JPH0377070A

JPH0377070A - 自動車用直流電源の電流検出装置

Info

Publication number: JPH0377070A
Application number: JP1213623A
Authority: JP
Inventors: Hisatsugu Ito; 久嗣伊藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-08-19
Filing date: 1989-08-19
Publication date: 1991-04-02
Anticipated expiration: 2012-02-05
Also published as: JP2577800B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は直流電流を正確にかつ安定に測定するための
回路ｆｌＪｉ！から威る電流検出装置に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

第６図は最も一般的な電流検出の方法を示す図面である
。第６図において、ｌは電気負荷３に電流ＩＬを供給す
るための電源、２は電流検出抵抗で、その抵抗値をＲ８
とする。４はインスッルメンテーシリンアンプで、その
２つの入力端子４１゜４２間の電圧■、に比例した出力
電圧ｖ　ｏｕｙを出力端子４３に得ることができる。

第６図において、ＶＩ＝１１Ｒ３であるから、インスツ
ルメンテーションアンブ４の増幅度をＡとすると、ｙｏ
ｕア＝Ａ・■、・Ｒ８となって電気負荷３に流れる電流
ＩＬを測定できる。

一般的に、検出抵抗２における電圧降下は好ましくない
ので抵抗値Ｒ４は可能なかぎり小さく定められる。たと
えば、最大計測電流を１００Ａとし、このときの検出抵
抗２における電圧降下を１０ｍＶにする場合、Ｒ８は０
．１　ｄとなる。このとき、ＩＬ−１０Ａとすると、Ｖ
　ｒ　−１ｍＶとなりインスツルメンテーションアンブ
４で扱う電圧レベルとしではかなり小さな値である。こ
のような電流検出器は、自動車の発ｉｉの出力電流測定
のためにも用いられるが、この場合、検出器の周囲温度
は一４０°Ｃから＋１００　’Ｃまで変動する。またさ
らに自動車においては車体が電気的接地（グランド）と
して用いられるため、電流検出はｔｆＡ側（通常はプラ
ス側）で測定しなければならず、したがって検出抵抗２
の電位は車載バッテリの電圧と等しくなる。自動車用電
源は、各種車載電気負荷の変動等の影響で、通常でも１
ボルトを越える変動がある。したがってインスツルメン
テーションアンブ４はｌボルト以上のコモンモードノイ
ズのもとて１ｍＶていどの微小電圧を増幅しなければな
らないことになる。

かかる環境条件のもとで、上述のように１ｍＶ以下の電
圧を安定に増幅できるインスツルメンテーションアンプ
を得ることは技術的には不可能でないにしても、それに
要゛するコストを考慮した場合、現実的ではない。

第７図は、上述の難点を解消する目的で用いられる方式
の原理を示す図面であって、本方式については特開昭６
３−．２２８０７１号公報、特開平１−１１３６７４号
公報、などに詳述されている。

第７図において５はその一部にスリット状の切り欠き部
を有する強磁性体環であって、これを貫通するよう導線
２０が配設され、この導線２０に電気負荷３への給電電
流［Ｌが流れる。強磁性体環５の切り欠き部にはホール
素子６が強磁性体環５の切り欠き部の周方向磁界を測定
するように配設される。７はホール素子６に電流（又は
電圧）を供給するための電源、８はホール素子６の出力
電圧を増幅するための増幅器であり、その出力端子８１
に得られる電圧をＶ。Ｕ、とする。ホール素子６に印加
される磁界の大きさは、当然導線２０を流れる電流１．
に比例するから、■１とＶ。ｕＴの関係は次式で与えら
れる。

■、、Ｔ＝に、Ｉｔ＋ＶＯ−・−・（１）（１）弐にお
いて、Ｋは定数であって、磁性体環５の寸法、ホール素
子６の感度、増幅器８の増幅度で決定される。ｖｏはオ
フセット電圧で、磁性体環５の残留磁気、ホール素子６
の不平衡電圧、増幅器８のオフセット電圧で決定される
。第７図に示す方式は、電流を磁界に変換してから計測
するため、第６図の方式のように検出抵抗２による電圧
降下を懸念する必要がないためにきわめて有用であるが
、（１）式におけるＫおよび■。を安定に一定の値にす
るために多くの工夫を有する。すなわち、定数Ｋを決定
する要素の内でホール素子６の感度は、部品ごとの特性
のバラツキが大きく、また、温度依存性が大きい、また
、オフセット電圧Ｖ０を決める要素の内でホール素子６
の不平衡電圧もまた部品ごとのバラツキが大きく、温度
依存性を有する。このような事から、第７図の方式によ
るｔ流検出器においては、ホール素子６の感度および不
平衡電圧のバラツキを補償するために製造工程において
何らかの調整が必要であり、また温度補償を行う必要が
ある。ホール素子６の感度および不平衡電圧の温度依存
性（温度特性）は、ホール素子６のタイプ（形名）が同
一であれば同一の傾向を示すものの、全く同一の温度係
数を有することが保証されているわけではなく、したが
って、温度補償を行っても完全に温度依存性を消し去る
ことはできない。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上述べてきたように、検出抵抗により被測定電流を電
圧に変換する方式では大きなコモンモードノイズの存在
下で微少な直流電圧を増幅しなければならず、また、電
流を磁界に変換してからホール素子で計測する方式では
、ホール素子の感度および不平衡電圧のバラツキの影響
を少くするための調整が必要であり、また上記２つのパ
ラメータの温度特性の補償が必要でかつ完全な補償が困
難であるなどの課題が有った。

この発明は上記のような課題を解決するためになされた
もので、コモンモードノイズに強く、無調整でかつ温度
変化に対しても安定な電流検出装置を得ることを目的と
する。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る電流検出装置は、電圧降下が問題となら
ない程度に十分中さな抵抗値の検出抵抗で電流を電圧に
変換し、さらにこの電圧をスイッチング回路で交流に変
換後トランスを介して交流増幅器に導いて交流増幅し、
交流増幅後の信号を再び直流に変換する事により、被測
定電流の大きさに比例した直流信号を得るようにしたも
のである。

〔作　用〕

この発明における電流検出装置は、被測定電流に比例し
た直流電圧をこれに比例した振幅を有する交流に変換し
、本質的に温度、電源電圧変動の影響を受けにくい交流
増幅器により、十分大きなレベルまで増幅した後、交流
・直流変換回路によって直流に変換する。

〔実施例］以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１，２．３は第６図と同様に１つの閉ルー
プを構成するように直列接続された直流電源、検出抵抗
、電気負荷であり、電源ｌの非接地側に接続された検出
抵抗２に流れる電流■、が被測定電流である。９は交流
信号を発生させるためのスイッチング回路であって、入
力端子９１が検出抵抗２の高電位側に、共通端子９２が
その低電位側に各々接続されている。１０はトランスで
、■次側の入力端子１００，１０１がスイッチング回路
９の出力端子９４．共通端子９２に接続されている。ト
ランス１０の２次側の一端の出力端子１０３は接地され
、その他端の出力端子１０２は交流増幅器１１の入力端
子１１０に接続されている。１２は交流・直流変換回路
で、入力端子１２１が交流増幅器１１の出力端子１１１
に接続され、接地された共通端子１２２と出力端子１２
３を有している。１３は平滑回路で、入力端子１３１が
交流・直流変換回路１２の出力端子１２３に接続され、
接地された共通端子１３２と出力端子１３３を有してい
る。１４は出力端子１４１を有する発振器、１５は入力
端子１５１が出力端子１４１に接続された駆動回路で、
その出力端子１５２がスイッチング回路９の制御入力端
子９３に接続されている。

次に第１図を参照してこの発明の一実施例の動作を説明
する。電源Ｉから検出抵抗２と電気負荷３に電流ＩＬが
流れ、検出抵抗２に流れる電流ＩＬが被測定電流である
。スイッチング回路９は、入力端子９１と共通端子９２
間に印加される検出抵抗２両端間の直流電圧■、を制御
入力端子９３に印加されるパルス信号に同期的にスイッ
チングし、出力端子９４と共通端子９２間にＶ！に比例
した振幅を有する交流信号（パルス列）ｅａを発生する
。このパルス列ｅ１はトランス１０の１次側の入力端子
１００，１０１間に印加され、直流成分が除かれた形で
トランスｌＯの２次側の出力端子１０２．１０３間に導
かれ、この信号をｅ、とする、この信号ｅ、は交流増幅
器１１の入力端子１１０に印加され、その出力端子１１
１に増幅した出力ｅｏを得る。そして、交流・直流変換
回路１２は共通端子１２２と入力端子１２１間に印加さ
れる交流増幅器１１からの交流信号（パルス列）ｅｏの
振幅に比例した平均値を有する脈流信号ｅ。

を出力端子１２３に得る６平滑回路１３は、入力端子１
３１に印加される交流・直流変換回路１２からの脈流信
号ｅ、から交流成分を除き、人力信号（脈流信号）ｅｐ
の平均値に比例した直流信号ｖｏｕｔを出力端子１３３
に得る。

一方、発振器１４は、繰返し周波数ｆのパルス信号を出
力端子１４１を介して駆動回路１５の入力端子１５１に
印加する。駆動回路１５は、出力端子１５２に繰返し周
波数がｆで、スイッチング回路９をスイッチ動作させる
のに必要な直流レベルと振幅を有するパルス信号ｅＸを
発生し、スイッチング回路９の制御入力端子９３に印加
する。

電気負荷３に電流ｌ、が流れている場合について、各部
分の信号波形を参考にしながら、さらにくわしい説明を
行う、第２図（ａ）〜（ｆ）に各部の信号波形を示す。

（ａ）は検出抵抗２の両端電圧Ｖ、であり、同時に、ス
イッチング回路９の入力信号になっており、その値は■
１・Ｒ１である。（ロ）はスイッチング回路９の出力電
圧すなわちトランス１ｏの入力信号ｅ、で、繰返し周波
数ｆ、振幅に＋’ｌｔ’Ｒｓのパルス列となっている。

ここで、ＫＩはスイッチング回路９の構成およびトラン
スｌｏのインピ−ダンス、交流増幅器１１の人力インピ
ーダンスから決まる定数である。（Ｃ）はトランス１０
の出力電圧すなわち交流増幅器】１の入力信号ｅ、で、
振幅（ピーク・トウ・ピーク）かに１・■、・Ｒ８のパ
ルス列である。＠は交流増幅器１１の出力電圧、すなわ
ち交流・直流変換回路Ｉ２の入力信号ｅＯで、その振幅
はＧ　’　Ｋ　＋　’　Ｉ　Ｌ　’　Ｒｓである。ここ
でＧは交流増幅器１１の増幅度である。（ｅ）は交流・
直流変換回路１２の出力すなわち平滑回路１３の入力（
ｇ号ｅ−であり、ローレベルがゼロ、ハイレベルかに２
・Ｇ−に、・Ｉ　Ｌ、　Ｒ、のパルス列である。ここで
に！は交流・直流変換回路１２の効率にかかわる定数で
ある。（ｆ）は平滑回路１３の出力信号ｖ　ｏｕｔであ
り、その値はに、・Ｒ８・Ｇ　’　Ｋ　１１　Ｌ　、Ｒ
ｓである。

Ｋ、は信号ｅ２のパルス率（デユーティ−ファクタ）お
よび平滑回路１３の増幅度の積として与えられる定数で
あり、ｅＦのデユーティ−ファクタが５０％でかつ平滑
回路１３が単純なＣＲ低域フィルタの場合はに、ｌ＝０
．５となる。

以上をまとめると出力電圧ＶＯＬ＋ＴはＶＯＩＩＴ＝　
Ｋ＋・Ｋｚ’Ｋｘ’Ｇ−Ｒｓ・　ｒ　Ｌ＝　　Ｉ　ｔ’
Ｒｘ　　”’（２）で与えられる。ここで、Ｒ，＝に、
、に、・Ｋ、・Ｇ　’　Ｒｓである０以上の説明から明
らかなように変換パラメータＲ，を決定する各定数に、
、に、、に３．Ｇ。

Ｒ８は回路設計の段階で一義的に決定でき、温度変化、
部品のバラツキによる誤差は設計仕様として定めた範囲
におさめる事ができる。

第３図はスイッチング回路９の一興体例で、入力端子９
１と出力端子９４の間に直列接続された２本の抵抗９５
．９６および抵抗９５．９６の接続点と共通端子９２の
間にドレイン・ソースを接続され、コンデンサ９９の一
方の端子をゲートに接続されたＦＥＴ９７からなってい
る。ＦＥＴ９７のゲート端子と共通端子９２の間に接続
された抵抗９８はゲートの直流電位を固定するためのも
のである。コンデンサ９９のもう一方の端子は駆動回路
１５の出力端子１５２に接続される。コンデンサ９９を
介してＦＥＴ９７のゲートにプラスのパルスが印加され
るとＦＥＴ９７はオンしてドレイン・ソース間はほぼ短
絡状態となり、出力電圧ｅ、はゼロになる。コンデンサ
９９を介してＦＥＴ９７のゲートにマイナスのパルスが
印加されるとＦＥＴ９７はオフして前述のように出力端
子９４にに、、ＴＬ、Ｒ，なる電圧を生じる。

第４図はスイッチング回路９の別の実施例であって、ス
イッチング素子としてＰＮＰトランジスタ９７１を用い
ている。この方式は自動車への応用に適している。すな
わち自動車の場合は単一の直流ｔｆｉ（バッテリ）１で
すべての電気負荷を動作させているため、スイッチング
回路９の共通端子９２の電位と、電流検出装置の動作の
ための電源の電位はほぼひとしい。

したがって第４図において制御入力端子９３に印加され
る電圧が駆動回路１５によってローレベルとなったとき
、トランジスタ９７１はオンし、また制御入力端子９３
が開放状態になった場合はトランジスタ９７１はオフし
、第３図と同様の動作をする。第４図のスイッチング回
路の場合は、駆動回路１５の出力端子１５２に接続され
る出力回路（図示しない）がＮＰＮ）ランジスタのオー
ブンコレクタ形式が適している。

第５図は交流・直流変換回路１２の具体的実施例であっ
て、位相検波回路として知られている回路である。第５
図において、入力端子１２１と出力端子１２３の間には
抵抗１２４とコンデンサ１２５の直列回路が接続されて
おり、出力端子１２３と接地との間にＦＥＴ１２６のド
レイン・ソースが接続されている。第１図とはことなり
、第５図に示す回路は制御入力端子１２７を有しており
、この制御入力端子１２７はＦＥＴ１２６のゲートに接
続されるとともに、発振器１４の出力端子１４１に接続
される。

第５図の回路によれば、入力端子１２１に得られる信号
の直流成分はコンデンサ１２５で完全に除去され、また
、制御入力端子１２７に印加される信号によりＦＥＴ１
２６が信号周波数に同期的にオン・オフするために出力
端子１２３に得られる信号の平均値から雑音成分が効果
的に除かれる。

これは位相検波回路の持っている大きな特徴である。

〔発明の効果］以上のように、この発明によれば被測定電流を検出抵抗
に流すことにより微小な直流電圧を発生させ、この直流
電圧をスイッチング回路により交流信号とし、トランス
を介して交流増幅器に導いて増幅した後、直流信号に変
換して出力を得るように構成したので、コモンモードノ
イズに強く、温度変化や部品のバラツキに影響される事
なく、また被測定回路に過度の電圧降下を生ずることな
く安定に直流を流を計測できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示した回路各部の信号波形図、第３図、第４図はス
イッチング回路の具体的構成例を示す回路図、第５図は
交流・直流変換回路の具体的構成例を示す回路図、第６
図、第７図は従来技術を説明するための回路を示す図で
ある。図中、２・・・検出抵抗、９・・・スイッチング回路、
１（］・・・トランス、１１・・・交流増幅器、１２・
・・交流・直流変換回路、１３・・・平滑回路、１４・
・・発振回路、１５・・・駆動回路。なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

被測定電流を流す検出抵抗と、該検出抵抗の両端に生ず
る電圧を一つの入力とし、制御入力端子に印加される信
号に従って前記入力信号をスイッチングしてパルス信号
に変換するスイッチング回路と、該スイッチング回路の
出力を入力とするトランスと、該トランスの出力を入力
とする交流増幅器と、該交流増幅器の出力を直流に変換
する交流・直流変換回路と、入力端子が該交流・直流変
換回路の出力端子に接続された平滑回路と、発振器から
の信号を入力として前記スイッチング回路の制御入力端
子にパルス信号を与える駆動回路とを備えた電流検出装
置。