Erwärmen) durch, wenn die Ansteuerung begonnen wird, und die Erhöhung des Ansteuerbereichs verbessert die Fähigkeit zum schnellen Abkühlen (schnellen Erwärmen) sehr. Weiter ist diese Ausführungsform eine nützliche Technik zum Verwirklichen der Vereinheitlichung von Kompressormotoren von Klimaanlagen, von denen jeder eine von einem anderen verschiedene Fähigkeit aufweist, so dass diese Ausführungsform stark zum Verringern der Kosten beiträgt.
Andererseits werden ein hoher Wirkungsgrad und eine Unterdrückung von Oberwellen in den einzelnen Umwandlern erzielt. Auch ist der IEC-Oberwellenstandard (Klasse A), der mehreren kW entspricht, durch eine Schaltungsanordnung erfüllt, die geringe Kosten und einen kleinen Platz hat, wobei der IEC-Oberwellenstandard durch einen PWM-Umwandler oder einen Umwandler vom passiven Typ erfüllt wurde, der in der Vergangenheit hohe Kosten und eine große Größe aufwies. Weiter wird ein hoher Leistungsfaktor verwirklicht, der 90° mit einer Reserve übersteigt. weiter ist das Schalten ein einfaches Schalten zum Durchführen eines Schaltens einmal in jedem Halbzyklus. Probleme, wie sie beispielhaft durch Störung, Oberwellenverluste und dergleichen dargestellt werden und bei dem PWM-System auftreten, werden nicht erzeugt.
Weiter ist die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters beliebig geändert, so dass einfach eine optimale Umwandlersteuerung entsprechend der Situation durchgeführt wird, wobei die Umwandlersteuerung als Beispiel so dargestellt ist, dass die DC-Spannung verringert wird, wenn die Last gering ist, die DC-Spannung erhöht wird, wenn die Last groß ist, die Oberwellen und der Leistungsfaktor mit Priorität gesteuert werden, wenn die Last eine Nennlast ist.
Bei der obigen Steuerung ist ein Abschätzen eines Lastzustands erforderlich. Der Lastzustand kann jedoch abgeschätzt werden unter Verwendung eines Eingangsstroms einer Vorrichtung, eines Ausgangsstroms des Umwandlers, einer Wechselrichterfrequenz oder dergleichen. Daher wird die Lastabschätzung einfach durchgeführt durch Verwenden einer Information wie z.B. eines Eingangsstroms einer Vorrichtung, einer Wechselrichterfrequenz oder dergleichen, die herkömmlicherweise in einer Umwandlersteuerschaltung (Mikrocomputer) einer Klimaanlage oder dergleichen gehalten werden.
Weiter ist durch Halten der optimalen EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters S1, die einem Eingangsstrom einer Vorrichtung oder einer Wechselrichterfrequenz entsprechen, im Voraus in einem Speicher des Mikrocomputers eine Lastkapazitätsberechnung nicht erforderlich. Dadurch wird die Steuerung weiter vereinfacht.
23 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Bei diesem Umwandler ist ein Ausgangsanschluss jeder Phase einer dreiphasigen AC-Leistungsquelle 100 jeweils über eine Spule 101 mit jedem Eingangsanschluss einer dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung verbunden. Glättungskondensatoren C101 und C102, wobei die Glättungskondensatoren alle un tereinander dieselbe Kapazität aufweisen, sind in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102 geschaltet. Zweiwegschalter S101, S102 und S103 sind jeweils zwischen jeden Eingangsanschluss der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102 und den Verbindungspunkt zwischen den Glättungskondensatoren C101 und C102 geschaltet. Ein Steuerabschnitt 103 ist bereitgestellt, der die Zweiwegschalter S101, S102 und S103 so steuert, dass die Zweiwegschalter S101, S102 und S103 einmal in jedem Halbzyklus der Leistungsspannung geschaltet werden.
Der Steuerabschnitt 103 erfasst die Phasenspannungen der dreiphasigen AC-Leistungsquelle 100 und gibt Steuersignale aus, um die Zweiwegschalter S101, S102 und S103 zu vorbestimmten Zeiten auf der Grundlage der Phasenspannungen einzuschalten.
Der Betrieb des Umwandlers mit der obigen Anordnung wird nun unter Bezugnahme auf die Signalverläufe jedes Abschnitts beschrieben, die in 26(a) bis 26(f) dargestellt sind.
Die Leistungsspannungen der dreiphasigen AC-Leistungsquelle 100 ändern sich, wie in 26(a) gezeigt ist. Der Steuerabschnitt 103 erfasst einen Nulldurchgang einer Leistungsspannung jeder Phase und gibt die Steuersignale zum Einschalten des Zweiwegschalters der entsprechenden Phase aus, wie in 26(b) dargestellt ist. Die Phasenspannung an jedem Eingangsanschluss der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102 wird Null entsprechend der EIN-Zeitspanne des entsprechenden Zweiwegschalters, wie es in 26(c) dargestellt ist. Die Phasenspannung ändert sich, um den Wert V0/2 und –V0/2 anzunehmen über die Zeitspanne des Werts Null, wobei V0 die DC-Spannung darstellt. Daher hat die Leitungsspannung an jedem Eingangsanschluss der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102 einen Signalverlauf mit acht Stufen für einen Zyklus, wobei der Signalverlauf Amplituden mit fünf Pegeln von V0, V0/2, 0, –V0/2 und –V0 aufweist, wie in 26(d) darge stellt ist. Die Umwandlereingangsspannung mit Bezug auf den Mittelpunkt der Leistungsspannung (die Spannung an jedem Eingangsanschluss der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102) hat einen Signalverlauf mit zwölf Stufen für einen Zyklus, wobei der Signalverlauf Amplituden mit sieben Pegeln 2V0/3, V0/2, V0/3, 0, –V0/3, –V0/2 und 2V0/3 aufweist, wie in 26(e) dargestellt ist. Weiter haben die Eingangsspannung und der Eingangsstrom Signalverläufe, die in 24 dargestellt sind.
Auf diese Weise ist die Umwandlereingangsspannung so festgelegt, dass sie den Signalverlauf mit zwölf Stufen aufweist, so dass der Eingangsstrom einen Signalverlauf aufweist, der ähnlich einer Sinusform ist, wie in 26(f) dargestellt ist, und dass ein Oberwellenverringerungseffekt verwirklicht wird, der größer ist als bei dem herkömmlichen dreiphasigen Zwölf-Pulsgleichrichterschaltungssystem (s. 25).
In der Ausführungsform von 23 kann die EIN-Zeitspanne jedes Wechselschalters (Zweiwegschalters) geändert werden.
27 ist ein Diagramm, das die Änderung des Umwandlereingangsspannungsverlaufs zeigt, wenn die EIN-Zeitspanne verändert wird.
Wenn der Umwandlereingangsspannungsverlauf geändert wird, wird der Anteil jeder Oberwelle verändert, so dass eine bestimme harmonische Komponente entfernt oder verringert wird. 28 ist ein Diagramm, das Oberwellenstromeigenschaften mit Bezug auf die EIN-Zeitspanne des Wechselschalters zeigt. Mit Bezug auf diese Figur ist klar, dass der Oberwellenanteil fünfter Ordnung und der Oberwellenanteil siebter Ordnung verringert werden, indem die EIN-Zeitspanne auf π/6 festgelegt wird. Weiter wird der Oberwellenanteil fünfter Ordnung entfernt durch Festlegen der EIN-Zeitspanne auf π/5, während der Oberwellen anteil siebter Ordnung entfernt wird durch Festlegen der EIN-Zeitspanne auf π/7.
Weiter kann die EIN-Schaltzeit jedes Zweiwegschalters in der Ausführungsform von 23 geändert werden.
29(a) und 29(b) sind Diagramme zum Erläutern des Umwandlereingangsspannungsverlaufs, wenn die EIN-Zeitspanne verändert wird. Weiter ist die Leistungsspannung mit dargestellt. In 29(a) sind der Leistungsspannungsverlauf und der Umwandlereingangsspannungsverlauf dargestellt, während in 29(b) der EIN-Zustand des Zweiwegschalters entsprechend der Zeitänderung dargestellt ist.
Wenn der Umwandlereingangsspannungsverlauf auf solche Weise geändert wird, reicht es aus, dass der Eingangsstrom als Lastinformation erfasst wird und dass die Zeit zum Einschalten des Zweiwegschalter entsprechend dem Erfassungswert geändert wird, und dass der Unterschied Θ in der Phase der Umwandlereingangsspannung mit Bezug auf die Leistungsspannung. Daher wird ein Zustand erhalten, in dem bestimmte Oberwellenanteile innerhalb eines gesamten Laständerungsbereichs entfernt oder verringert werden.
Wenn die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters so festgelegt ist, dass jeder Oberwellenanteil dem IEC-Standard Klasse A genügt und wenn die Phasensteuerung der Umwandlereingangsspannung entsprechen der Last durchgeführt wird, wird der Oberwellenstandard wie in 30 gezeigt in einem gesamten Laständerungsbereich erfüllt.
31 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler nach einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Der Umwandler von 31 unterscheidet sich von dem Umwandler von 23 nur darin, dass anstelle des Steuerabschnitts 103 ein Phasensteuerabschnitt 104 zum Erfassen des Eingangsstroms und zum Erfassen der Nulldurchgänge der dreiphasigen AC-Spannung und zum Ausgeben eines Phasendifferenzbefehls (EIN-Zeitbefehls) θ zum Durchführen einer Phasensteuerung und eine Treiberschaltung 105 zum Einlesen dieses Phasendifferenzbefehls θ und des EIN-Zeitspannenbefehls und zum Ausgeben von Zweiwegtreibersignalen zum Einschalten jedes Zweiwegschalters für die EIN-Zeitspanne, die von der EIN-Zeit startete, bereitgestellt sind.
32(a) und 32(b) zeigen Spannungsvektordiagramme, die jeweils einer schweren Last und einer leichten Last entsprechen.
Die Grundwelle I des Eingangsstroms und die Leistungsspannung Vs haben bei jedem der Spannungsvektordiagramme dieselbe Phase zueinander. Anders ausgedrückt werden die Phase der Grundwelle I des Eingangsstroms und die Phase der Leistungsspannung Vs so festgelegt, dass sie gleich sind, indem die EIN-Zeit des Zweiwegschalters entsprechend dem Eingangsstrom geändert wird und indem die Phasendifferenz Θ mit Bezug auf die Leistungsspannung Vs gesteuert wird. Weiter wird die Größe der Grundwelle V der Umwandlereingangsspannung durch Ändern der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters gesteuert.
Durch Durchführen der Steuerung in einer solchen Weise wird der Grundwellenleistungsfaktor des Eingangsstroms immer auf 1 gehalten. Weiter wird der Phasendifferenzbefehl θ in dem Phasensteuerabschnitt 104 durch Durchführen der Operation θ = tan^–1 (ωL·I/Vs) berechnet.
33 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Der Umwandler von 33 unterscheidet sich von dem Umwandler von 31 nur darin, dass anstelle des Phasensteuerabschnitts 104 ein Phasensteuerabschnitt 106 zum Erfassen des Eingangsstroms und zum Erfassen der Eingangsspannung und zum Ausgeben eines Phasendifferenzbefehls (EIN-Zeitbefehls) θ zum Durchführen der Phasensteuerung und ein Spannungssteuerabschnitt 107 zum Erfassen des Eingangsstroms und zum Erfassen der Eingangsspannung und zum Ausgeben eines EIN-Zeitspannenbefehls ton bereitgestellt sind.
Wenn der Umwandler mit dieser Anordnung verwendet wird, wird der Phasendifferenzbefehl θ ähnlich wie bei dem Umwandler von 31 ausgegeben, und der EIN-Zeitspannenbefehl ton wird von dem Spannungssteuerabschnitt 107 ausgegeben. Dabei erfasst der Steuerspannungsabschnitt 107 die Phasendifferenz zwischen der Leistungsspannung und der Grundwelle des Eingangsstroms und bestimmt den EIN-Zeitspannenbefehl ton des Zweiwegschalters und gibt ihn aus, so dass die Phase der Leistungsspannung und die Phase der Grundwelle des Eingangsstroms miteinander übereinstimmen. Insbesondere wenn der Eingangsstrom wie in 34(a) dargestellt eine vorlaufende Phase aufweist, wird der EIN-Zeitspannenbefehl ton gekürzt, so dass die Umwandlereingangsspannung verringert wird. Wenn der Eingangsstrom wie in 34(b) dargestellt eine nachlaufende Phase hat, wird der EIN-Zeitspannenbefehl ton des Zweiwegschalters verlängert, so dass die Umwandlereingangsspannung vergrößert wird.
Daher wird, wenn nur die Phase der Umwandlereingangsspannung unter Verwendung des Umwandlers von 31 gesteuert wird, eine geringe Phasendifferenz zwischen der Grundwelle des Eingangsstroms und der Leistungsspannung erzeugt, so dass der Eingangsleistungsfaktor in gewissem Grad verringert wird. Wenn jedoch der Umwandler mit der Anordnung von 33 verwendet wird, wird auch die Größe der Umwandlereingangsspannung gesteuert, so dass die Phase der Leistungsspannung und die Phase der Grundwelle des Eingangsstroms so festgelegt werden, dass sie miteinander übereinstimmen und dass der Eingangsleistungsfaktor auf einem hohen Faktor gehalten wird.
35 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Umwandler von 35 unterscheidet sich von dem Umwandler von 31 lediglich darin, dass anstelle des Phasensteuerabschnitts 104 ein Differenzberechnungsabschnitt 108 zum Erfassen einer DC-Spannung und zum Berechnen einer Differenz zwischen der DC-Spannung und dem DC-Spannungsbefehlswert und eine PI-Schaltung 109 zum Einlesen des berechneten Unterschieds und zum Ausführen der PI-Steuerung (proportional integral) und zum Ausgeben eines EIN-Zeitspannenbefehls ton des Zweiwegschalters anstelle des Phasensteuerabschnitts 104 verwendet werden und dass in der Treiberschaltung 105 der Nulldurchgang der Leistungsspannung erfasst wird, die EIN-Zeitspanne ton des Zweiwegschalters eingegeben wird und das Zweiwegschaltertreibersignal ausgegeben wird zum Einschalten des Zweiwegschalters für die Zeitspanne ton, die mit dem Nulldurchgang beginnt.
Wenn der Umwandler dieser Ausführungsform verwendet wird, wird die DC-Spannung erfasst, die Differenz zwischen der erfassten DC-Spannung und dem DC-Spannungsbefehlswert wird berechnet und die EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters wird entsprechend der berechneten Differenz geändert, so dass trotz einer Änderung in der Leistungsspannung und einer Änderung in der Last eine stabile DC-Spannung geliefert wird.
Weiter ändern sich die Oberwellenströme entsprechend dem DC-Spannungserfassungswert (was ähnlich den Eigenschaften in Entsprechung mit der EIN-Zeitspanne des Zweiwegschalters ist), wie es in 36 dargestellt ist, so dass der Oberwellenstandard über einen gesamten Laständerungsbereich erfüllt ist durch Durchführen der Steuerung zum Halten der DC-Spannung auf einem konstanten Wert mit der DC-Spannung, die bestimmt, dass jeder Oberwellenstrom dem IEC-Standard Klasse A genügt, wenn die Last die maximale Last ist (s. 37).
Weiterhin ist klar, wenn diese Ausführungsform verwendet wird, dass die DC-Spannung auch dann nicht verringert wird, wenn die Last steigt (s. die weißen Rechtecke in 38), wie in dem DC-Spannung/Eingangsleistungs-Kennliniendiagramm in 38 gezeigt ist. Währenddessen stellt ein schwarzes Rechteck ein Kennliniendiagramm eines herkömmlichen Umwandlers dar, und die DC-Spannung sinkt infolge des Ansteigens einer Last.
39 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler gemäß einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Der Umwandler von 39 unterscheidet sich von dem Umwandler von 35 lediglich darin, dass die DC-Spannung einer Wechselrichterschaltung 110 zugeführt wird, die eine Last ist, und dass die Wechselrichterschaltung 110 den Motor Mo treibt und dass der DC-Spannungsbefehlswert von einem Wechselrichtersteuerabschnitt 111 an den Differenzberechnungsabschnitt 108 ausgegeben wird, wobei dieser Wechselrichtersteuerabschnitt 111 die Wechselrichterschaltung 110 steuert.
Wenn der Umwandler mit dieser Anordnung verwendet wird, wird die DC-Spannung, die von der Wechselrichterschaltung 110 erforderlich ist, beispielsweise die DC-Spannung, die zum Verwirklichen des optimalen V/F-Musters der V/F-Steuerung erforderlich ist, zugeführt. In dieser Ausführungsform können der Wechselrichtersteuerabschnitt 111, der Differenzberechnungsabschnitt 108, die PI-Schaltung 109 und die Treiberschaltung 105 durch den Mikrocomputer des Wechselrichters verwirklicht werden. In diesem Fall ist es hinreichend, dass nur die Zweiwegschalter und deren Treiberschaltung hinzugefügt werden, so dass der Umwandler mit geringen Kosten und einem hohen Leis tungsfaktor verwirklicht wird. Weiter kann dieser Umwandler die DC-Spannung mehr erhöhen als die DC-Spannung des in 19(a) gezeigten Umwandlers, so dass der Motorsteuerfähigkeitsbereich vergrößert werden kann.
40 ist ein elektrisches Schaltbild, das einen Umwandler gemäß einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In dem Umwandler von 40 sind die Kapazitäten von Anhebekondensatoren (Spannungsverdopplungskondensatoren) C104 und C105, die in Reihe zueinander zwischen die Ausgangsanschlüsse der dreiphasigen Diodenvollweggleichrichterschaltung 102 geschaltet sind, so festgelegt, dass sie kleiner sind (z.B. 1/10) als die Kapazitäten der Glättungskondensatoren C101 und C102 jedes der obigen Umwandler. Ein Glättungskondensator C103 mit einer größeren Kapazität ist parallel zu der Reihenschaltung des Paars von Anhebekondensatoren C104 und C105 geschaltet. Dabei sind die Kapazität der Serienschaltung der Glättungskondensatoren C101 und C102 und die Kapazität des Glättungskondensators C103 so festgelegt, dass sie dieselben sind. Weiter ist die Anordnung zum Steuern des Zweiwegschalters dieselbe wie bei einer der obigen Umwandler, daher ist die Anordnung in der Darstellung in 40 weggelassen.
Wenn diese Ausführungsform verwendet wird, wird die Mittelpunktsspannung der DC-Spannung geändert, wie in 41(b) gezeigt, so dass der Umwandlereingangsspannungsverlauf ein Signalverlauf wird, der wie in 41(a) gezeigt dem Sinusverlauf nahe kommt. Demzufolge werden die Oberwellenanteile des Eingangsstroms verringert. Insbesondere der Oberwellenstrom der Ordnungen (siebte, elfte, siebzehnte und neunzehnte Ordnung), die keine Reserve mit Bezug auf die Standardwerte haben, werden verringert (s. 42). Auch wenn der fünfte Oberwellenanteil erhöht wird, ist dies kein Problem, weil der fünfte Oberwellenstrom ursprünglich eine ausreichende Reserve mit Bezug auf den Standardwert hat.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Die vorliegende Erfindung vereinfacht die Steuerung des Schaltens eines Umwandlers sehr und verwirklicht eine hinreichende Verbesserung in einem Eingangsleistungsfaktor und eine hinreichende Verringerung von Oberwellen. Die vorliegende Erfindung kann als Leistungsquellenvorrichtung für eine Einrichtung verwendet werden, die einen hohen Eingangsleistungsfaktor und geringe Oberwellen erfordert.

Claims

Umwandler mit einer Spule (1), einer Vollweggleichrichterschaltung (2), die Eingangsanschlüsse und Ausgangsanschlüsse aufweist, wobei die Schaltung über die Spule (1) mit einer Wechselspannungsquelle verbunden ist, Anhebekondensatoren (C11, C12), die in Reihe zueinander geschaltet sind und zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung (2) geschaltet sind, einem Schaltmittel (S1), das zwischen einen Eingangsanschluss der Vollweggleichrichterschaltung (2) und einen Verbindungspunkt zwischen den Anhebekondensatoren (C11, C12) geschaltet ist, und einem Steuermittel (23) zum Steuern des Schaltmittels (S1), so dass es als Reaktion auf eine Änderung der Versorgungsspannung einen Schaltvorgang durchführt; wobei das Steuermittel (23) das Schaltmittel (S1) so steuert, dass es einmal für jeden Halbzyklus der Versorgungsspannung einen Schaltvorgang durchführt; dadurch gekennzeichnet, dass der Umwandler weiter enthält: einen Glättungskondensator (C2), der parallel zu den Anhebekondensatoren (C11, C12) zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung (2) geschaltet sind, einen Versorgungsspannungserfassungsabschnitt (23a) zum Erfassen der Versorgungsspannung, einen Komparator (23b) zum Größenvergleich eines von außen gegebenen Gleichspannungsbefehlswerts mit jeder erfassten Versorgungsspannung und zum Ausgeben eines Vergleichsergebnissignals, einen Phaseneinsteller (23c), der das Vergleichsergebnissignal von dem Komparator (23b) aufnimmt, zum Abgleichen einer Phase zum Verkürzen eine Zeitspanne auf einer Vorphasenseite mit Bezug auf einen Nulldurchgangspunkt der Versorgungsspannung, und eine Treiberschaltung (23d), die das Ausgangssignal von dem Phaseneinsteller (23c) empfängt, zum Ausgeben eines Treibersignals zum Treiben des Schaltmittels (S1).
Umwandler mit Spulen (101), einer dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung (102), die Eingangsanschlüsse und Ausgangsanschlüsse aufweist, wobei die Schaltung über die Spulen (101) mit einer dreiphasigen Wechselspannungsquelle (100) verbunden ist, ersten Kondensatoren (C101, C102; C104, C105), die in Reihe zueinander geschaltet sind und zwischen die Ausgangsanschlüsse der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung (102) geschaltet sind, mehreren Schaltmitteln (S101, S102, S103), von denen jedes zwischen einen Eingangsanschluss der dreiphasigen Vollweggleichrichterschaltung (102) und einen Verbindungspunkt zwischen den ersten Kondensatoren (C101, C102; C104, C105) geschaltet ist, und einem Steuermittel (104, 105, 106, 107) zum Steuern der mehreren Schaltmittel (S101, S102, S103), so dass sie als Reaktion auf eine Änderung einer Eingangsspannung der dreiphasigen Wechselspannungsquelle und/oder auf eine Änderung einer Last einen Schaltvorgang durchführen; wobei das Steuermittel (104, 105, 106, 107) die mehreren Schaltmittel (S101, S102, S103) so steuert, dass sie einmal für jeden Halbzyklus der Versorgungsspannung einen Schaltvorgang durchführen; dadurch gekennzeichnet, dass der Umwandler weiter enthält: einen Phasensteuerabschnitt (104; 106) zum Erfassen eines Eingansstroms der dreiphasigen Wechselspannungsquelle und zum Erfassen von Nulldurchgängen der Eingangspannung und zum Aus geben eines Phasendifferenzbefehls (θ) zum Durchführen einer Phasensteuerung, und einen Treiberabschnitt (105), der diesen Phasendifferenzbefehl (θ) und einen EIN-Zeitspannenbefehl (ton*, ton) empfängt, zum Ausgeben eines Schaltmitteltreibersignals zum Einschalten jedes der mehreren Schaltmittel (S101, S102, S103).
Umwandler nach Anspruch 2, weiter mit einem Spannungssteuerabschnitt (107) zum Erfassen des Eingansstroms und zum Erfassen der Eingansspannung und zum Ausgeben des EIN-Zeitspannenbefehl (ton).
Umwandler nach Anspruch 2 oder 3, weiter mit einem zweiten Kondensator (C103), der parallel zu den ersten Kondensatoren (C104, C105) geschaltet ist, wobei der zweite Kondensator (C103) eine Kapazität hat, die größer als die Kapazität der ersten Kondensatoren (C104, C105) ist.