JPH0377070A - 自動車用直流電源の電流検出装置 - Google Patents
自動車用直流電源の電流検出装置Info
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- JPH0377070A JPH0377070A JP1213623A JP21362389A JPH0377070A JP H0377070 A JPH0377070 A JP H0377070A JP 1213623 A JP1213623 A JP 1213623A JP 21362389 A JP21362389 A JP 21362389A JP H0377070 A JPH0377070 A JP H0377070A
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は直流電流を正確にかつ安定に測定するための
回路flJi!から威る電流検出装置に関するものであ
る。
回路flJi!から威る電流検出装置に関するものであ
る。
第6図は最も一般的な電流検出の方法を示す図面である
。第6図において、lは電気負荷3に電流ILを供給す
るための電源、2は電流検出抵抗で、その抵抗値をR8
とする。4はインスッルメンテーシリンアンプで、その
2つの入力端子41゜42間の電圧■、に比例した出力
電圧v ouyを出力端子43に得ることができる。
。第6図において、lは電気負荷3に電流ILを供給す
るための電源、2は電流検出抵抗で、その抵抗値をR8
とする。4はインスッルメンテーシリンアンプで、その
2つの入力端子41゜42間の電圧■、に比例した出力
電圧v ouyを出力端子43に得ることができる。
第6図において、VI=11R3であるから、インスツ
ルメンテーションアンブ4の増幅度をAとすると、yo
uア=A・■、・R8となって電気負荷3に流れる電流
ILを測定できる。
ルメンテーションアンブ4の増幅度をAとすると、yo
uア=A・■、・R8となって電気負荷3に流れる電流
ILを測定できる。
一般的に、検出抵抗2における電圧降下は好ましくない
ので抵抗値R4は可能なかぎり小さく定められる。たと
えば、最大計測電流を100Aとし、このときの検出抵
抗2における電圧降下を10mVにする場合、R8は0
.1 dとなる。このとき、IL−10Aとすると、V
r −1mVとなりインスツルメンテーションアンブ
4で扱う電圧レベルとしではかなり小さな値である。こ
のような電流検出器は、自動車の発iiの出力電流測定
のためにも用いられるが、この場合、検出器の周囲温度
は一40°Cから+100 ’Cまで変動する。またさ
らに自動車においては車体が電気的接地(グランド)と
して用いられるため、電流検出はtfA側(通常はプラ
ス側)で測定しなければならず、したがって検出抵抗2
の電位は車載バッテリの電圧と等しくなる。自動車用電
源は、各種車載電気負荷の変動等の影響で、通常でも1
ボルトを越える変動がある。したがってインスツルメン
テーションアンブ4はlボルト以上のコモンモードノイ
ズのもとて1mVていどの微小電圧を増幅しなければな
らないことになる。
ので抵抗値R4は可能なかぎり小さく定められる。たと
えば、最大計測電流を100Aとし、このときの検出抵
抗2における電圧降下を10mVにする場合、R8は0
.1 dとなる。このとき、IL−10Aとすると、V
r −1mVとなりインスツルメンテーションアンブ
4で扱う電圧レベルとしではかなり小さな値である。こ
のような電流検出器は、自動車の発iiの出力電流測定
のためにも用いられるが、この場合、検出器の周囲温度
は一40°Cから+100 ’Cまで変動する。またさ
らに自動車においては車体が電気的接地(グランド)と
して用いられるため、電流検出はtfA側(通常はプラ
ス側)で測定しなければならず、したがって検出抵抗2
の電位は車載バッテリの電圧と等しくなる。自動車用電
源は、各種車載電気負荷の変動等の影響で、通常でも1
ボルトを越える変動がある。したがってインスツルメン
テーションアンブ4はlボルト以上のコモンモードノイ
ズのもとて1mVていどの微小電圧を増幅しなければな
らないことになる。
かかる環境条件のもとで、上述のように1mV以下の電
圧を安定に増幅できるインスツルメンテーションアンプ
を得ることは技術的には不可能でないにしても、それに
要゛するコストを考慮した場合、現実的ではない。
圧を安定に増幅できるインスツルメンテーションアンプ
を得ることは技術的には不可能でないにしても、それに
要゛するコストを考慮した場合、現実的ではない。
第7図は、上述の難点を解消する目的で用いられる方式
の原理を示す図面であって、本方式については特開昭6
3−.228071号公報、特開平1−113674号
公報、などに詳述されている。
の原理を示す図面であって、本方式については特開昭6
3−.228071号公報、特開平1−113674号
公報、などに詳述されている。
第7図において5はその一部にスリット状の切り欠き部
を有する強磁性体環であって、これを貫通するよう導線
20が配設され、この導線20に電気負荷3への給電電
流[Lが流れる。強磁性体環5の切り欠き部にはホール
素子6が強磁性体環5の切り欠き部の周方向磁界を測定
するように配設される。7はホール素子6に電流(又は
電圧)を供給するための電源、8はホール素子6の出力
電圧を増幅するための増幅器であり、その出力端子81
に得られる電圧をV。U、とする。ホール素子6に印加
される磁界の大きさは、当然導線20を流れる電流1.
に比例するから、■1とV。uTの関係は次式で与えら
れる。
を有する強磁性体環であって、これを貫通するよう導線
20が配設され、この導線20に電気負荷3への給電電
流[Lが流れる。強磁性体環5の切り欠き部にはホール
素子6が強磁性体環5の切り欠き部の周方向磁界を測定
するように配設される。7はホール素子6に電流(又は
電圧)を供給するための電源、8はホール素子6の出力
電圧を増幅するための増幅器であり、その出力端子81
に得られる電圧をV。U、とする。ホール素子6に印加
される磁界の大きさは、当然導線20を流れる電流1.
に比例するから、■1とV。uTの関係は次式で与えら
れる。
■、、T=に、It+VO−・−・(1)(1)弐にお
いて、Kは定数であって、磁性体環5の寸法、ホール素
子6の感度、増幅器8の増幅度で決定される。voはオ
フセット電圧で、磁性体環5の残留磁気、ホール素子6
の不平衡電圧、増幅器8のオフセット電圧で決定される
。第7図に示す方式は、電流を磁界に変換してから計測
するため、第6図の方式のように検出抵抗2による電圧
降下を懸念する必要がないためにきわめて有用であるが
、(1)式におけるKおよび■。を安定に一定の値にす
るために多くの工夫を有する。すなわち、定数Kを決定
する要素の内でホール素子6の感度は、部品ごとの特性
のバラツキが大きく、また、温度依存性が大きい、また
、オフセット電圧V0を決める要素の内でホール素子6
の不平衡電圧もまた部品ごとのバラツキが大きく、温度
依存性を有する。このような事から、第7図の方式によ
るt流検出器においては、ホール素子6の感度および不
平衡電圧のバラツキを補償するために製造工程において
何らかの調整が必要であり、また温度補償を行う必要が
ある。ホール素子6の感度および不平衡電圧の温度依存
性(温度特性)は、ホール素子6のタイプ(形名)が同
一であれば同一の傾向を示すものの、全く同一の温度係
数を有することが保証されているわけではなく、したが
って、温度補償を行っても完全に温度依存性を消し去る
ことはできない。
いて、Kは定数であって、磁性体環5の寸法、ホール素
子6の感度、増幅器8の増幅度で決定される。voはオ
フセット電圧で、磁性体環5の残留磁気、ホール素子6
の不平衡電圧、増幅器8のオフセット電圧で決定される
。第7図に示す方式は、電流を磁界に変換してから計測
するため、第6図の方式のように検出抵抗2による電圧
降下を懸念する必要がないためにきわめて有用であるが
、(1)式におけるKおよび■。を安定に一定の値にす
るために多くの工夫を有する。すなわち、定数Kを決定
する要素の内でホール素子6の感度は、部品ごとの特性
のバラツキが大きく、また、温度依存性が大きい、また
、オフセット電圧V0を決める要素の内でホール素子6
の不平衡電圧もまた部品ごとのバラツキが大きく、温度
依存性を有する。このような事から、第7図の方式によ
るt流検出器においては、ホール素子6の感度および不
平衡電圧のバラツキを補償するために製造工程において
何らかの調整が必要であり、また温度補償を行う必要が
ある。ホール素子6の感度および不平衡電圧の温度依存
性(温度特性)は、ホール素子6のタイプ(形名)が同
一であれば同一の傾向を示すものの、全く同一の温度係
数を有することが保証されているわけではなく、したが
って、温度補償を行っても完全に温度依存性を消し去る
ことはできない。
以上述べてきたように、検出抵抗により被測定電流を電
圧に変換する方式では大きなコモンモードノイズの存在
下で微少な直流電圧を増幅しなければならず、また、電
流を磁界に変換してからホール素子で計測する方式では
、ホール素子の感度および不平衡電圧のバラツキの影響
を少くするための調整が必要であり、また上記2つのパ
ラメータの温度特性の補償が必要でかつ完全な補償が困
難であるなどの課題が有った。
圧に変換する方式では大きなコモンモードノイズの存在
下で微少な直流電圧を増幅しなければならず、また、電
流を磁界に変換してからホール素子で計測する方式では
、ホール素子の感度および不平衡電圧のバラツキの影響
を少くするための調整が必要であり、また上記2つのパ
ラメータの温度特性の補償が必要でかつ完全な補償が困
難であるなどの課題が有った。
この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、コモンモードノイズに強く、無調整でかつ温度
変化に対しても安定な電流検出装置を得ることを目的と
する。
もので、コモンモードノイズに強く、無調整でかつ温度
変化に対しても安定な電流検出装置を得ることを目的と
する。
この発明に係る電流検出装置は、電圧降下が問題となら
ない程度に十分中さな抵抗値の検出抵抗で電流を電圧に
変換し、さらにこの電圧をスイッチング回路で交流に変
換後トランスを介して交流増幅器に導いて交流増幅し、
交流増幅後の信号を再び直流に変換する事により、被測
定電流の大きさに比例した直流信号を得るようにしたも
のである。
ない程度に十分中さな抵抗値の検出抵抗で電流を電圧に
変換し、さらにこの電圧をスイッチング回路で交流に変
換後トランスを介して交流増幅器に導いて交流増幅し、
交流増幅後の信号を再び直流に変換する事により、被測
定電流の大きさに比例した直流信号を得るようにしたも
のである。
この発明における電流検出装置は、被測定電流に比例し
た直流電圧をこれに比例した振幅を有する交流に変換し
、本質的に温度、電源電圧変動の影響を受けにくい交流
増幅器により、十分大きなレベルまで増幅した後、交流
・直流変換回路によって直流に変換する。
た直流電圧をこれに比例した振幅を有する交流に変換し
、本質的に温度、電源電圧変動の影響を受けにくい交流
増幅器により、十分大きなレベルまで増幅した後、交流
・直流変換回路によって直流に変換する。
〔実施例]
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第1
図において、1,2.3は第6図と同様に1つの閉ルー
プを構成するように直列接続された直流電源、検出抵抗
、電気負荷であり、電源lの非接地側に接続された検出
抵抗2に流れる電流■、が被測定電流である。9は交流
信号を発生させるためのスイッチング回路であって、入
力端子91が検出抵抗2の高電位側に、共通端子92が
その低電位側に各々接続されている。10はトランスで
、■次側の入力端子100,101がスイッチング回路
9の出力端子94.共通端子92に接続されている。ト
ランス10の2次側の一端の出力端子103は接地され
、その他端の出力端子102は交流増幅器11の入力端
子110に接続されている。12は交流・直流変換回路
で、入力端子121が交流増幅器11の出力端子111
に接続され、接地された共通端子122と出力端子12
3を有している。13は平滑回路で、入力端子131が
交流・直流変換回路12の出力端子123に接続され、
接地された共通端子132と出力端子133を有してい
る。14は出力端子141を有する発振器、15は入力
端子151が出力端子141に接続された駆動回路で、
その出力端子152がスイッチング回路9の制御入力端
子93に接続されている。
図において、1,2.3は第6図と同様に1つの閉ルー
プを構成するように直列接続された直流電源、検出抵抗
、電気負荷であり、電源lの非接地側に接続された検出
抵抗2に流れる電流■、が被測定電流である。9は交流
信号を発生させるためのスイッチング回路であって、入
力端子91が検出抵抗2の高電位側に、共通端子92が
その低電位側に各々接続されている。10はトランスで
、■次側の入力端子100,101がスイッチング回路
9の出力端子94.共通端子92に接続されている。ト
ランス10の2次側の一端の出力端子103は接地され
、その他端の出力端子102は交流増幅器11の入力端
子110に接続されている。12は交流・直流変換回路
で、入力端子121が交流増幅器11の出力端子111
に接続され、接地された共通端子122と出力端子12
3を有している。13は平滑回路で、入力端子131が
交流・直流変換回路12の出力端子123に接続され、
接地された共通端子132と出力端子133を有してい
る。14は出力端子141を有する発振器、15は入力
端子151が出力端子141に接続された駆動回路で、
その出力端子152がスイッチング回路9の制御入力端
子93に接続されている。
次に第1図を参照してこの発明の一実施例の動作を説明
する。電源Iから検出抵抗2と電気負荷3に電流ILが
流れ、検出抵抗2に流れる電流ILが被測定電流である
。スイッチング回路9は、入力端子91と共通端子92
間に印加される検出抵抗2両端間の直流電圧■、を制御
入力端子93に印加されるパルス信号に同期的にスイッ
チングし、出力端子94と共通端子92間にV!に比例
した振幅を有する交流信号(パルス列)eaを発生する
。このパルス列e1はトランス10の1次側の入力端子
100,101間に印加され、直流成分が除かれた形で
トランスlOの2次側の出力端子102.103間に導
かれ、この信号をe、とする、この信号e、は交流増幅
器11の入力端子110に印加され、その出力端子11
1に増幅した出力eoを得る。そして、交流・直流変換
回路12は共通端子122と入力端子121間に印加さ
れる交流増幅器11からの交流信号(パルス列)eoの
振幅に比例した平均値を有する脈流信号e。
する。電源Iから検出抵抗2と電気負荷3に電流ILが
流れ、検出抵抗2に流れる電流ILが被測定電流である
。スイッチング回路9は、入力端子91と共通端子92
間に印加される検出抵抗2両端間の直流電圧■、を制御
入力端子93に印加されるパルス信号に同期的にスイッ
チングし、出力端子94と共通端子92間にV!に比例
した振幅を有する交流信号(パルス列)eaを発生する
。このパルス列e1はトランス10の1次側の入力端子
100,101間に印加され、直流成分が除かれた形で
トランスlOの2次側の出力端子102.103間に導
かれ、この信号をe、とする、この信号e、は交流増幅
器11の入力端子110に印加され、その出力端子11
1に増幅した出力eoを得る。そして、交流・直流変換
回路12は共通端子122と入力端子121間に印加さ
れる交流増幅器11からの交流信号(パルス列)eoの
振幅に比例した平均値を有する脈流信号e。
を出力端子123に得る6平滑回路13は、入力端子1
31に印加される交流・直流変換回路12からの脈流信
号e、から交流成分を除き、人力信号(脈流信号)ep
の平均値に比例した直流信号voutを出力端子133
に得る。
31に印加される交流・直流変換回路12からの脈流信
号e、から交流成分を除き、人力信号(脈流信号)ep
の平均値に比例した直流信号voutを出力端子133
に得る。
一方、発振器14は、繰返し周波数fのパルス信号を出
力端子141を介して駆動回路15の入力端子151に
印加する。駆動回路15は、出力端子152に繰返し周
波数がfで、スイッチング回路9をスイッチ動作させる
のに必要な直流レベルと振幅を有するパルス信号eXを
発生し、スイッチング回路9の制御入力端子93に印加
する。
力端子141を介して駆動回路15の入力端子151に
印加する。駆動回路15は、出力端子152に繰返し周
波数がfで、スイッチング回路9をスイッチ動作させる
のに必要な直流レベルと振幅を有するパルス信号eXを
発生し、スイッチング回路9の制御入力端子93に印加
する。
電気負荷3に電流l、が流れている場合について、各部
分の信号波形を参考にしながら、さらにくわしい説明を
行う、第2図(a)〜(f)に各部の信号波形を示す。
分の信号波形を参考にしながら、さらにくわしい説明を
行う、第2図(a)〜(f)に各部の信号波形を示す。
(a)は検出抵抗2の両端電圧V、であり、同時に、ス
イッチング回路9の入力信号になっており、その値は■
1・R1である。(ロ)はスイッチング回路9の出力電
圧すなわちトランス1oの入力信号e、で、繰返し周波
数f、振幅に+’lt’Rsのパルス列となっている。
イッチング回路9の入力信号になっており、その値は■
1・R1である。(ロ)はスイッチング回路9の出力電
圧すなわちトランス1oの入力信号e、で、繰返し周波
数f、振幅に+’lt’Rsのパルス列となっている。
ここで、KIはスイッチング回路9の構成およびトラン
スloのインピ−ダンス、交流増幅器11の人力インピ
ーダンスから決まる定数である。(C)はトランス10
の出力電圧すなわち交流増幅器】1の入力信号e、で、
振幅(ピーク・トウ・ピーク)かに1・■、・R8のパ
ルス列である。@は交流増幅器11の出力電圧、すなわ
ち交流・直流変換回路I2の入力信号eOで、その振幅
はG ’ K + ’ I L ’ Rsである。ここ
でGは交流増幅器11の増幅度である。(e)は交流・
直流変換回路12の出力すなわち平滑回路13の入力(
g号e−であり、ローレベルがゼロ、ハイレベルかに2
・G−に、・I L、 R、のパルス列である。ここで
に!は交流・直流変換回路12の効率にかかわる定数で
ある。(f)は平滑回路13の出力信号v outであ
り、その値はに、・R8・G ’ K 11 L 、R
sである。
スloのインピ−ダンス、交流増幅器11の人力インピ
ーダンスから決まる定数である。(C)はトランス10
の出力電圧すなわち交流増幅器】1の入力信号e、で、
振幅(ピーク・トウ・ピーク)かに1・■、・R8のパ
ルス列である。@は交流増幅器11の出力電圧、すなわ
ち交流・直流変換回路I2の入力信号eOで、その振幅
はG ’ K + ’ I L ’ Rsである。ここ
でGは交流増幅器11の増幅度である。(e)は交流・
直流変換回路12の出力すなわち平滑回路13の入力(
g号e−であり、ローレベルがゼロ、ハイレベルかに2
・G−に、・I L、 R、のパルス列である。ここで
に!は交流・直流変換回路12の効率にかかわる定数で
ある。(f)は平滑回路13の出力信号v outであ
り、その値はに、・R8・G ’ K 11 L 、R
sである。
K、は信号e2のパルス率(デユーティ−ファクタ)お
よび平滑回路13の増幅度の積として与えられる定数で
あり、eFのデユーティ−ファクタが50%でかつ平滑
回路13が単純なCR低域フィルタの場合はに、l=0
.5となる。
よび平滑回路13の増幅度の積として与えられる定数で
あり、eFのデユーティ−ファクタが50%でかつ平滑
回路13が単純なCR低域フィルタの場合はに、l=0
.5となる。
以上をまとめると出力電圧VOL+TはVOIIT=
K+・Kz’Kx’G−Rs・ r L= I t’
Rx ”’(2)で与えられる。ここで、R,=に、
、に、・K、・G ’ Rsである0以上の説明から明
らかなように変換パラメータR,を決定する各定数に、
、に、、に3.G。
K+・Kz’Kx’G−Rs・ r L= I t’
Rx ”’(2)で与えられる。ここで、R,=に、
、に、・K、・G ’ Rsである0以上の説明から明
らかなように変換パラメータR,を決定する各定数に、
、に、、に3.G。
R8は回路設計の段階で一義的に決定でき、温度変化、
部品のバラツキによる誤差は設計仕様として定めた範囲
におさめる事ができる。
部品のバラツキによる誤差は設計仕様として定めた範囲
におさめる事ができる。
第3図はスイッチング回路9の一興体例で、入力端子9
1と出力端子94の間に直列接続された2本の抵抗95
.96および抵抗95.96の接続点と共通端子92の
間にドレイン・ソースを接続され、コンデンサ99の一
方の端子をゲートに接続されたFET97からなってい
る。FET97のゲート端子と共通端子92の間に接続
された抵抗98はゲートの直流電位を固定するためのも
のである。コンデンサ99のもう一方の端子は駆動回路
15の出力端子152に接続される。コンデンサ99を
介してFET97のゲートにプラスのパルスが印加され
るとFET97はオンしてドレイン・ソース間はほぼ短
絡状態となり、出力電圧e、はゼロになる。コンデンサ
99を介してFET97のゲートにマイナスのパルスが
印加されるとFET97はオフして前述のように出力端
子94にに、、TL、R,なる電圧を生じる。
1と出力端子94の間に直列接続された2本の抵抗95
.96および抵抗95.96の接続点と共通端子92の
間にドレイン・ソースを接続され、コンデンサ99の一
方の端子をゲートに接続されたFET97からなってい
る。FET97のゲート端子と共通端子92の間に接続
された抵抗98はゲートの直流電位を固定するためのも
のである。コンデンサ99のもう一方の端子は駆動回路
15の出力端子152に接続される。コンデンサ99を
介してFET97のゲートにプラスのパルスが印加され
るとFET97はオンしてドレイン・ソース間はほぼ短
絡状態となり、出力電圧e、はゼロになる。コンデンサ
99を介してFET97のゲートにマイナスのパルスが
印加されるとFET97はオフして前述のように出力端
子94にに、、TL、R,なる電圧を生じる。
第4図はスイッチング回路9の別の実施例であって、ス
イッチング素子としてPNPトランジスタ971を用い
ている。この方式は自動車への応用に適している。すな
わち自動車の場合は単一の直流tfi(バッテリ)1で
すべての電気負荷を動作させているため、スイッチング
回路9の共通端子92の電位と、電流検出装置の動作の
ための電源の電位はほぼひとしい。
イッチング素子としてPNPトランジスタ971を用い
ている。この方式は自動車への応用に適している。すな
わち自動車の場合は単一の直流tfi(バッテリ)1で
すべての電気負荷を動作させているため、スイッチング
回路9の共通端子92の電位と、電流検出装置の動作の
ための電源の電位はほぼひとしい。
したがって第4図において制御入力端子93に印加され
る電圧が駆動回路15によってローレベルとなったとき
、トランジスタ971はオンし、また制御入力端子93
が開放状態になった場合はトランジスタ971はオフし
、第3図と同様の動作をする。第4図のスイッチング回
路の場合は、駆動回路15の出力端子152に接続され
る出力回路(図示しない)がNPN)ランジスタのオー
ブンコレクタ形式が適している。
る電圧が駆動回路15によってローレベルとなったとき
、トランジスタ971はオンし、また制御入力端子93
が開放状態になった場合はトランジスタ971はオフし
、第3図と同様の動作をする。第4図のスイッチング回
路の場合は、駆動回路15の出力端子152に接続され
る出力回路(図示しない)がNPN)ランジスタのオー
ブンコレクタ形式が適している。
第5図は交流・直流変換回路12の具体的実施例であっ
て、位相検波回路として知られている回路である。第5
図において、入力端子121と出力端子123の間には
抵抗124とコンデンサ125の直列回路が接続されて
おり、出力端子123と接地との間にFET126のド
レイン・ソースが接続されている。第1図とはことなり
、第5図に示す回路は制御入力端子127を有しており
、この制御入力端子127はFET126のゲートに接
続されるとともに、発振器14の出力端子141に接続
される。
て、位相検波回路として知られている回路である。第5
図において、入力端子121と出力端子123の間には
抵抗124とコンデンサ125の直列回路が接続されて
おり、出力端子123と接地との間にFET126のド
レイン・ソースが接続されている。第1図とはことなり
、第5図に示す回路は制御入力端子127を有しており
、この制御入力端子127はFET126のゲートに接
続されるとともに、発振器14の出力端子141に接続
される。
第5図の回路によれば、入力端子121に得られる信号
の直流成分はコンデンサ125で完全に除去され、また
、制御入力端子127に印加される信号によりFET1
26が信号周波数に同期的にオン・オフするために出力
端子123に得られる信号の平均値から雑音成分が効果
的に除かれる。
の直流成分はコンデンサ125で完全に除去され、また
、制御入力端子127に印加される信号によりFET1
26が信号周波数に同期的にオン・オフするために出力
端子123に得られる信号の平均値から雑音成分が効果
的に除かれる。
これは位相検波回路の持っている大きな特徴である。
〔発明の効果]
以上のように、この発明によれば被測定電流を検出抵抗
に流すことにより微小な直流電圧を発生させ、この直流
電圧をスイッチング回路により交流信号とし、トランス
を介して交流増幅器に導いて増幅した後、直流信号に変
換して出力を得るように構成したので、コモンモードノ
イズに強く、温度変化や部品のバラツキに影響される事
なく、また被測定回路に過度の電圧降下を生ずることな
く安定に直流を流を計測できるという効果がある。
に流すことにより微小な直流電圧を発生させ、この直流
電圧をスイッチング回路により交流信号とし、トランス
を介して交流増幅器に導いて増幅した後、直流信号に変
換して出力を得るように構成したので、コモンモードノ
イズに強く、温度変化や部品のバラツキに影響される事
なく、また被測定回路に過度の電圧降下を生ずることな
く安定に直流を流を計測できるという効果がある。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は第1
図に示した回路各部の信号波形図、第3図、第4図はス
イッチング回路の具体的構成例を示す回路図、第5図は
交流・直流変換回路の具体的構成例を示す回路図、第6
図、第7図は従来技術を説明するための回路を示す図で
ある。 図中、2・・・検出抵抗、9・・・スイッチング回路、
1(]・・・トランス、11・・・交流増幅器、12・
・・交流・直流変換回路、13・・・平滑回路、14・
・・発振回路、15・・・駆動回路。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
図に示した回路各部の信号波形図、第3図、第4図はス
イッチング回路の具体的構成例を示す回路図、第5図は
交流・直流変換回路の具体的構成例を示す回路図、第6
図、第7図は従来技術を説明するための回路を示す図で
ある。 図中、2・・・検出抵抗、9・・・スイッチング回路、
1(]・・・トランス、11・・・交流増幅器、12・
・・交流・直流変換回路、13・・・平滑回路、14・
・・発振回路、15・・・駆動回路。 なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 被測定電流を流す検出抵抗と、該検出抵抗の両端に生ず
る電圧を一つの入力とし、制御入力端子に印加される信
号に従って前記入力信号をスイッチングしてパルス信号
に変換するスイッチング回路と、該スイッチング回路の
出力を入力とするトランスと、該トランスの出力を入力
とする交流増幅器と、該交流増幅器の出力を直流に変換
する交流・直流変換回路と、入力端子が該交流・直流変
換回路の出力端子に接続された平滑回路と、発振器から
の信号を入力として前記スイッチング回路の制御入力端
子にパルス信号を与える駆動回路とを備えた電流検出装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1213623A JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1213623A JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0377070A true JPH0377070A (ja) | 1991-04-02 |
JP2577800B2 JP2577800B2 (ja) | 1997-02-05 |
Family
ID=16642231
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1213623A Expired - Lifetime JP2577800B2 (ja) | 1989-08-19 | 1989-08-19 | 自動車用直流電源の電流検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2577800B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2910173A1 (fr) * | 2006-12-18 | 2008-06-20 | Schneider Electric Ind Sas | Dispositif de mesure de courant a isolation electrique, declencheur electronique, et disjoncteur comportant un tel dispositif |
JP2011226886A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Miyama Electric Co Ltd | 電流検出抵抗モジュール |
US10537675B2 (en) | 2013-07-17 | 2020-01-21 | Bayer Healthcare Llc | Cartridge-based in-bore infuser |
US10543312B2 (en) | 2013-03-14 | 2020-01-28 | Bayer Healthcare Llc | Fluid delivery system and method of fluid delivery to a patient |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5989269U (ja) * | 1982-12-07 | 1984-06-16 | 富士電機株式会社 | 電流検出回路 |
JPS6267274U (ja) * | 1985-10-17 | 1987-04-27 |
-
1989
- 1989-08-19 JP JP1213623A patent/JP2577800B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5989269U (ja) * | 1982-12-07 | 1984-06-16 | 富士電機株式会社 | 電流検出回路 |
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FR2910173A1 (fr) * | 2006-12-18 | 2008-06-20 | Schneider Electric Ind Sas | Dispositif de mesure de courant a isolation electrique, declencheur electronique, et disjoncteur comportant un tel dispositif |
WO2008087275A2 (fr) * | 2006-12-18 | 2008-07-24 | Schneider Electric Industries Sas | Dispositif de mesure de courant a isolation electrique, declencheur electronique, et disjoncteur comportant un tel dispositif |
WO2008087275A3 (fr) * | 2006-12-18 | 2008-09-12 | Schneider Electric Ind Sas | Dispositif de mesure de courant a isolation electrique, declencheur electronique, et disjoncteur comportant un tel dispositif |
US8378663B2 (en) | 2006-12-18 | 2013-02-19 | Schneider Electric Insustries SAS | Current measurement signal device with electrical isolation, electronic trip unit, and circuit breaker comprising one such device |
JP2011226886A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Miyama Electric Co Ltd | 電流検出抵抗モジュール |
US10543312B2 (en) | 2013-03-14 | 2020-01-28 | Bayer Healthcare Llc | Fluid delivery system and method of fluid delivery to a patient |
US10537675B2 (en) | 2013-07-17 | 2020-01-21 | Bayer Healthcare Llc | Cartridge-based in-bore infuser |
US11602591B2 (en) | 2013-07-17 | 2023-03-14 | Bayer Healthcare Llc | Cartridge-based in-bore infuser |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2577800B2 (ja) | 1997-02-05 |
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