JP3389528B2 - インピーダンス／電圧変換装置 - Google Patents
インピーダンス／電圧変換装置Info
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Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明は、演算増幅器を用いてイン
ピーダンスを対応する電圧に変換するインピーダンス−
電圧（Ｚ／Ｖ）変換装置に関し、特に、温度変化等によ
る環境変化や装置自身の発熱等による出力電圧のドリフ
トを防止することができるＺ／Ｖ変換装置に関する。
ピーダンスを対応する電圧に変換するインピーダンス−
電圧（Ｚ／Ｖ）変換装置に関し、特に、温度変化等によ
る環境変化や装置自身の発熱等による出力電圧のドリフ
トを防止することができるＺ／Ｖ変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、特開昭６１−１４５７８号公報
に開示された静電容量−電圧（Ｃ／Ｖ）変換装置の構成
を示す概略図である。この従来例の装置は、未知の静電
容量ＣｘをＣ／Ｖ変換装置に接続するための信号線に浮
遊容量が重畳されること、及び、該信号線の移動や折り
曲げ等により浮遊容量が変化すること等によって、正確
なＣ／Ｖ変換ができないというという課題を解決するた
めに提案されたものであり、図示のように、交流信号発
生器ＯＳと演算増幅器ＯＰとの間に、信号線Ｌ１及びＬ
２を介して未知の容量Ｃｘを接続し、これらの信号線Ｌ
１及びＬ２をシールド手段ｓ１及びｓ２でシールドする
ことにより、浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の影響を
低減しようとするものである。なお、演算増幅器ＯＰの
出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒｆとコンデ
ンサＣｆとの並列回路からなる帰還回路が接続され、反
転増幅器の非反転入力端子、交流信号発生器ＯＳの他
端、及びシールドｓ１及びｓ２は、接地されている。
に開示された静電容量−電圧（Ｃ／Ｖ）変換装置の構成
を示す概略図である。この従来例の装置は、未知の静電
容量ＣｘをＣ／Ｖ変換装置に接続するための信号線に浮
遊容量が重畳されること、及び、該信号線の移動や折り
曲げ等により浮遊容量が変化すること等によって、正確
なＣ／Ｖ変換ができないというという課題を解決するた
めに提案されたものであり、図示のように、交流信号発
生器ＯＳと演算増幅器ＯＰとの間に、信号線Ｌ１及びＬ
２を介して未知の容量Ｃｘを接続し、これらの信号線Ｌ
１及びＬ２をシールド手段ｓ１及びｓ２でシールドする
ことにより、浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３の影響を
低減しようとするものである。なお、演算増幅器ＯＰの
出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒｆとコンデ
ンサＣｆとの並列回路からなる帰還回路が接続され、反
転増幅器の非反転入力端子、交流信号発生器ＯＳの他
端、及びシールドｓ１及びｓ２は、接地されている。
【０００３】このような構成を有する図８のＣ／Ｖ変換
装置においては、負帰還回路を備えた演算増幅器の性質
上、演算増幅器ＯＰの２つの入力端子はイマジナルショ
ート状態であり、これにより、２つの入力端子はほぼ同
一の電位（反転入力端子は仮想接地電位）となって浮遊
容量Ｃｓ２は充電されない。また、浮遊容量Ｃｓ３は、
２つのシールド手段ｓ１及びｓ２の結合容量と考えられ
るが、該シールド手段は共に接地されているので、これ
もまた充電されることがない。したがって、未知の静電
容量Ｃｘを接続するケーブルの浮遊容量による影響は低
減されるので、静電容量Ｃｘに誘導される電荷と等しい
電荷が帰還回路のコンデンサＣｆに誘導され、結局、静
電容量Ｃｘに比例する電圧 Ｖｏ＝−（Ｃｘ／Ｃｆ）Ｖｉ ただし、Ｖｉは交流信号発生器ＯＳの出力電圧が得られ
る。
装置においては、負帰還回路を備えた演算増幅器の性質
上、演算増幅器ＯＰの２つの入力端子はイマジナルショ
ート状態であり、これにより、２つの入力端子はほぼ同
一の電位（反転入力端子は仮想接地電位）となって浮遊
容量Ｃｓ２は充電されない。また、浮遊容量Ｃｓ３は、
２つのシールド手段ｓ１及びｓ２の結合容量と考えられ
るが、該シールド手段は共に接地されているので、これ
もまた充電されることがない。したがって、未知の静電
容量Ｃｘを接続するケーブルの浮遊容量による影響は低
減されるので、静電容量Ｃｘに誘導される電荷と等しい
電荷が帰還回路のコンデンサＣｆに誘導され、結局、静
電容量Ｃｘに比例する電圧 Ｖｏ＝−（Ｃｘ／Ｃｆ）Ｖｉ ただし、Ｖｉは交流信号発生器ＯＳの出力電圧が得られ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８の
Ｃ／Ｖ変換装置においては、未知の静電容量が小さくな
ると、浮遊容量の影響が顕在化し、正確なＣ／Ｖ変換が
できないという問題がある。また、演算増幅器ＯＰの帰
還回路を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路で構成
しているため、実際に集積化して１チップ化するとき、
該並列回路を形成するプロセスが必要であり、製造プロ
セスが複雑化する上、チップ・サイズが増大するという
欠点がある。さらに、静電容量Ｃｘの一方の電極がある
電位にバイアスされているときには、該静電容量に交流
を印加することができないため、Ｃ／Ｖ変換が不可能で
あるという問題もある。さらに図８に示したＣ／Ｖ変換
装置においては、温度変化等の環境変化や装置自身の発
熱、または装置の経年変化等による出力電圧Ｖｏのドリ
フトについての対策が講じられてない。このため、例え
ば、測定すべき静電容量Ｃｘが変化していないにも拘わ
らず、測定環境が高温時と低温時とで出力電圧Ｖｏのレ
ベルが相違してしまい、結局、静電容量Ｃｘに正確に対
応する出力電圧を得ることができない場合がある。本発
明は、このような問題点を解決するために提案されたも
のであり、その目的は、被測定インピーダンスを電圧に
変換するインピーダンス／電圧（Ｚ／Ｖ）変換装置おい
て、周囲環境等によって生じる出力電圧のドリフトを効
果的に低減して、被測定インピーダンスに高精度に対応
する出力電圧を得ることができるようにすることであ
る。
Ｃ／Ｖ変換装置においては、未知の静電容量が小さくな
ると、浮遊容量の影響が顕在化し、正確なＣ／Ｖ変換が
できないという問題がある。また、演算増幅器ＯＰの帰
還回路を抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとの並列回路で構成
しているため、実際に集積化して１チップ化するとき、
該並列回路を形成するプロセスが必要であり、製造プロ
セスが複雑化する上、チップ・サイズが増大するという
欠点がある。さらに、静電容量Ｃｘの一方の電極がある
電位にバイアスされているときには、該静電容量に交流
を印加することができないため、Ｃ／Ｖ変換が不可能で
あるという問題もある。さらに図８に示したＣ／Ｖ変換
装置においては、温度変化等の環境変化や装置自身の発
熱、または装置の経年変化等による出力電圧Ｖｏのドリ
フトについての対策が講じられてない。このため、例え
ば、測定すべき静電容量Ｃｘが変化していないにも拘わ
らず、測定環境が高温時と低温時とで出力電圧Ｖｏのレ
ベルが相違してしまい、結局、静電容量Ｃｘに正確に対
応する出力電圧を得ることができない場合がある。本発
明は、このような問題点を解決するために提案されたも
のであり、その目的は、被測定インピーダンスを電圧に
変換するインピーダンス／電圧（Ｚ／Ｖ）変換装置おい
て、周囲環境等によって生じる出力電圧のドリフトを効
果的に低減して、被測定インピーダンスに高精度に対応
する出力電圧を得ることができるようにすることであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明のインピーダンス／電圧（Ｚ／Ｖ）変換
装置は、入力端子に接続されたインピーダンスの値に対
応する振幅を有する交流電圧を出力する交流電圧出力手
段と、既知の値のダミー・インピーダンスと、ダミー・
インピーダンスと被測定インピーダンスとを選択的に交
流電圧出力手段の入力端子に接続するスイッチ回路と、
交流電圧出力手段からの交流電圧をその振幅に対応する
直流電圧に変換する交流／直流変換回路と、交流／直流
変換回路からの直流電圧をサンプリング・ホールドする
サンプルホールド回路と、交流／直流変換回路からの直
流電圧から、サンプルホールド回路にホールドされた電
圧を減算する減算回路と、スイッチ回路、サンプルホー
ルド回路、及び減算回路の動作を制御する制御回路であ
って、測定開始直後にスイッチ回路及びサンプルホール
ド回路を制御して、交流電圧出力手段の入力端子にダミ
ー・インピーダンスを接続すると共に、交流／直流変換
回路からのダミー・インピーダンスに対応する直流電圧
をサンプルホールド回路にホールドさせ、その後、スイ
ッチ回路及び減算回路を制御して、交流電圧出力手段の
入力端子に被測定インピーダンスを接続すると共に、交
流／直流変換回路からの被測定インピーダンスに対応す
る直流電圧からサンプルホールド回路にホールドされた
電圧を減算するよう制御する制御回路とからなり、ドリ
フト成分が除去された出力を得ることができるようにし
たことを特徴としている。
ために、本発明のインピーダンス／電圧（Ｚ／Ｖ）変換
装置は、入力端子に接続されたインピーダンスの値に対
応する振幅を有する交流電圧を出力する交流電圧出力手
段と、既知の値のダミー・インピーダンスと、ダミー・
インピーダンスと被測定インピーダンスとを選択的に交
流電圧出力手段の入力端子に接続するスイッチ回路と、
交流電圧出力手段からの交流電圧をその振幅に対応する
直流電圧に変換する交流／直流変換回路と、交流／直流
変換回路からの直流電圧をサンプリング・ホールドする
サンプルホールド回路と、交流／直流変換回路からの直
流電圧から、サンプルホールド回路にホールドされた電
圧を減算する減算回路と、スイッチ回路、サンプルホー
ルド回路、及び減算回路の動作を制御する制御回路であ
って、測定開始直後にスイッチ回路及びサンプルホール
ド回路を制御して、交流電圧出力手段の入力端子にダミ
ー・インピーダンスを接続すると共に、交流／直流変換
回路からのダミー・インピーダンスに対応する直流電圧
をサンプルホールド回路にホールドさせ、その後、スイ
ッチ回路及び減算回路を制御して、交流電圧出力手段の
入力端子に被測定インピーダンスを接続すると共に、交
流／直流変換回路からの被測定インピーダンスに対応す
る直流電圧からサンプルホールド回路にホールドされた
電圧を減算するよう制御する制御回路とからなり、ドリ
フト成分が除去された出力を得ることができるようにし
たことを特徴としている。
【０００６】上記したインピーダンス／電圧変換装置に
おいて、サンプルホールド回路の代わりに、交流／直流
変換回路からの直流電圧と絶対値が同一で極性が反対の
電圧をバイアス電圧として発生するバイアス電圧発生回
路を用い、減算回路の代わりに加算回路を用いてもよ
い。また、被測定インピーダンス及びダミー・インピー
ダンスが共に同一特性であり、かつ同一の条件下に置か
れることが好ましい。これらのインピーダンスをキャパ
シタンスとすることにより、容量／電圧変換装置を構成
することができ、静電容量の検出に好適である。
おいて、サンプルホールド回路の代わりに、交流／直流
変換回路からの直流電圧と絶対値が同一で極性が反対の
電圧をバイアス電圧として発生するバイアス電圧発生回
路を用い、減算回路の代わりに加算回路を用いてもよ
い。また、被測定インピーダンス及びダミー・インピー
ダンスが共に同一特性であり、かつ同一の条件下に置か
れることが好ましい。これらのインピーダンスをキャパ
シタンスとすることにより、容量／電圧変換装置を構成
することができ、静電容量の検出に好適である。
【０００７】さらに、交流電圧出力手段は、該交流電圧
出力手段の入力端子となる反転入力端子と出力端子との
間に帰還インピーダンスが接続された演算増幅器と、演
算増幅器の非反転入力端子に接続された発振器とを含
み、スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続
する第１の信号線の少なくとも一部に施されたシール
ド、スイッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する
第２の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及
びスイッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する
第３の信号線の少なくとも一部に施されたシールドの
内、少なくとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入
力端子に接続されていることが好ましい。このようにす
ることにより、演算増幅器の２つの入力端子のイマジナ
ルショート状態により、信号線の浮遊容量による影響を
効果的に排除することができる。
出力手段の入力端子となる反転入力端子と出力端子との
間に帰還インピーダンスが接続された演算増幅器と、演
算増幅器の非反転入力端子に接続された発振器とを含
み、スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続
する第１の信号線の少なくとも一部に施されたシール
ド、スイッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する
第２の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及
びスイッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する
第３の信号線の少なくとも一部に施されたシールドの
内、少なくとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入
力端子に接続されていることが好ましい。このようにす
ることにより、演算増幅器の２つの入力端子のイマジナ
ルショート状態により、信号線の浮遊容量による影響を
効果的に排除することができる。
【０００８】本発明の別の観点によるインピーダンス／
電圧変換装置においては、入力端子に接続されたインピ
ーダンスの値に対応する振幅を有する交流電圧を出力す
る交流電圧出力手段と、グランド端子と被測定インピー
ダンスとを選択的に交流電圧出力手段の入力端子に接続
するスイッチ回路と、交流電圧出力手段からの交流電圧
の振幅に対応する直流電圧に変換する交流／直流変換回
路と、交流／直流変換回路からの直流電圧と絶対値が同
一で極性が反対の電圧をバイアス電圧として発生するバ
イアス電圧発生回路と、交流／直流変換回路からの直流
電圧とバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧とを加
算する加算回路と、スイッチ回路、バイアス電圧発生回
路及び加算回路を制御する制御回路であって、測定開始
直後にスイッチ回路及びバイアス電圧発生回路を制御し
て、交流電圧出力手段の入力端子にグランド端子を接続
すると共に、そのときの交流／直流変換回路からの直流
電圧に基づいてバイアス電圧を設定し、その後、スイッ
チ回路及び加算回路を制御して、交流電圧出力手段の入
力端子に被測定インピーダンスを接続すると共に、交流
／直流変換回路からの被測定インピーダンスに対応する
直流電圧にバイアス電圧を加算するよう制御する制御回
路とからなり、ドリフト成分が除去された出力を得るこ
とができるようにしたことを特徴としている。
電圧変換装置においては、入力端子に接続されたインピ
ーダンスの値に対応する振幅を有する交流電圧を出力す
る交流電圧出力手段と、グランド端子と被測定インピー
ダンスとを選択的に交流電圧出力手段の入力端子に接続
するスイッチ回路と、交流電圧出力手段からの交流電圧
の振幅に対応する直流電圧に変換する交流／直流変換回
路と、交流／直流変換回路からの直流電圧と絶対値が同
一で極性が反対の電圧をバイアス電圧として発生するバ
イアス電圧発生回路と、交流／直流変換回路からの直流
電圧とバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧とを加
算する加算回路と、スイッチ回路、バイアス電圧発生回
路及び加算回路を制御する制御回路であって、測定開始
直後にスイッチ回路及びバイアス電圧発生回路を制御し
て、交流電圧出力手段の入力端子にグランド端子を接続
すると共に、そのときの交流／直流変換回路からの直流
電圧に基づいてバイアス電圧を設定し、その後、スイッ
チ回路及び加算回路を制御して、交流電圧出力手段の入
力端子に被測定インピーダンスを接続すると共に、交流
／直流変換回路からの被測定インピーダンスに対応する
直流電圧にバイアス電圧を加算するよう制御する制御回
路とからなり、ドリフト成分が除去された出力を得るこ
とができるようにしたことを特徴としている。
【０００９】上記のダミー・インピーダンスを使用して
いない本発明によれば、被測定インピーダンスの値のみ
に対応する電圧を出力することができる。なお、このイ
ンピーダンス／電圧変換装置においても、サンプルホー
ルド回路の代わりに、交流／直流変換回路からの直流電
圧と絶対値が同一で極性が反対の電圧をバイアス電圧と
して発生するバイアス電圧発生回路を用い、減算回路の
代わりに加算回路を用いてもよい。また、被測定インピ
ーダンスをキャパシタンスとすれば静電容量の検出に好
適であり、スッチ回路を介して交流電圧発生手段に接続
される被測定インピーダンス及びグランド端子を同一の
条件下に置くことが、ドリフトの低減により効果的であ
る。
いない本発明によれば、被測定インピーダンスの値のみ
に対応する電圧を出力することができる。なお、このイ
ンピーダンス／電圧変換装置においても、サンプルホー
ルド回路の代わりに、交流／直流変換回路からの直流電
圧と絶対値が同一で極性が反対の電圧をバイアス電圧と
して発生するバイアス電圧発生回路を用い、減算回路の
代わりに加算回路を用いてもよい。また、被測定インピ
ーダンスをキャパシタンスとすれば静電容量の検出に好
適であり、スッチ回路を介して交流電圧発生手段に接続
される被測定インピーダンス及びグランド端子を同一の
条件下に置くことが、ドリフトの低減により効果的であ
る。
【００１０】さらに、上記したダミー・インピーダンス
使用していない本発明においても、信号線上の浮遊容量
による影響を効果的に排除するために、交流電圧出力手
段が、該交流電圧出力手段の入力端子となる反転入力端
子と出力端子との間に帰還インピーダンスが接続された
演算増幅器と、演算増幅器の非反転入力端子に接続され
た発振器とを含み、スイッチ回路と演算増幅器の反転入
力端子とを接続する第１の信号線の少なくとも一部に施
されたシールド、スイッチ回路と被測定インピーダンス
とを接続する第２の信号線の少なくとも一部に施された
シールド、及びスイッチ回路とダミー・インピーダンス
とを接続する第３の信号線の少なくとも一部に施された
シールドの内の少なくとも１つのシールドが演算増幅器
の非反転入力端子に接続されていることが好ましい。
使用していない本発明においても、信号線上の浮遊容量
による影響を効果的に排除するために、交流電圧出力手
段が、該交流電圧出力手段の入力端子となる反転入力端
子と出力端子との間に帰還インピーダンスが接続された
演算増幅器と、演算増幅器の非反転入力端子に接続され
た発振器とを含み、スイッチ回路と演算増幅器の反転入
力端子とを接続する第１の信号線の少なくとも一部に施
されたシールド、スイッチ回路と被測定インピーダンス
とを接続する第２の信号線の少なくとも一部に施された
シールド、及びスイッチ回路とダミー・インピーダンス
とを接続する第３の信号線の少なくとも一部に施された
シールドの内の少なくとも１つのシールドが演算増幅器
の非反転入力端子に接続されていることが好ましい。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明のＺ／Ｖ変換装置
の原理構成を示している。このＺ／Ｖ変換装置において
は、インピーダンス値Ｚｘを測定すべき対象物の被測定
インピーダンス６が、シールド７が施された信号線５を
介して演算増幅器１の反転入力端子に接続され、該演算
増幅器１の出力端子と反転入力端子（−）との間に既知
のインピーダンス値Ｚｆの帰還インピーダンス３が接続
され、非反転入力端子（＋）に発振器４及びシールド７
が接続されている。また、演算増幅器１の出力端子に
は、整流平滑回路等からなる交流／直流変換回路（ＡＣ
／ＤＣ）２が接続されている。図１に示したＺ／Ｖ変換
装置においては、負帰還回路を有する演算増幅器の性質
上、演算増幅器１の反転及び非反転入力端子はイマジナ
ルショート状態であるため、これらは実質的に同一電位
となる。したがって、信号線５とシールド７とが同電位
となるから、これらの間に生じる浮遊容量が充電される
ことがなく、演算増幅器１の入力端子には浮遊容量によ
る影響が生じることがない。これは、信号線５の長さに
無関係に成立し、また、信号線５の移動、折り曲げ等に
関係なく成立する。
の原理構成を示している。このＺ／Ｖ変換装置において
は、インピーダンス値Ｚｘを測定すべき対象物の被測定
インピーダンス６が、シールド７が施された信号線５を
介して演算増幅器１の反転入力端子に接続され、該演算
増幅器１の出力端子と反転入力端子（−）との間に既知
のインピーダンス値Ｚｆの帰還インピーダンス３が接続
され、非反転入力端子（＋）に発振器４及びシールド７
が接続されている。また、演算増幅器１の出力端子に
は、整流平滑回路等からなる交流／直流変換回路（ＡＣ
／ＤＣ）２が接続されている。図１に示したＺ／Ｖ変換
装置においては、負帰還回路を有する演算増幅器の性質
上、演算増幅器１の反転及び非反転入力端子はイマジナ
ルショート状態であるため、これらは実質的に同一電位
となる。したがって、信号線５とシールド７とが同電位
となるから、これらの間に生じる浮遊容量が充電される
ことがなく、演算増幅器１の入力端子には浮遊容量によ
る影響が生じることがない。これは、信号線５の長さに
無関係に成立し、また、信号線５の移動、折り曲げ等に
関係なく成立する。
【００１２】更に詳細に説明すると、図１に示したＺ／
Ｖ変換回路において、演算増幅器１の２つの入力端子が
イマジナルショート状態であるため、その反転入力端子
の電圧Ｖｍは、発振器４の発振出力電圧Ｖｉと等しくな
る。そして、被測定インピーダンス６を流れる電流ｉ1
及び帰還インピーダンス３に流れる電流ｉ2は、演算増
幅器１から出力される交流電圧をＶｏとすると、以下の
ように表される。 ｉ1＝−Ｖｍ／Ｚｘ＝−Ｖｉ／Ｚｘ ｉ2＝（Ｖｍ−Ｖｏ）／Ｚｆ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｚｆ ここで、演算増幅器がその性質上、高入力インピーダン
ス特性を有しているから、ｉ1＝ｉ2であり、 Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋Ｚｘ／Ｚｆ） （１） が得られる。なお、被測定インピーダンスＺｘの回路要
素を静電容量Ｃｘとし、帰還インピーダンスＺｆの回路
要素を抵抗Ｒｆとすると、図７のＺ／Ｖ変換装置はＣ／
Ｖ変換装置となり、その場合の交流電圧Ｖｏは、式
（１）から以下のように求めることができる。 Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋ｊωＣｘＲｆ） （２） ［ただし、ωはＶｉの角周波数］
Ｖ変換回路において、演算増幅器１の２つの入力端子が
イマジナルショート状態であるため、その反転入力端子
の電圧Ｖｍは、発振器４の発振出力電圧Ｖｉと等しくな
る。そして、被測定インピーダンス６を流れる電流ｉ1
及び帰還インピーダンス３に流れる電流ｉ2は、演算増
幅器１から出力される交流電圧をＶｏとすると、以下の
ように表される。 ｉ1＝−Ｖｍ／Ｚｘ＝−Ｖｉ／Ｚｘ ｉ2＝（Ｖｍ−Ｖｏ）／Ｚｆ＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／Ｚｆ ここで、演算増幅器がその性質上、高入力インピーダン
ス特性を有しているから、ｉ1＝ｉ2であり、 Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋Ｚｘ／Ｚｆ） （１） が得られる。なお、被測定インピーダンスＺｘの回路要
素を静電容量Ｃｘとし、帰還インピーダンスＺｆの回路
要素を抵抗Ｒｆとすると、図７のＺ／Ｖ変換装置はＣ／
Ｖ変換装置となり、その場合の交流電圧Ｖｏは、式
（１）から以下のように求めることができる。 Ｖｏ＝Ｖｉ（１＋ｊωＣｘＲｆ） （２） ［ただし、ωはＶｉの角周波数］
【００１３】したがって、図１のＺ／Ｖ変換装置によれ
ば、式（１）で示される交流電圧Ｖｏを演算増幅器１か
ら出力することができ、しかも、演算増幅器の入力端子
のイマジナルショート状態により、信号線５に生じる浮
遊容量が該入力端子の間に現れることがないので、被測
定インピーダンスＺｘの値に正確に対応した交流電圧Ｖ
ｏを出力することができる。そして、演算増幅器１から
の交流電圧Ｖｏを整流平滑回路等の交流／直流（ＡＣ／
ＤＣ）変換回路２を介することにより、該交流電圧Ｖｏ
の振幅に対応した直流電圧Ｖoutが出力される。この直
流出力電圧Ｖoutのレベルの変化により、被測定インピ
ーダンスＺｘの変化の状態を検出することができ、更に
は、必要に応じて適宜の演算手段を付加することによ
り、被測定インピーダンスＺｘの値を逆算することがで
きる。上記したように、本出願人が提案した図１のＺ／
Ｖ変換装置によれば、図７の公知のＣ／Ｖ変換装置に比
べて、より正確に被測定インピーダンスＺｘに対応する
交流電圧Ｖｏ及び直流電圧Ｖoutを出力することができ
る。
ば、式（１）で示される交流電圧Ｖｏを演算増幅器１か
ら出力することができ、しかも、演算増幅器の入力端子
のイマジナルショート状態により、信号線５に生じる浮
遊容量が該入力端子の間に現れることがないので、被測
定インピーダンスＺｘの値に正確に対応した交流電圧Ｖ
ｏを出力することができる。そして、演算増幅器１から
の交流電圧Ｖｏを整流平滑回路等の交流／直流（ＡＣ／
ＤＣ）変換回路２を介することにより、該交流電圧Ｖｏ
の振幅に対応した直流電圧Ｖoutが出力される。この直
流出力電圧Ｖoutのレベルの変化により、被測定インピ
ーダンスＺｘの変化の状態を検出することができ、更に
は、必要に応じて適宜の演算手段を付加することによ
り、被測定インピーダンスＺｘの値を逆算することがで
きる。上記したように、本出願人が提案した図１のＺ／
Ｖ変換装置によれば、図７の公知のＣ／Ｖ変換装置に比
べて、より正確に被測定インピーダンスＺｘに対応する
交流電圧Ｖｏ及び直流電圧Ｖoutを出力することができ
る。
【００１４】図２は、本発明のＺ／Ｖ変換装置の第１の
実施例を示す概略図であり、図２において、図１と同一
又は同様の構成要素には、同一の参照符号を付してい
る。本発明の第１の実施例においては、図１のＺ／Ｖ変
換装置に、既知の固定インピーダンス値Ｚｄのダミー・
インピーダンス８と、被測定インピーダンス６及びダミ
ー・インピーダンス８を選択的に演算増幅器１の反転入
力端子に接続するためのスイッチ回路９と、交流／直流
変換回路２の出力をサンプリングしてホールドするサン
プルホールド回路（ＳＨ）１０と、該サンプルホールド
回路の出力並びに交流／直流変換回路２の出力Ｖoutが
入力される減算回路１１と、スイッチ回路９、サンプル
ホールド回路１０及び減算回路１１の動作を制御する制
御回路１２とを付加したことを特徴とし、これにより出
力ドリフトを防止できようにしている。なお、帰還イン
ピーダンス３と並列接続されたスイッチ１５は、スイッ
チ１５は、Ｚ／Ｖ変換装置を動作させる前に演算増幅器
の出力と反転入力端子とを同電位にすることにより初期
化を行うためのものである。
実施例を示す概略図であり、図２において、図１と同一
又は同様の構成要素には、同一の参照符号を付してい
る。本発明の第１の実施例においては、図１のＺ／Ｖ変
換装置に、既知の固定インピーダンス値Ｚｄのダミー・
インピーダンス８と、被測定インピーダンス６及びダミ
ー・インピーダンス８を選択的に演算増幅器１の反転入
力端子に接続するためのスイッチ回路９と、交流／直流
変換回路２の出力をサンプリングしてホールドするサン
プルホールド回路（ＳＨ）１０と、該サンプルホールド
回路の出力並びに交流／直流変換回路２の出力Ｖoutが
入力される減算回路１１と、スイッチ回路９、サンプル
ホールド回路１０及び減算回路１１の動作を制御する制
御回路１２とを付加したことを特徴とし、これにより出
力ドリフトを防止できようにしている。なお、帰還イン
ピーダンス３と並列接続されたスイッチ１５は、スイッ
チ１５は、Ｚ／Ｖ変換装置を動作させる前に演算増幅器
の出力と反転入力端子とを同電位にすることにより初期
化を行うためのものである。
【００１５】図２においては、スイッチ回路９は被測定
インピーダンス６と演算増幅器１とを接続する信号線の
中間部に接続されており、スイッチ回路９の両側の信号
線５ 1、５2にシールド７1、７2を施し、かつこれら信号
線とシールドとの間の浮遊容量による影響を低減するた
めに、シールド７1及び７2を発振器４に接続された演算
増幅器１の非反転入力端子に接続している。そして、ダ
ミー・インピーダンスを被測定インピーダンス６と同一
環境に置くことが好ましいため、スイッチ回路９とダミ
ー・インピーダンス８とを接続する信号線５dを、信号
線５1と同一長とするとともに演算増幅器１の非反転入
力端子（及び発振器４）に接続したシールド７dでシー
ルドしている。なお、ダミー・インピーダンス８及び被
測定インピーダンス６は互いに抵抗同士か、又は容量同
士であることが好ましい。また、スイッチ回路９を、演
算増幅器１の入力端子の間近、または被測定インピーダ
ンス６及びダミー・インピーダンス８の間近に配置する
こともできる。前者の場合は、信号線５2及びシールド
７2が不要となり、後者の場合は、信号線５ 1、５d及び
シールド７1、７dが不要となる。
インピーダンス６と演算増幅器１とを接続する信号線の
中間部に接続されており、スイッチ回路９の両側の信号
線５ 1、５2にシールド７1、７2を施し、かつこれら信号
線とシールドとの間の浮遊容量による影響を低減するた
めに、シールド７1及び７2を発振器４に接続された演算
増幅器１の非反転入力端子に接続している。そして、ダ
ミー・インピーダンスを被測定インピーダンス６と同一
環境に置くことが好ましいため、スイッチ回路９とダミ
ー・インピーダンス８とを接続する信号線５dを、信号
線５1と同一長とするとともに演算増幅器１の非反転入
力端子（及び発振器４）に接続したシールド７dでシー
ルドしている。なお、ダミー・インピーダンス８及び被
測定インピーダンス６は互いに抵抗同士か、又は容量同
士であることが好ましい。また、スイッチ回路９を、演
算増幅器１の入力端子の間近、または被測定インピーダ
ンス６及びダミー・インピーダンス８の間近に配置する
こともできる。前者の場合は、信号線５2及びシールド
７2が不要となり、後者の場合は、信号線５ 1、５d及び
シールド７1、７dが不要となる。
【００１６】図３は、図２に示したＺ／Ｖ変換装置の制
御回路１３から出力される制御信号Ｓ9、Ｓ10、Ｓ11の
出力タイミングを示している。制御信号Ｓ9は、スイッ
チ回路９に供給され、高レベルの場合にダミー・インピ
ーダンス８側に、低レベルの場合に被測定インピーダン
ス６側に、演算増幅器１の反転入力端子が接続されるよ
う、スイッチ回路を制御する。制御信号Ｓ10は、サンプ
ルホールド回路１０に供給され、高レベルの場合にサン
プルホールド回路を動作させて、交流／直流変換回路２
の出力Ｖoutのサンプリング・ホールドを行う。制御信
号Ｓ11は、減算回路１１に供給され、高レベルの場合に
減算動作を実行するよう減算回路１１を制御する。
御回路１３から出力される制御信号Ｓ9、Ｓ10、Ｓ11の
出力タイミングを示している。制御信号Ｓ9は、スイッ
チ回路９に供給され、高レベルの場合にダミー・インピ
ーダンス８側に、低レベルの場合に被測定インピーダン
ス６側に、演算増幅器１の反転入力端子が接続されるよ
う、スイッチ回路を制御する。制御信号Ｓ10は、サンプ
ルホールド回路１０に供給され、高レベルの場合にサン
プルホールド回路を動作させて、交流／直流変換回路２
の出力Ｖoutのサンプリング・ホールドを行う。制御信
号Ｓ11は、減算回路１１に供給され、高レベルの場合に
減算動作を実行するよう減算回路１１を制御する。
【００１７】図２及び図３を参照して、本発明の第１の
実施例の動作を説明する。まず、スイッチ１５をオン・
オフして初期化を行った後、測定動作を時点ｔ0で開始
すると、制御回路１２は、制御信号Ｓ9を高レベルにし
て、スイッチ回路９をダミー・インピーダンス８側（点
線の位置）に切り替えるとともに、時点ｔ 1において制
御信号Ｓ10を高レベルにして、サンプルホールド回路１
０中のゲートをオンにしてサンプリング及びホールド動
作を実行させる。これにより、ダミー・インピーダンス
Ｚｄに対応する直流電圧Ｖout（＝Ｖout-d(t)）が、交
流／直流変換回路２から出力されてサンプルホールド回
路１０のコンデンサに蓄積すなわちホールドされる。次
に、時点ｔ2において、制御信号Ｓ9を低レベルに戻し
て、スイッチ回路９を被測定インピーダンス６側に接続
し、交流／直流変換回路２から被測定インピーダンスＺ
ｘに対応する直流電圧Ｖout(=Ｖout-x(t))が出力され
る。このとき、制御信号Ｓ10が低レベルを保持している
ので、サンプルホールド回路１０のゲートはオフ状態を
保持し、したがってホールド電圧はダミー・インピーダ
ンスＺｄに対応する電圧Ｖout-d(t)を保持する。
実施例の動作を説明する。まず、スイッチ１５をオン・
オフして初期化を行った後、測定動作を時点ｔ0で開始
すると、制御回路１２は、制御信号Ｓ9を高レベルにし
て、スイッチ回路９をダミー・インピーダンス８側（点
線の位置）に切り替えるとともに、時点ｔ 1において制
御信号Ｓ10を高レベルにして、サンプルホールド回路１
０中のゲートをオンにしてサンプリング及びホールド動
作を実行させる。これにより、ダミー・インピーダンス
Ｚｄに対応する直流電圧Ｖout（＝Ｖout-d(t)）が、交
流／直流変換回路２から出力されてサンプルホールド回
路１０のコンデンサに蓄積すなわちホールドされる。次
に、時点ｔ2において、制御信号Ｓ9を低レベルに戻し
て、スイッチ回路９を被測定インピーダンス６側に接続
し、交流／直流変換回路２から被測定インピーダンスＺ
ｘに対応する直流電圧Ｖout(=Ｖout-x(t))が出力され
る。このとき、制御信号Ｓ10が低レベルを保持している
ので、サンプルホールド回路１０のゲートはオフ状態を
保持し、したがってホールド電圧はダミー・インピーダ
ンスＺｄに対応する電圧Ｖout-d(t)を保持する。
【００１８】そして、制御回路１２は、時点ｔ3におい
て、制御信号Ｓ11を高レベルとし、これにより、減算回
路１１が、被測定インピーダンスＺｘに対応する直流電
圧Ｖout-x(t)からサンプルホールド回路１０にホールド
された電圧Ｖout-d(t)を差し引いて、差の電圧Ｖ Ｖ＝Ｖout-x(t)−Ｖout-d(t) （３） を出力する。なお、時点ｔ0とｔ1とのタイムラグ及び時
点ｔ2とｔ3とのタイムラグは、スイッチ回路９を切り替
えてから交流／直流変換回路２の出力電圧が安定するま
でに時間を要するために、設けたものである。
て、制御信号Ｓ11を高レベルとし、これにより、減算回
路１１が、被測定インピーダンスＺｘに対応する直流電
圧Ｖout-x(t)からサンプルホールド回路１０にホールド
された電圧Ｖout-d(t)を差し引いて、差の電圧Ｖ Ｖ＝Ｖout-x(t)−Ｖout-d(t) （３） を出力する。なお、時点ｔ0とｔ1とのタイムラグ及び時
点ｔ2とｔ3とのタイムラグは、スイッチ回路９を切り替
えてから交流／直流変換回路２の出力電圧が安定するま
でに時間を要するために、設けたものである。
【００１９】ところで、式（３）におけるＶout-x(t)及
びＶout-d(t)には、環境温度の変化等によって生じるド
リフト成分が含まれているが、該ドリフト成分は、Ｖou
t-x(t)及びＶout-d(t)共に同一の値ΔＶ(t)である。す
なわち、 Ｖout-x(t)＝Ｖout-x＋ΔＶ(t) Ｖout-d(t)＝Ｖout-d＋ΔＶ(t) ∴Ｖ＝Ｖout-x−Ｖout-d （４） ただし、Ｖout-x及びＶout-dは、出力電圧Ｖoutにドリ
フト成分が含まない場合の真の被測定インピーダンスＺ
ｘ及びＺｄに対応する出力電圧を表すものとする。これ
は、被測定インピーダンスＺｘ（及びダミー・インピー
ダンスＺｄ）の値に拘わらず成り立つことである。した
がって、Ｖout-x及びＶout-dの差で表される電圧Ｖ（式
（４））には環境変化等によって生じるドリフト成分が
含まれないので、減算回路１１から、被測定インピーダ
ンスＺｘの変化に追随して変化する出力電圧Ｖを得るこ
とができる。なお、被測定インピーダンスＺｘの変化を
継続的に監視する必要がある場合は、サンプルホールド
回路１０のホールド電圧Ｖout-d(t)が自然放電等により
低下することを考慮して、時点ｔ4でスイッチ回路９を
ダミー・インピーダンスＺｄ側に再度接続して、上記し
た動作を適宜の周期で繰り返せばよい。これにより、ホ
ールド電圧Ｖout-d(t)がダミー・インピーダンスＺｄに
常に正確に対応したものとなる。
びＶout-d(t)には、環境温度の変化等によって生じるド
リフト成分が含まれているが、該ドリフト成分は、Ｖou
t-x(t)及びＶout-d(t)共に同一の値ΔＶ(t)である。す
なわち、 Ｖout-x(t)＝Ｖout-x＋ΔＶ(t) Ｖout-d(t)＝Ｖout-d＋ΔＶ(t) ∴Ｖ＝Ｖout-x−Ｖout-d （４） ただし、Ｖout-x及びＶout-dは、出力電圧Ｖoutにドリ
フト成分が含まない場合の真の被測定インピーダンスＺ
ｘ及びＺｄに対応する出力電圧を表すものとする。これ
は、被測定インピーダンスＺｘ（及びダミー・インピー
ダンスＺｄ）の値に拘わらず成り立つことである。した
がって、Ｖout-x及びＶout-dの差で表される電圧Ｖ（式
（４））には環境変化等によって生じるドリフト成分が
含まれないので、減算回路１１から、被測定インピーダ
ンスＺｘの変化に追随して変化する出力電圧Ｖを得るこ
とができる。なお、被測定インピーダンスＺｘの変化を
継続的に監視する必要がある場合は、サンプルホールド
回路１０のホールド電圧Ｖout-d(t)が自然放電等により
低下することを考慮して、時点ｔ4でスイッチ回路９を
ダミー・インピーダンスＺｄ側に再度接続して、上記し
た動作を適宜の周期で繰り返せばよい。これにより、ホ
ールド電圧Ｖout-d(t)がダミー・インピーダンスＺｄに
常に正確に対応したものとなる。
【００２０】図２に示した第１の実施例のＺ／Ｖ変換装
置において、ダミー・インピーダンスＺｄに対応し、ド
リフト成分を含まない出力電圧Ｖout-dは、該装置を基
準温度（例えば、２５℃）等の環境で用いることにより
予め得ることができる。したがって、式（４）から Ｖout-x＝Ｖ−Ｖout-d （５） が得られ、式（５）により、被測定インピーダンスＺｘ
に対応し、かつドリフト成分を含まない電圧Ｖout-xを
得ることができる。なお、被測定インピーダンスＺｘの
変化の状態のみを監視すればよい場合は、式（５）で表
される処理を必要とせずに出力Ｖを監視すればよいこと
は、言うまでもない。
置において、ダミー・インピーダンスＺｄに対応し、ド
リフト成分を含まない出力電圧Ｖout-dは、該装置を基
準温度（例えば、２５℃）等の環境で用いることにより
予め得ることができる。したがって、式（４）から Ｖout-x＝Ｖ−Ｖout-d （５） が得られ、式（５）により、被測定インピーダンスＺｘ
に対応し、かつドリフト成分を含まない電圧Ｖout-xを
得ることができる。なお、被測定インピーダンスＺｘの
変化の状態のみを監視すればよい場合は、式（５）で表
される処理を必要とせずに出力Ｖを監視すればよいこと
は、言うまでもない。
【００２１】図４は、本発明の第２の実施例のＺ／Ｖ変
換装置を示している。第２の実施例においては、図２に
示した第１の実施例と相違する点は、サンプルホールド
回路１０及び減算回路１１の替わりにバイアス電圧発生
回路１３及び加算回路１４を用いていることである。バ
イアス電圧発生回路１３は、制御回路１２からの制御信
号Ｓ13が高レベルとなったときに、そのときの交流／直
流変換回路２の出力と絶対値が等しく極性が反対の電圧
をバイアス電圧を発生するためのものである。制御信号
Ｓ13は、制御信号Ｓ10（図２及び図３）と同一のタイミ
ングで発生され、制御信号Ｓ9が高レベルのときに高レ
ベルとなるよう制御されるため、スイッチ回路９がダミ
ー・インピーダンス８側に切り替えられたときの出力電
圧Ｖout-d(t)と絶対値が同一で符号が反対のバイアス電
圧−Ｖout-d(t)が設定される。加算回路１４は、制御信
号Ｓ11（図２及び図３）と同一のタイミングで発生さ
れ、制御信号Ｓ14が高レベルのときに加算動作を実行し
て、被測定インピーダンスＺｘに対応する電圧Ｖout-x
(t)にバイアス電圧−Ｖout-d(t)を重畳する。
換装置を示している。第２の実施例においては、図２に
示した第１の実施例と相違する点は、サンプルホールド
回路１０及び減算回路１１の替わりにバイアス電圧発生
回路１３及び加算回路１４を用いていることである。バ
イアス電圧発生回路１３は、制御回路１２からの制御信
号Ｓ13が高レベルとなったときに、そのときの交流／直
流変換回路２の出力と絶対値が等しく極性が反対の電圧
をバイアス電圧を発生するためのものである。制御信号
Ｓ13は、制御信号Ｓ10（図２及び図３）と同一のタイミ
ングで発生され、制御信号Ｓ9が高レベルのときに高レ
ベルとなるよう制御されるため、スイッチ回路９がダミ
ー・インピーダンス８側に切り替えられたときの出力電
圧Ｖout-d(t)と絶対値が同一で符号が反対のバイアス電
圧−Ｖout-d(t)が設定される。加算回路１４は、制御信
号Ｓ11（図２及び図３）と同一のタイミングで発生さ
れ、制御信号Ｓ14が高レベルのときに加算動作を実行し
て、被測定インピーダンスＺｘに対応する電圧Ｖout-x
(t)にバイアス電圧−Ｖout-d(t)を重畳する。
【００２２】すなわち、測定開始時に、制御信号Ｓ9に
より信号線５dがダミー・インピーダンス８側に接続さ
れるようスイッチ回路９を切り替え、対応する出力電圧
Ｖout-d(t)を交流／直流変換回路２から出力する。出力
電圧Ｖout-d(t)が安定した後に、制御信号Ｓ13によりバ
イアス回路１３に−Ｖout-d(t)が設定される。そして、
スイッチ回路９を被測定インピーダンス６側に切り替
え、交流／直流変換回路２から電圧Ｖout-x(t)を出力
し、加算回路１４において、以下の加算が実行され、実
施例１の場合と同様にドリフト成分が除去され、被測定
インピーダンスＺｘの変化に追従して変化する出力電圧
Ｖを得ることができる。 Ｖ＝Ｖout-x(t)＋（−Ｖout-d(t)）＝Ｖout-x−Ｖout-d なお、バイアス電圧発生回路のバイアス電圧を、交流／
直流変換回路２の出力電圧の極性を反転させたものとし
て説明したが、同一極性とすることも可能であり、その
場合、加算回路１４は減算回路として構成される。した
がって、図２の実施例と図４の実施例とは、実現手段が
相違しているが機能的には同一である。
より信号線５dがダミー・インピーダンス８側に接続さ
れるようスイッチ回路９を切り替え、対応する出力電圧
Ｖout-d(t)を交流／直流変換回路２から出力する。出力
電圧Ｖout-d(t)が安定した後に、制御信号Ｓ13によりバ
イアス回路１３に−Ｖout-d(t)が設定される。そして、
スイッチ回路９を被測定インピーダンス６側に切り替
え、交流／直流変換回路２から電圧Ｖout-x(t)を出力
し、加算回路１４において、以下の加算が実行され、実
施例１の場合と同様にドリフト成分が除去され、被測定
インピーダンスＺｘの変化に追従して変化する出力電圧
Ｖを得ることができる。 Ｖ＝Ｖout-x(t)＋（−Ｖout-d(t)）＝Ｖout-x−Ｖout-d なお、バイアス電圧発生回路のバイアス電圧を、交流／
直流変換回路２の出力電圧の極性を反転させたものとし
て説明したが、同一極性とすることも可能であり、その
場合、加算回路１４は減算回路として構成される。した
がって、図２の実施例と図４の実施例とは、実現手段が
相違しているが機能的には同一である。
【００２３】図５は、本発明の第３の実施例を示してお
り、第３の実施例は、図４に示した第２の実施例と、信
号線５ｄをスイッチ回路９を介して接地する（すなわ
ち、ダミー・インピーダンスＺｄ＝０）ようにした点で
のみ相違している。この第３の実施例においては、スイ
ッチ回路９がグランド端子に切り換えられたときのゼロ
・インピーダンスに対応する出力電圧Ｖout-g(t)が交流
／直流変換回路２から出力され、バイアス回路１３に−
Ｖout-g(t)がバイアス電圧として設定される。このとき
のＶout-g(t)は、ゼロ・インピーダンスに対応している
からドリフト成分と発振器４の発振出力Ｖｉに相当する
直流成分Ｖidcのみであり（式（１）から）、したがっ
て、バイアス回路１３は −Ｖout-g(t)＝−ΔＶ(t)−Ｖidc をバイアス電圧として出力することになる。
り、第３の実施例は、図４に示した第２の実施例と、信
号線５ｄをスイッチ回路９を介して接地する（すなわ
ち、ダミー・インピーダンスＺｄ＝０）ようにした点で
のみ相違している。この第３の実施例においては、スイ
ッチ回路９がグランド端子に切り換えられたときのゼロ
・インピーダンスに対応する出力電圧Ｖout-g(t)が交流
／直流変換回路２から出力され、バイアス回路１３に−
Ｖout-g(t)がバイアス電圧として設定される。このとき
のＶout-g(t)は、ゼロ・インピーダンスに対応している
からドリフト成分と発振器４の発振出力Ｖｉに相当する
直流成分Ｖidcのみであり（式（１）から）、したがっ
て、バイアス回路１３は −Ｖout-g(t)＝−ΔＶ(t)−Ｖidc をバイアス電圧として出力することになる。
【００２４】そして、スイッチ回路９を被測定インピー
ダンス６側に切り替えたときに、加算回路１４におい
て、以下の加算が実行される。 Ｖ＝Ｖout-x(t)＋（−Ｖout-g(t)） ∴Ｖ＝Ｖout-x＋ΔＶ(t)−ΔＶ(t)−Ｖidc ＝Ｖout-x−Ｖidc ＝Ｖidc（１＋Ｚｘ／Ｚｆ）−Ｖidc ＝Ｖidc・Ｚｘ／Ｚｆ これにより、被測定インピーダンスＺｘに対応し、ドリ
フト成分を含まない電圧Ｖを得ることができる。なお、
バイアス電圧発生回路１３及び加算回路１４の代わり
に、図２に示すサンプルホールド回路１０及び減算回路
１１を用いてもよいことは、勿論である。
ダンス６側に切り替えたときに、加算回路１４におい
て、以下の加算が実行される。 Ｖ＝Ｖout-x(t)＋（−Ｖout-g(t)） ∴Ｖ＝Ｖout-x＋ΔＶ(t)−ΔＶ(t)−Ｖidc ＝Ｖout-x−Ｖidc ＝Ｖidc（１＋Ｚｘ／Ｚｆ）−Ｖidc ＝Ｖidc・Ｚｘ／Ｚｆ これにより、被測定インピーダンスＺｘに対応し、ドリ
フト成分を含まない電圧Ｖを得ることができる。なお、
バイアス電圧発生回路１３及び加算回路１４の代わり
に、図２に示すサンプルホールド回路１０及び減算回路
１１を用いてもよいことは、勿論である。
【００２５】図６は、図２に示した本発明の第１の実施
例において、被測定インピーダンス６を静電容量等のキ
ャパシタンス成分とし、ダミー・インピーダンス８をキ
ャパシタンスとし、帰還インピーダンス３としてキャパ
シタンス３1及び抵抗３2の並列回路を採用して、容量／
電圧（Ｃ／Ｖ）変換装置とした場合を示している。この
ような構成のＣ／Ｖ変換装置によれば、演算増幅器等の
要因で出力Ｖｏに生じる位相のズレを補正することがで
きる。また、キャパシタンス３1及び抵抗３2の少なくと
も一方が可変であると、より好ましい位相補正を行うこ
とができる。なお、図４に示した本発明の第２の実施例
の被測定インピーダンス６及び帰還インピーダンス３
を、図６のように設定することにより、上記と同様な作
用効果を奏することができることは、言うまでもない。
例において、被測定インピーダンス６を静電容量等のキ
ャパシタンス成分とし、ダミー・インピーダンス８をキ
ャパシタンスとし、帰還インピーダンス３としてキャパ
シタンス３1及び抵抗３2の並列回路を採用して、容量／
電圧（Ｃ／Ｖ）変換装置とした場合を示している。この
ような構成のＣ／Ｖ変換装置によれば、演算増幅器等の
要因で出力Ｖｏに生じる位相のズレを補正することがで
きる。また、キャパシタンス３1及び抵抗３2の少なくと
も一方が可変であると、より好ましい位相補正を行うこ
とができる。なお、図４に示した本発明の第２の実施例
の被測定インピーダンス６及び帰還インピーダンス３
を、図６のように設定することにより、上記と同様な作
用効果を奏することができることは、言うまでもない。
【００２６】図７は、図６に示した本発明のＣ／Ｖ変換
装置と、図１に示したＺ／Ｖ変換装置をＣ／Ｖ変換装置
として構成したものとを、実機テストによりテストした
結果をグラフ表示している。なお、測定すべき静電容量
Ｃｘは同一のものを用い、さらに条件を同一にしてＣｘ
を測定し、その変化量を求めた。グラフにおいて、四角
（□）で示したプロット点は、本発明によるテスト測定
結果であり、ほぼ直線（Ａ）沿って現れている。一方、
丸（○）で示したプロット点は、図１の装置によるテス
ト結果であり、ほぼ直線（Ｂ）に沿って現れている。こ
のグラフから明らかなように、本発明によれば、ほぼ一
定の測定値が得られているので、ドリフト成分を抑圧で
きることが分かる。
装置と、図１に示したＺ／Ｖ変換装置をＣ／Ｖ変換装置
として構成したものとを、実機テストによりテストした
結果をグラフ表示している。なお、測定すべき静電容量
Ｃｘは同一のものを用い、さらに条件を同一にしてＣｘ
を測定し、その変化量を求めた。グラフにおいて、四角
（□）で示したプロット点は、本発明によるテスト測定
結果であり、ほぼ直線（Ａ）沿って現れている。一方、
丸（○）で示したプロット点は、図１の装置によるテス
ト結果であり、ほぼ直線（Ｂ）に沿って現れている。こ
のグラフから明らかなように、本発明によれば、ほぼ一
定の測定値が得られているので、ドリフト成分を抑圧で
きることが分かる。
【００２７】本発明は、上記したように構成されている
ので、Ｚ／Ｖ変換装置において、測定環境の変化による
出力ドリフトを補償することができ、また、被測定イン
ピーダンスＺｘを接続するための信号線上の浮遊容量等
による影響を低減することができるので、極めて高精度
のＺ／Ｖ変換が可能となり、実用性が極めて高い。
ので、Ｚ／Ｖ変換装置において、測定環境の変化による
出力ドリフトを補償することができ、また、被測定イン
ピーダンスＺｘを接続するための信号線上の浮遊容量等
による影響を低減することができるので、極めて高精度
のＺ／Ｖ変換が可能となり、実用性が極めて高い。
【図１】本発明のＺ／Ｖ変換装置の原理構成を示す回路
図である。
図である。
【図２】本発明の第１の実施例のＺ／Ｖ変換装置の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３】図２に示したＺ／Ｖ変換装置における制御信号
の発生タイミングを示すタイミング図である。
の発生タイミングを示すタイミング図である。
【図４】本発明の第２の実施例のＺ／Ｖ変換装置の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例のＺ／Ｖ変換装置の構成
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図６】図２に示したＺ／Ｖ変換装置を容量／電圧（Ｃ
／Ｖ）変換装置として用いた場合の構成を示す回路図で
ある。
／Ｖ）変換装置として用いた場合の構成を示す回路図で
ある。
【図７】図６に示したＣ／Ｖ変換装置と、図１に示した
Ｚ／Ｖ変換装置をＣ／Ｖ変換装置とした場合とを、実機
テストした測定結果を示すグラフである。
Ｚ／Ｖ変換装置をＣ／Ｖ変換装置とした場合とを、実機
テストした測定結果を示すグラフである。
【図８】従来例のＣ／Ｖ変換装置の構成を示す回路図で
ある。
ある。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｇ０１Ｄ 5/24 Ｋ
(72)発明者 松本 俊行
兵庫県尼崎市扶桑町１番８号 住友金属
工業株式会社エレクトロニクス技術研究
所内
(56)参考文献 特開 平９−280806（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−302628（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−82103（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 27/26
G01R 27/02
G01R 35/00
G01D 5/24
Claims (13)
- 【請求項１】 被測定インピーダンス値を電圧に変換す
るインピーダンス／電圧変換装置において、 入力端子に接続されたインピーダンスの値に対応する振
幅を有する交流電圧を出力する交流電圧出力手段と、 既知の値のダミー・インピーダンスと、 ダミー・インピーダンスと被測定インピーダンスとを選
択的に交流電圧出力手段の入力端子に接続するスイッチ
回路と、 交流電圧出力手段からの交流電圧をその振幅に対応する
直流電圧に変換する交流／直流変換回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧をサンプリング・ホ
ールドするサンプルホールド回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧から、サンプルホー
ルド回路にホールドされた電圧を減算する減算回路と、 スイッチ回路及びサンプルホールド回路を制御して、交
流電圧出力手段の入力端子にダミー・インピーダンスを
接続すると共に、交流／直流変換回路からのダミー・イ
ンピーダンスに対応する直流電圧をサンプルホールド回
路にホールドさせ、その後、スイッチ回路及び減算回路
を制御して、交流電圧出力手段の入力端子に被測定イン
ピーダンスを接続すると共に、交流／直流変換回路から
の被測定インピーダンスに対応する直流電圧からサンプ
ルホールド回路にホールドされた電圧を減算するよう制
御する制御回路とからなり、ドリフト成分が除去された
出力を得ることができるようにしたことを特徴とするイ
ンピーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項２】 被測定インピーダンス値を電圧に変換す
るインピーダンス／電圧変換装置において、 入力端子に接続されたインピーダンスの値に対応する振
幅を有する交流電圧を出力する交流電圧出力手段と、 既知の値のダミー・インピーダンスと、 ダミー・インピーダンスと被測定インピーダンスとを選
択的に交流電圧出力手段の入力端子に接続するスイッチ
回路と、 交流電圧出力手段からの交流電圧をその振幅に対応する
直流電圧に変換する交流／直流変換回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧と絶対値が同一で極
性が反対の電圧をバイアス電圧として発生するバイアス
電圧発生回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧とバイアス電圧発生
回路からのバイアス電圧とを加算する加算回路と、 スイッチ回路及びバイアス電圧発生回路を制御して、交
流電圧出力手段の入力端子にダミー・インピーダンスを
接続すると共に、そのときの交流／直流変換回路からの
直流電圧に基づいてバイアス電圧を設定し、その後、ス
イッチ回路及び加算回路を制御して、交流電圧出力手段
の入力端子に被測定インピーダンスを接続すると共に、
交流／直流変換回路からの被測定インピーダンスに対応
する直流電圧にバイアス電圧を加算するよう制御する制
御回路とからなり、ドリフト成分が除去された出力を得
ることができるようにしたことを特徴とするインピーダ
ンス／電圧変換装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載のインピーダンス／
電圧変換装置において、被測定インピーダンス及びダミ
ー・インピーダンスが共に同一特性であることを特徴と
するインピーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項４】 請求項１〜３いずれかに記載のインピー
ダンス／電圧変換装置において、被測定インピーダンス
とダミー・インピーダンスとは同一の条件下に置かれる
ことを特徴とするインピーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項５】 請求項１〜４いずれかに記載のインピー
ダンス／電圧変換装置において、 交流電圧出力手段は、該交流電圧出力手段の入力端子と
なる反転入力端子と出力端子との間に帰還インピーダン
スが接続された演算増幅器と、演算増幅器の非反転入力
端子に接続された発振器とを含み、 スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続する
第１の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、ス
イッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する第２の
信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及びスイ
ッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する第３の
信号線の少なくとも一部に施されたシールドの内の少な
くとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入力端子に
接続されていることを特徴とするインピーダンス／電圧
変換装置。 - 【請求項６】 被測定インピーダンス値を電圧に変換す
るインピーダンス／電圧変換装置において、 既知の値のダミー・インピーダンスと、 演算増幅器と、 ダミー・インピーダンスと被測定インピーダンスとを選
択的に演算増幅器の反転入力端子に接続するスイッチ回
路と、 演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続され
た帰還インピーダンスと、 演算増幅器の非反転入力端子に接続された発振器とを備
え、スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続
する第１の信号線の少なくとも一部に施されたシール
ド、スイッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する
第２の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及
びスイッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する
第３の信号線の少なくとも一部に施されたシールドの内
の少なくとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入力
端子に接続されていることを特徴とするインピーダンス
／電圧変換装置。 - 【請求項７】 請求項６記載のインピーダンス／電圧変
換装置において、被測定インピーダンス及びダミー・イ
ンピーダンスが共に同一特性であることを特徴とするイ
ンピーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項８】 請求項６又は７記載のインピーダンス／
電圧変換装置において、被測定インピーダンス及びダミ
ー・インピーダンスが共に同一の条件下に置かれること
を特徴とするインピーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項９】 被測定インピーダンス値を電圧に変換す
るインピーダンス／電圧変換装置において、 入力端子に接続されたインピーダンスの値に対応する振
幅を有する交流電圧を出力する交流電圧出力手段と、 グランド端子と被測定インピーダンスとを選択的に交流
電圧出力手段の入力端子に接続するスイッチ回路と、 交流電圧出力手段からの交流電圧の振幅に対応する直流
電圧に変換する交流／直流変換回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧と絶対値が同一で極
性が反対の電圧をバイアス電圧として発生するバイアス
電圧発生回路と、 交流／直流変換回路からの直流電圧とバイアス電圧発生
回路からのバイアス電圧とを加算する加算回路と、 スイッチ回路及びバイアス電圧発生回路を制御して、交
流電圧出力手段の入力端子にグランド端子を接続すると
共に、そのときの交流／直流変換回路からの直流電圧に
基づいてバイアス電圧を設定し、その後、スイッチ回路
及び加算回路を制御して、交流電圧出力手段の入力端子
に被測定インピーダンスを接続すると共に、交流／直流
変換回路からの被測定インピーダンスに対応する直流電
圧にバイアス電圧を加算するよう制御する制御回路とか
らなり、ドリフト成分が除去された出力を得ることがで
きるようにしたことを特徴とするインピーダンス／電圧
変換装置。 - 【請求項１０】 請求項９記載のインピーダンス／電圧
変換装置において、スイッチ回路を介して交流電圧発生
手段に接続される被測定インピーダンス及びグランド端
子は、同一の条件下に置かれることを特徴とするインピ
ーダンス／電圧変換装置。 - 【請求項１１】 請求項９又は１０記載のインピーダン
ス／電圧変換装置において、 交流電圧出力手段は、該交流電圧出力手段の入力端子と
なる反転入力端子と出力端子との間に帰還インピーダン
スが接続された演算増幅器と、演算増幅器の非反転入力
端子に接続された発振器とを含み、 スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続する
第１の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、ス
イッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する第２の
信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及びスイ
ッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する第３の
信号線の少なくとも一部に施されたシールドの内の少な
くとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入力端子に
接続されていることを特徴とするインピーダンス／電圧
変換装置。 - 【請求項１２】 被測定インピーダンス値を電圧に変換
するインピーダンス／電圧変換装置において、 演算増幅器と、 グランド端子と被測定インピーダンスとを選択的に演算
増幅器の反転入力端子に接続するスイッチ回路と、 演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続され
た帰還インピーダンスと、 演算増幅器の非反転入力端子に接続された発振器とを備
え、スイッチ回路と演算増幅器の反転入力端子とを接続
する第１の信号線の少なくとも一部に施されたシール
ド、スイッチ回路と被測定インピーダンスとを接続する
第２の信号線の少なくとも一部に施されたシールド、及
びスイッチ回路とダミー・インピーダンスとを接続する
第３の信号線の少なくとも一部に施されたシールドの内
の少なくとも１つのシールドが演算増幅器の非反転入力
端子に接続されていることを特徴とするインピーダンス
／電圧変換装置。 - 【請求項１３】 請求項１２記載のインピーダンス／電
圧変換装置において、被測定インピーダンス及びグラン
ド端子が共に同一の条件下に置かれることを特徴とする
インピーダンス／電圧変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11004799A JP3389528B2 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | インピーダンス／電圧変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11004799A JP3389528B2 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | インピーダンス／電圧変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000304789A JP2000304789A (ja) | 2000-11-02 |
| JP3389528B2 true JP3389528B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=14525769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11004799A Expired - Fee Related JP3389528B2 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | インピーダンス／電圧変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389528B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4249448B2 (ja) * | 2001-09-06 | 2009-04-02 | 東京エレクトロン株式会社 | 容量計の校正方法、校正用標準容量ボックス、静電容量の測定方法、容量測定用ボックス及び容量計 |
| JP4303545B2 (ja) * | 2003-09-09 | 2009-07-29 | 富士通株式会社 | 可動エレメント装置 |
| US9599651B2 (en) * | 2015-02-19 | 2017-03-21 | Nec Energy Solutions, Inc. | Systems and methods of detecting ground faults in energy storage and/or generation systems that employ DC/AC power conversion systems |
-
1999
- 1999-04-16 JP JP11004799A patent/JP3389528B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2000304789A (ja) | 2000-11-02 |
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