JP3340635B2 - スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置 - Google Patents

スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置

Info

Publication number
JP3340635B2
JP3340635B2 JP31907796A JP31907796A JP3340635B2 JP 3340635 B2 JP3340635 B2 JP 3340635B2 JP 31907796 A JP31907796 A JP 31907796A JP 31907796 A JP31907796 A JP 31907796A JP 3340635 B2 JP3340635 B2 JP 3340635B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
output
frequency
signal
phase
delay
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP31907796A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH10164007A (ja
Inventor
光孝 疋田
千咲紀 田窪
信彦 柴垣
和之 崎山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Priority to JP31907796A priority Critical patent/JP3340635B2/ja
Priority to US08/980,086 priority patent/US6047306A/en
Priority to DE1997152858 priority patent/DE19752858B4/de
Priority to GB9725300A priority patent/GB2319936B/en
Publication of JPH10164007A publication Critical patent/JPH10164007A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3340635B2 publication Critical patent/JP3340635B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/70712—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with demodulation by means of convolvers, e.g. of the SAW type
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06G—ANALOGUE COMPUTERS
    • G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
    • G06G7/19—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions
    • G06G7/195—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions using electro- acoustic elements

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばリチュ−ム
ニオベ−ト(LiNbO3)、リチュ−ムタンタレ−ト(LiTaO
3)、リチュ−ムボ−レ−ト(Li2B4O7)、水晶(Quartz)等
の圧電単結晶基板上あるいは非圧電基板に酸化亜鉛(Zn
O)膜等を形成した圧電基板上に、弾性表面波(Surface A
coustic Wave、以下ＳＡＷと略す)を励振または受信す
るトランスデュ−サを形成し、電気信号をＳＡＷに変
換、逆変換する手段を介することにより高周波信号のフ
ィルタリングや高周波信号間の相関を取る信号処理装置
の技術分野に属するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＳＡＷを用いた従来の信号処理装置の代
表的なものは、第１図に示すＳＡＷ相関器(コンボルバ
−)がある。これは、圧電基板(１)の上面にＳＡＷ励振
用のトランスデュ−サ電極(４、５)を形成し、中央部の
２つのトランスデュ−サの間には一様な電極(９)を形成
する。圧電基板の下面には一様なア−ス電極(６)が形成
されている。独立な電気端子(２−１)と(３−１)から各
々独立な高周波信号を加える。
【０００３】印加高周波信号はＳＡＷに変換され、中央
部の一様電極(９)に左右から入射する。高周波信号の振
幅がある程度大きい場合、ＳＡＷの非線形効果により、
電極(９)の下では左右から入射する高周波信号同志の積
の項が発生する。この項は電極(９)で空間的に積分さ
れ、端子(８)とア−ス(７)間の出力として取り出され
る。
【０００４】第１図の信号処理装置は、スペクトル拡散
通信用の復調器として用いることが出来る。すなわち、
端子(２−１)に端末が受信したスペクトル拡散信号を入
力する。端子(３−１)に各端末に割り当てられている固
有の符号列の時間反転した符号列でスペクトル拡散した
レプリカ信号を入力することにより、受信スペクトル拡
散信号から各端末に対応するデ−タのみを復調すること
が出来る。
【０００５】他のＳＡＷ信号処理装置として、第２図に
示す整合瀘波器(マッチトフィルタ)がある。これは、圧
電基板(１)の上面にＳＡＷ励振用のトランスデュ−サ電
極(１２)と受信用のトランスデュ−サ電極(１３−１、
１３−２、…)を形成したものである。第１図の場合と
同様に端子(１０−１)に端末が受信したスペクトル拡散
信号を入力する。図の例はスペクトル拡散信号はＢＰＳ
Ｋ(Binary Phase Shift Keying：２値位相変調)で拡散
した場合を示している。１３−１、１３−２、…の各ト
ランスデュ−サ電極は、励振されるＳＡＷの進行方向に
向かって、各端末に割り当てられている＋１または−１
(すなはち、０またはπ)で構成される２値の端末固有の
符号列を時間反転したレプリカ符号列を形成する。これ
は第２図に示すように、１３−１、１３−２、…の各々
の電極を符号列に従って同相(０)あるいは逆相(π)で接
続することにより実現する。このような接続により、端
子(１１−１)からマッチトフィルタ出力が取り出せる。
すなわち、受信スペクトル拡散信号から、各端末に対応
したデ−タのみを復調することが出来る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】第１図、第２図のＳＡ
Ｗ信号処理装置は、特殊な用途のスペクトル拡散通信の
復調用には既に用いられているが、以下のような大きな
欠点がある。第１図の装置の場合は、ＳＡＷの非線形効
果は本質的に小さいため、非常に低レベルの出力信号し
か得られない。また、各端末に割り当てられた固有の符
号列の時間反転した符号列でスペクトル拡散したレプリ
カ信号を端末内で発生する必要がある。このため、別途
レプリカ信号生成回路が必要で、このため全体的な回路
規模が大きくなる欠点がある。
【０００７】第２図の装置の場合は、各端末の固有の符
号列はトランスデュ−サ電極(１３−１、１３−２、…)
の接続関係と一対一に対応してしまうため、端末に割り
当てる符号列の変更が出来ない。また、圧電基板の温度
特性により、本来同相あるいは逆相で接続されるべき電
極の位相関係がずれて、等価的に同相と逆相の間の位相
で接続されたり、場合によっては位相関係が反転するこ
とも予想される。したがって、一般的には、第２図の装
置で用いられる圧電基板は、温度特性が非常に優れた水
晶基板に限られる。しかし、水晶は電気信号からＳＡＷ
への変換効率が非常に小さく、第２図の装置の場合も第
１図の装置と同様に非常に低レベルの出力信号しか得ら
れない欠点がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は前記欠点を克服
し、第１図の装置のように別途レプリカ生成回路は必要
としなく、第２図の装置とは異なり圧電基板の温度特性
は悪くても電気信号からＳＡＷへの変換効率の良い基板
が採用でき、さらに端末固有の符号列の変更も可能であ
り、かつ、第１、第２図の装置に共通である低レベルの
出力信号しか得られない欠点を大幅に改善出来るもので
ある。
【０００９】スペクトル拡散信号と無変調信号を、各々
独立にＳＡＷ遅延素子に入力し、さらに外部の混合器で
出力のスペクトル拡散信号と無変調信号の積を取り、混
合器出力に符号列に対応した重み付けを行なう。これに
より、上記のようなレプリカ生成回路を不要とし、変換
効率優先のＳＡＷ遅延素子を採用出来、かつ、混合器に
よる増幅率も寄与するためレベルの大きい出力信号が得
られるものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の１実施形態の部分図を第
３図に示す。初めに、従来のＳＡＷ信号処理装置の最大
の課題である効率の悪さ、すなわち低レベルの出力しか
得られない欠点を解決するには、一般に用いる圧電基板
１に電気とＳＡＷの変換効率を表す電気機械結合係数ｋ
2の大きい基板を用いる必要がある。現在、知られてい
るｋ2の大きい圧電基板はLiNbO3、LiTaO3、Li2B4O7等が
ある。しかし、これらの圧電基板を伝搬するＳＡＷの音
速の温度特性は、温度特性の最も良い水晶のＳＴカット
基板のそれと比べ、十数倍から数十倍大きな値である。
逆に、ｋ2は上記基板は水晶より、十数倍から数十倍大
きい。したがって、温度特性を補償出来るような装置構
成が実現すれば、上記基板を積極適に採用することによ
り、効率の悪さ、すなわち低レベルの出力信号しか得ら
れない欠点を抜本的に解決出来る。
【００１１】第３図は、上記温度補償法を含む装置構成
の一部分を示す。圧電基板１上に、２ケのＳＡＷ励振用
トランスデュ−サ１５、１８を形成し、各々から励振さ
れたＳＡＷを受信し再び電気信号に逆変換するトランス
デュ−サ１６−１、１６−２と１９−１、１９−２を図
のように形成する。図で上の伝搬路より成るＳＡＷ遅延
素子を第一、下の伝搬路より成るＳＡＷ遅延素子を第二
の遅延素子とする。図で第一の遅延素子には周波数
ｆ1、第二の遅延素子には周波数ｆ2の高周波信号を入力
する。ＳＡＷの音速をｖとし、励振用と受信用トランス
デュ−サ間の長さを図に示すように設定する(すなわ
ち、ｌ1、ｌ1'およびｌ2、ｌ2')。ｆ1、ｆ2の入力信号
に対する出力信号の位相遅れφは以下で与えられる。
【００１２】φ1(１)＝ω1ｌ1／ｖ φ1(２)＝ω1(ｌ1＋ｌ1')／ｖ φ2(１)＝ω2ｌ2／ｖ φ2(２)＝ω2(ｌ2＋ｌ2')／ｖ ここで、φ1は第一の遅延素子、φ2は第二の遅延素子、
(１)、(２)は受信トランスデュ−サの手前と後ろ側に対
応する。また、ω1＝２πｆ1、ω2＝２πｆ2である。
【００１３】温度が変化し、圧電基板の温度特性により
ｖが室温でのｖ0よりΔｖだけｆ2変動すると、すなわち
ｖ＝ｖ0＋Δｖでは、室温を基準にし各出力の位相遅れ
は以下となる。
【００１４】φ1(１)＝ω1ｌ1／ｖ0×(１−Δｖ／ｖ0) φ1(２)＝ω1(ｌ1＋ｌ1')／ｖ0×(１−Δｖ／ｖ0) φ2(１)＝ω2ｌ2／ｖ0×(１−Δｖ／ｖ0) φ2(２)＝ω2(ｌ2＋ｌ2')／ｖ0×(１−Δｖ／ｖ0) 上式より、例えば周波数ｆ1のＤＳ(Direct Sequence：
直接拡散)方式のスペクトル拡散信号を、図の第一の遅
延素子の励振トランスデュ−サに入力した場合、１６−
１および１６−２の受信用トランスデュ−サからの出力
の位相遅れは、室温での各規定値ω1ｌ1／ｖ0、ω1(ｌ1
＋ｌ1')／ｖ0に対して、温度により−ω1ｌ1Δｖ／
ｖ0 2、−ω1(ｌ1＋ｌ1')Δｖ／ｖ0 2だけ変化する。ここ
で、Δｖは温度に対して連続的に変化するため、１６−
１および１６−２の出力の位相差の温度による変化分、
すなわち−ω1ｌ1'Δｖ／ｖ0 2も連続的に変化する。こ
の変化分を全温度範囲に渡って０または２πの整数倍と
することは不可能である。したがって、ＤＳ方式の変調
信号のように、位相の変化でスペクトルを拡散する信号
を扱う場合は、遅延素子の温度による位相変動は決定的
な悪要因となる。
【００１５】我々は温度による位相変動分を補償する新
しい装置構成を見出した。第３図に示すように、第一の
主遅延素子の他に第二の副遅延素子を用意する。第二の
遅延素子の励振トランスデュ−サ１８に周波数ｆ2のＣ
Ｗ(Continuous Wave：連続波)を入力した場合、１９−
１および１９−２の受信用トランスデュ−サからの出力
の位相遅れは、第一の場合と同様にして、室温ではω2
ｌ2／ｖ0、ω2(ｌ2＋ｌ2')／ｖ0であり、温度により各
々−ω2ｌ2Δｖ／ｖ0 2、−ω2(ｌ2＋ｌ2')Δｖ／ｖ0 2だ
け変化する。
【００１６】次に、第一および第二の遅延素子の出力、
すなわち１６−１と１９−１の各々の出力を外部のトラ
ンジスタ、ＦＥＴ、ダイオ−ド等で実現した混合器(Mix
er)により、混合し差の周波数ｆ3＝ｆ1−ｆ2の出力を取
り出す場合を考える(ただし、第３図には混合器は示し
ていない)。１６−１と１９−１の各々の出力は、Ａ1ｅ
ｘｐ{ｊω1ｔ＋ｊＣ1(１)−ｊφ1(１)}とＡ2ｅｘｐ{ｊ
ω2ｔ＋ｊＣ2−ｊφ2(１)}と書ける。ここで、Ｃ
1(１)、Ｃ2は周波数ｆ1、ｆ2の入力信号の各々固有の位
相をまとめて表した量である。Ｃ1(１)にはスペクトル
拡散のための位相変調情報も含まれ、Ｃ2は周波数ｆ2の
信号がＣＷのため一定値である。
【００１７】混合器からの差の周波数ｆ3＝ｆ1−ｆ2の
出力は、Ａ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ1(１)−
Ｃ2}−ｊ{φ1(１)−φ2(１)}〕と書ける。温度に依存す
る項φ1(1)−φ2(１)は、以下で与えられる。
【００１８】φ1(１)−φ2(１)＝(ω1ｌ1−ω2ｌ2)／ｖ
0−(ω1ｌ1−ω2ｌ2)Δｖ／ｖ0 2 右辺の第２項の括弧内がゼロになれば、出力の温度依存
性はなくなる。すなわち、ω1ｌ1≒ω2ｌ2であるが、こ
のとき右辺の第１項もゼロとなり、この条件はφ1(１)
≒φ2(１)と等価となる。この場合、混合器出力はＡ3ｅ
ｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ1(１)−Ｃ2}〕となり、周
波数はｆ1からｆ3＝ｆ1−ｆ2へ変換されるが、遅延素子
の温度特性に依存する項はなくなる。
【００１９】同様のことは、１６−２と１９−２の各々
の出力に関しても成り立つ。１６−２と１９−２の各々
の出力は、Ａ1ｅｘｐ{ｊω1ｔ＋ｊＣ1(２)−ｊφ1(２)}
とＡ2ｅｘｐ{ｊω2ｔ＋ｊＣ2−ｊφ2(２)}と書ける。同
様にして、混合器の出力はＡ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ
＋ｊ{Ｃ1(２)−Ｃ2}−ｊ{φ1(２)−φ2(２)}〕となる。
温度に依存する項φ1(２)−φ2(２)は、以下で与えられ
る。
【００２０】φ1(２)−φ2(２)＝{ω1(ｌ1＋ｌ1')−ω2
(ｌ2＋ｌ2')}／ｖ0−{ω1(ｌ1＋ｌ1')−ω2(ｌ2＋
ｌ2')}Δｖ／ｖ0 2 右辺の括弧内がゼロ、すなわちω1(ｌ1＋ｌ1')≒ω2(ｌ
2＋ｌ2')のとき温度依存性がなくなるが、この条件はφ
1(２)≒φ2(２)と等価である。同様にして、混合器出力
はＡ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ1(２)−Ｃ2}〕と
なり、遅延素子の温度特性に依存する項はない。
【００２１】以上の結果より、第３図の第一の遅延素子
にスペクトル拡散信号等を入力し、複数の受信用トラン
スデュ−サから出力信号を取り出す場合、遅延素子に依
存する温度特性を補償するには、第３図に示す第二の副
の遅延素子を導入することにより実現出来る。第二の遅
延素子の励振用と受信用トランスデュ−サ間距離ｌ2、
ｌ2＋ｌ2'はφ1(１)≒φ2(１)、φ1(２)≒φ2(２)の関
係が満足するようにｌ2≒ω1ｌ1／ω2、ｌ2＋ｌ2'≒ω1
(ｌ1＋ｌ1')／ω2と定めれば良い。各混合器からの出力
は上述のように、Ａ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ
1(１)−Ｃ2}〕とＡ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1−ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ
1(２)−Ｃ2}〕となる。したがって、出力の周波数はｆ3
＝ｆ1−ｆ2に変換され、かつ両出力に共通にＣ2だけの
固定位相遅れが生ずるが、スペクトル拡散用の位相変調
情報Ｃ1(１)およびＣ1(２)はそのまま保たれているた
め、遅延素子を通すことにより位相情報が失われること
はない。本構成を用いた具体的なＳＡＷ信号処理装置は
第４図を用いてさらに詳しく説明する。
【００２２】一般に、混合器からの出力には、上述のよ
うに差の周波数を取り出す場合と、逆に和の周波数を取
り出す場合がある。次に和の周波数を取り出す場合に関
して説明する。この場合は、遅延素子からの出力を混合
器へ入力する組合せが若干異なってくる。すなわち、２
つの遅延素子の出力を互いに空間的にクロスして混合器
に入力する必要がある。具体的には、１６−１と１９−
２の各々の出力を混合器に入力し、和の周波数ｆ3＝ｆ1
＋ｆ2の出力を取り出す。出力は上記の差の周波数を取
り出す場合と同じ記号を用いて、Ａ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1＋
ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ1(１)＋Ｃ2}−ｊ{φ1(１)＋φ2(２)}〕と
なる。１６−２と１９−１の各々の出力を混合器に入力
すると出力は、Ａ3ｅｘｐ〔ｊ(ω1＋ω2)ｔ＋ｊ{Ｃ
1(２)＋Ｃ2}−ｊ{φ1(２)＋φ2(１)}〕となる。温度に
依存する項φ1(１)＋φ2(２)およびφ1(２)＋φ2(１)は
以下で与えられる。
【００２３】φ1(１)＋φ2(２)＝{ω1ｌ1＋ω2(ｌ2＋ｌ
2')}／ｖ0−{ω1ｌ1＋ω2(ｌ2＋ｌ2')}Δｖ／ｖ0 2 φ1(２)＋φ2(１)＝{ω1(ｌ1＋ｌ1')＋ω2ｌ2}／ｖ0−
{ω1(ｌ1＋ｌ1')＋ω2ｌ2}Δｖ／ｖ0 2 ここで、温度とは無関係に上記２式が等しければ、２つ
の混合器の出力の位相の相対関係は、差周波数を取り出
す場合と同様にＣ1(１)およびＣ1(２)のみで定まる。し
たがって、スペクトル拡散用の位相変調情報Ｃ1(１)お
よびＣ1(２)はそのまま保たれているため、遅延素子を
通すことにより位相情報が失われることはない。φ
1(１)＋φ2(２)≒φ1(２)＋φ2(１)の条件は、上の２式
の右辺の第１項と第２項が各々互いに等しいことより、
ω2ｌ2'≒ω1ｌ1'と等価となる。すなわち、第二の遅延
素子の２つの受信用トランスデュ−サ間距離ｌ2'をｌ2'
≒ω1ｌ1'／ω2と定めれば良い。
【００２４】以上、従来のＳＡＷ信号処理装置の効率の
悪さを抜本的に解決するために、ｋ2の大きい圧電基板
を導入することで一つの解決策を与え、新たに生ずる基
板の温度特性に関する課題を解決する新しい手法につい
て、その基本動作原理を説明した。次に、第４図、第５
図を用いてより具体的に、スペクトル拡散通信用の新し
いＳＡＷ信号処理装置に関して説明する。
【００２５】第４図に本発明の１実施例を示す。図中の
上のＳＡＷ遅延素子は第一の遅延素子で、圧電基板１に
ＳＡＷ励振用トランスデュ−サ１５とＮケの受信用トラ
ンスデュ−サ１６−１、…、１６−Ｎが形成され、各ト
ランスデュ−サの出力の位相遅れはφ1(１)、…、φ
1(Ｎ)である。下のＳＡＷ遅延素子は第二の遅延素子
で、同様に圧電基板１にＳＡＷ励振用トランスデュ−サ
１８とＮケの受信用トランスデュ−サ１９−１、…、１
９−Ｎが形成され、各トランスデュ−サの出力の位相遅
れはφ2(１)、…、φ2(Ｎ)である。
【００２６】第一の遅延素子の入力端子１４からは、周
波数がｆRFで第５図(a)に示すように、＋１(すなわち、
位相０)または−１(位相π)の２値位相変調(ＢＰＳＫ：
Binary Phase Shift Keying)でスペクトル拡散したＤＳ
方式の拡散信号を入力するとする。すなわち、無線機の
受信信号あるいは受信信号を中間周波数帶の信号へ変換
した信号を１４に入力すると考えれば良い。第二の遅延
素子の入力端子１７からは、第５図(b)に示すように周
波数がｆLOのＣＷ波を入力するとする。すなはち、無線
機の局部発振信号を１７に入力すると考えても良い。第
４図に示すように、各遅延素子からの各々の出力信号は
混合器２０−１、…、２０−Ｎで混合され、差の周波数
ｆIF(＝|ｆRF−ｆLO|)の出力信号０(１)、…、０(Ｎ)が
得られる。ここで、第３図で説明したと同様に、各遅延
素子は互いにφ1(１)≒φ2(１)、…、φ1(Ｎ)≒φ2(Ｎ)
を満足する。したがって、前述のように温度に対する各
出力端子の出力の位相変動は補償される。
【００２７】第５図に示すように、スペクトル拡散信号
の１シンボル(symbol：ＢＰＳＫでは１ｂｉｔに対応す
る)はＴｓの長さを持ち、後で決定する正整数Ｍを用い
てＮ／Ｍチップ(chip)で構成される。１チップはＴｃの
長さを持ち。良く知られているように、＋１、−１で構
成される拡散符号列に対応し、チップ単位で０、πの位
相変化をする。ここで、第５図(a)の各チップは、第４
図第１の遅延素子の各出力端子に対応する必要があるた
め、隣合う端子間に対応する出力の位相遅れの差は、１
チップ内での位相の変化にほぼ等しくなければならな
い。すなわち、以下を満足する必要がある。
【００２８】|φ1(１)−φ1(２)|≒、…、≒|φ1(Ｎ−
１)−φ1(Ｎ)|≒|φ2(１)−φ2(２)|≒、…、≒|φ2(Ｎ
−１)−φ2(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF(＝ωRFＴｃ) また、遅延素子のＮケの出力端子は、シンボルごとに対
応し、１番目からＮ／Ｍ番目、Ｎ／Ｍ＋１番目から２Ｎ
／Ｍ番目、…、(Ｍ−１)Ｎ／Ｍ＋１番目からＮ番目のＭ
ケにグル−プ分けされる。したがって、１番目とＮ番目
の出力の位相遅れの差は以下で与えられる。
【００２９】|φ1(１)−φ1(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF×
(Ｎ／Ｍ)×Ｍ＝Ｔｓ×２πｆRF×Ｍ 第４図で、混合器２０−１、…、２０−Ｎの出力０
(１)、…、０(Ｎ)は、第５図(c)、(d)、(e)に示すよう
に与えられる(図では、０(１)、…、０(Ｎ／Ｍ)までの
１シンボル内の波形を示す)。０(１)は、周波数はｆRF
からｆIFへ変換されるが、位相関係は(a)図に示す周波
数ｆRFの入力信号と同じと考えられる(実際には、励振
トランスデュ−サ１５と受信トランスデュ−サ１６−１
間の遅延に相当する遅れがあるが、以降の説明では簡単
のため、この遅れは無視する)。０(２)は、０(１)を１
チップ分遅延した波形と同じになる。０(３)、０(４)、
…も同様にして、次々と遅延した波形となり、０(Ｎ／
Ｍ)は０(１)をＮ／Ｍ−１チップ分遅延した波形とな
る。さらに、図には示していないが、０(Ｎ／Ｍ＋１)は
０(１)をＮ／Ｍチップ分遅延した波形となるが、これは
ちょうど１シンボル遅延に対応するため、０(Ｎ／Ｍ＋
１)は１シンボル前の０(１)に対応した波形が出力され
ると考えれば良い。同様に、０(Ｎ／Ｍ＋２)、…、０
(２Ｎ／Ｍ)には０(２)、…、０(Ｎ／Ｍ)に対応する各々
１シンボル前の波形が出力される。同様にして、０((Ｍ
−１)Ｎ／Ｍ＋１)、…、０(Ｎ)には０(１)、…、０(Ｎ
／Ｍ)に対応する各々Ｍ−１シンボル前の波形が出力さ
れることになる。ここで重要なことは、従来のＳＡＷ遅
延素子では、０(１)の位相に対して、０(２)、…、０
(Ｎ／Ｍ)の位相関係が単なる対応するチップ数の遅延で
は与えられずに、圧電基板の温度特性のため、さらに位
相が変化してしまうことである。この変化量は、伝搬す
るＳＡＷの音速のＴＣＤ(Temperature Coefficient of
Delay：温度係数)によって定まる。一例として、１シン
ボルを約１２０波長で形成する場合を考える。圧電効果
の大きい基板で、非常に一般的な１２８°YX-LiNbO3を
想定すると、ＴＣＤは約８０ｐｐｍ／℃である。無線機
の一般的な使用温度範囲である室温から±５０℃を想定
すると、１２０波長の遅延素子では上記温度範囲では、
０(１)と０(Ｎ／Ｍ)に対応する出力間で約±πの位相変
化が発生する。このことは、特定の温度、例えば室温以
外では、スペクトル拡散信号の位相情報は遅延素子を通
すことにより完全に失われることを意味する。第４図の
本発明の装置は、温度によるこのような位相変化を補償
し、遅延素子を通過後も温度によらず出力間で位相の相
対関係が完全に保たれるのが特徴である。
【００３０】次に、第４図で混合器以降に関して説明す
る。混合器からの出力０(１)、…、０(Ｎ／Ｍ)は、２１
−１、…、２１−Ｎのスイッチング回路に入力され、ス
イッチにより同相、すなわち＋１の重み付け(図中ＡＮ
Ｄ記号)出力あるは逆相、すなわち−１の重み付け(図中
ＮＡＮＤ記号)出力のどちらかを選択する。ここで、ス
イッチング回路は、２１−１番目から２１−Ｎ／Ｍ番
目、Ｎ／Ｍ＋１番目から２Ｎ／Ｍ番目、…、(Ｍ−１)Ｎ
／Ｍ＋１番目からＮ番目のＭケにグル−プ分けされ、各
々のグル−プは図のように２２−１、…、２２−Ｍで示
される。
【００３１】一般に、前述のようにＢＰＳＫ変調方式で
は、スペクトル拡散信号は＋１、−１の拡散符号列に従
い、１シンボル内で１チップを基本単位として０、πの
位相変化をすることでスペクトルを拡散する。復調の基
本は以下のように考えれば良い。すなわち、０位相のチ
ップには＋１の重み付け(図４のスイッチング回路では
＋１に対応)、π位相のチップには−１の重み付け(図４
のスイッチング回路では−１に対応)を行ない、さらに
１シンボルに渡って全チップの和(第４図では２３−１
の加算器に対応)をとれば、全チップが同じ位相関係で
重畳されるため非常に大きな出力波形(第４図では００
(１)に対応)が得られる。実際には各チップは時間的に
ずれているため、遅延素子を通すことにより、全チップ
出力が同時に得られるように構成する。ただし、上記の
ように全チップの位相関係が揃う条件は、１シンボル内
のある瞬間のみであり、その他の瞬間では位相関係は拡
散符号列の性質によりほぼランダムになるため、全チッ
プの和をとっても非常に小さな出力波形にしかならな
い。
【００３２】次に、以上の考え方を基本にして、各グル
−プ内での各スイッチング回路の同相(＋１の重み付け)
および逆相(−１の重み付け)の選択方法に関して、以下
に具体的に説明する。例えば、２２−１のスイッチング
回路グル−プ考える。第５図(c)、(d)、(e)の０(１)、
０(２)、０(Ｎ／Ｍ)の位相関係は、０(１)を基準にして
１チップずつ次々と遅延した関係で与えられる。したっ
がて、１シンボルを構成する＋１、−１の拡散符号列を
０(１),０(２),…,０(Ｎ／Ｍ)に対応させるには、第５
図(c)、(d)、(e)からも分かるように拡散符号列の順序
を逆にし、符号列の１番目を０(Ｎ／Ｍ)、２番目を０
(Ｎ／Ｍ−１)、…、Ｎ／Ｍ番目を０(１)に対応させる必
要がある。すなわち、２２−１のスイッチング回路グル
−プで、２１−１のスイッチング回路は拡散符号列のＮ
／Ｍ番目の符号に従って、＋１なら＋１、−１なら−１
を選択する。同様に、２１−２のスイッチング回路は拡
散符号列のＮ／Ｍ−１番目の符号に従って選択する。同
様の組合せ選択をＮ／Ｍケのスイッチング回路に関して
行なう。さらに、２３−１に示す加算器により、これら
のスイッチング回路の各々の出力の和を取り、出力００
(１)として取り出す。
【００３３】第５図に示す波形を用いて、上記の具体的
な説明と簡単な対応を示す。第５図(a)より拡散符号列
は０ππ…０ππ、すなわち＋１−１−１…＋１−１−
１であることが分かる。前述のように、０(１)の位相関
係は、ｆRFの入力信号と同じと仮定している。ここで、
第５図(c)、(d)、(e)の最も左側、すなわち図の時間軸
で最も手前のチップに相当する各出力に注目する。これ
らの位相は、０(１)、０(２)、０(Ｎ／Ｍ)の順でπ、
π、０である。この位相関係は拡散符号列の順序を逆に
したものと同じである。したがって、上述のように、拡
散符号列の順序を逆にした符号列に従って、０(１)、０
(２)、…、０(Ｎ／Ｍ)に重み付けをし、さらに全体の和
を取る。全てが同じ位相関係で加算されるため、出力は
大きくなる。和の出力波形を第５図(ｆ)に示す。ここ
で、実際には、出力０(１)、０(２)、…、０(Ｎ／Ｍ)の
数は十から百数十程度と非常に多いため、加算された和
の出力は非常に大きな振幅となる。
【００３４】次に、第５図(c)、(d)、(e)の左側から２
チップ目の各出力、すなわち図の時間軸で上記より１チ
ップ遅れの各出力に注目する。この場合は、拡散符号列
を逆にした上記符号列に従った重み付けと、各出力の位
相の間には相関がない。したがって、重み付けの後全出
力を加算したものは、位相関係がランダムなため、第５
図(ｆ)に示すように和の出力は相対的に非常に小さくな
る。同様のことが２、３、…、Ｎ／Ｍ−１チップ遅れの
各出力に関しても成立ち、第５図(ｆ)に示すように全出
力の加算結果は非常に小さくなる。Ｎ／Ｍチップ遅れの
出力は再び上記の最初の位相関係に戻るため、上記の重
み付けをした後の全出力加算結果は、再び第５図(ｆ)に
示すように大きな振幅となる。
【００３５】以上の説明から分かるように、第５図(ｆ)
の００(１)で大きな出力が得られるのは１シンボルごと
であり、出力波形としてはスペクトル拡散信号の１シン
ボルに渡る自己相関値が得られることを意味する。ま
た、第５図(ｆ)では２つの大きな出力波形は同位相で表
現しているが、１シンボルで１ｂｉｔのデ−タを送るた
めの位相変調デ−タは、この２つの出力波形間の位相の
相対関係で表される。すなわち、一例として同位相なら
ば２ｂｉｔ間に渡ってデ−タが＋１＋１または−１−
１、逆位相ならば＋１−１または−１＋１であると考え
れば良い。したがって、ＢＰＳＫ変調方式のスペクトル
拡散信号の復調には、第４図の装置を用いて、出力００
(１)の振幅と位相をシンボルごとにモニタ−することに
よって可能であり、通常の同期検波の回路技術がそのま
ま適用出来る。この場合、外部にキャリア再生回路、必
要により出力の判定点を決めるクロック再生回路を別途
用意するが、これは通常の無線機で用いている回路構成
で十分である。
【００３６】復調方法には、上記以外に遅延検波方式が
ある。遅延検波は、１シンボル前の出力と現シンボルの
出力を比較することでデ−タを復調する。１シンボル前
の出力は第４図の００(２)で与えられる。スイッチング
回路２１−(Ｎ／Ｍ＋１)、…、２１−２Ｎ／Ｍよりなる
スイッチング回路グル−プ２２−２は、出力０(１)、
…、０(Ｎ／Ｍ)より１シンボル前の対応する出力０(Ｎ
／Ｍ＋１),…,０(２Ｎ／Ｍ)に対して、スイッチング回
路グル−プ２２−１と同じ＋１、−１の組合せの重み付
けを行うものである。各出力は、加算器２３−２により
和を取り、端子２４−２から００(２)として出力され
る。００(２)の出力例を第５図(g)に示す。
【００３７】第５図(ｆ)の００(１)と第５図(g)の００
(２)を比較することにより遅延検波し、デ−タを復調す
ることが出来る。さらに前のシンボル００(３)、…、０
０(Ｍ)も用い、全体の位相および振幅の相対関係を利用
することにより、一層雑音等に強い復調が可能である。
しかし、一般的にはＭ＝２とし、現シンボルと前シンボ
ルの対応する出力の位相と振幅を利用することで、かな
り精度の高い復調が可能である。
【００３８】第６図に本発明の他の実施例を示す。第４
図の装置と基本構造は同じである。異なる点は、第１の
ＳＡＷ遅延素子(図の上の遅延素子)と第２のＳＡＷ遅延
素子(図の下の遅延素子)の対応する出力を混合器で混合
し、出力として和の周波数ｆIF＝ｆRF＋ｆLOを取り出す
装置である点にある。したがって、２つの遅延素子の出
力を混合器へ導く結線方法は、第３図で出力として和の
周波数を取り出す場合にも説明したように、遅延素子の
出力同志が互いに空間的にクロスする必要がある。すな
わち、第２の遅延素子の出力の順序を逆にし、対応する
各端子の出力同志を混合器へ入力する。第６図に示すよ
うに、混合器の出力を各々０(１)、…、０(Ｎ)とする。
各遅延素子の入力信号に対する出力信号の位相遅れφ
は、第６図のように第４図の場合とまったく同じ対応で
表わす。第１の遅延素子の位相遅れφ1(１)、…、φ
1(Ｎ)は第４図の場合と同様以下を満足する。
【００３９】|φ1(１)−φ1(２)|≒、…、≒|φ1(Ｎ−
１)−φ1(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF(＝ωRFＴｃ) また、同様に１番目とＮ番目の出力の位相遅れの差は以
下で与えられる。
【００４０】|φ1(１)−φ1(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF×
(Ｎ／Ｍ)×Ｍ＝Ｔｓ×２πｆRF×Ｍ ここで、第４図の場合と同様に、Ｎケの混合器から得ら
れる出力信号を１からＮ／Ｍ、Ｎ／Ｍ＋１から２Ｎ／
Ｍ、…、(Ｍ−１)Ｎ／Ｍ＋１からＮのＭケにグル−プ分
けし、各々のグル−プは各々スペクトル拡散信号の単位
シンボルに対応するものとする。
【００４１】第４図の装置と異なる最大の点は、和の周
波数の出力を取り出す場合の温度補償のための条件であ
る。すなわち第６図の遅延素子の位相遅れの条件が異な
って来る。第３図で和の周波数の出力を取り出す場合に
説明したように、第２の遅延素子の出力の位相関係は第
１の遅延素子に対して以下の条件を満足する必要があ
る。
【００４２】φ1(１)＋φ2(Ｎ)≒φ1(２)＋φ2(Ｎ−１)
≒、…、≒φ1(Ｎ)＋φ2(１) 第６図の装置の各部の出力波形は、基本的には第５図に
示すものと同じである。ただし、第５図(c)、(d)、
(e)、(ｆ)、(g)に対応する各出力は周波数が和の形でｆ
IF＝ｆRF＋ｆLOとなるため、１チップ内の波の数は入力
波より多くなるが、位相関係は第５図に示す関係が常に
保たれている。したがって、スペクトル拡散信号の復調
には、第４図で説明したのとまったく同じ同期検波ある
いは遅延検波が適用出来るものである。
【００４３】図７に本発明の他の実施例を示す。本装置
は、図の中央の第１および図の上の第２および図の下の
第３の３つのＳＡＷ遅延素子よりなる。各遅延素子の出
力の位相遅れは、φ1(１)、…、φ1(Ｎ)およびφ
2(１)、…、φ2(Ｎ)およびφ3(１)、…、φ3(Ｎ)で表
す。第１の遅延素子には、周波数がｆRFのスペクトル拡
散信号、第２と第３の遅延素子には周波数ｆLOはｆRFに
等しいが無変調のＣＷ信号を入力する。第４図の場合と
同様に、第１と第２の遅延素子の各々の出力の対応する
端子同志では位相遅れが互いにほぼ等しい、すなわち以
下の関係を満足する。
【００４４】φ1(１)≒φ2(１)、φ1(２)≒φ2(２)、
…、φ1(Ｎ)≒φ2(Ｎ) また、第２と第３の遅延素子の各々の出力の対応する端
子同志では、位相遅れが互いに９０°の差を持ち、以下
の関係を満足する。
【００４５】φ2φ2(１)≒φ3(１)±９０°、φ2(２)≒
φ3(２)±９０°、…、φ2(Ｎ)≒φ3(Ｎ)±９０° 第４図の場合と同様に、各遅延素子のＮケの出力端子で
隣合う端子同志に対応する出力の位相遅れの差は以下の
関係を満足する。
【００４６】|φ1(１)−φ1(２)|≒、…、≒|φ1(Ｎ−
１)−φ1(Ｎ)|≒|φ2(１)−φ2(２)|≒、…、≒|φ2(Ｎ
−１)−φ2(Ｎ)|≒|φ3(１)−φ3(２)|≒、…、≒|φ
3(Ｎ−１)−φ3(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF(ωRFＴｃ) また、同様に各遅延素子の１番目とＮ番目の出力の位相
遅れの差は以下で与えられる。
【００４７】|φ1(１)−φ1(Ｎ)|≒|φ2(１)−φ2(Ｎ)|
≒|φ3(１)−φ3(Ｎ)|≒Ｔｃ×２πｆRF×(Ｎ／Ｍ)×Ｍ
＝Ｔｓ×２πｆRF×Ｍ 第４図の場合とは異なり、図７で示すように第１の遅延
素子と第２の遅延素子の各々対応する出力を混合器３３
−１、…、３３−Ｎに入力し、出力をＩ(１)、…、Ｉ
(Ｎ)とする。第１の遅延素子と第３の遅延素子の各々対
応する出力を混合器３４−１、…、３４−Ｎに入力し、
出力をＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)とする。出力Ｉ(１)、…、Ｉ
(Ｎ)およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)は各々第４図の場合と同
様にグル−プ分けされる。すなわち、１からＮ／Ｍ、Ｎ
／Ｍ＋１から２Ｎ／Ｍ、…、(Ｍ−１)Ｎ／Ｍ＋１からＮ
のＭケにグル−プ分けされ、後に詳しく説明するよう
に、各グル−プはスペクトル拡散信号の１シンボルに対
応する。
【００４８】第８図に第５図と同様に、図７の各部の出
力波形を示す。ここで、第５図の場合とは異なり、入力
スペクトル拡散信号は４値位相変調(ＱＰＳＫ：Quadri-
Phase Shift Keying)でスペクトル拡散したＤＳ方式の
拡散信号とする。ＱＰＳＫとは第８図(a)に示すよう
に、π／４、３π／４、５π／４、７π／４の４つの位
相を用いて変調する方式である。したがって、第５図の
場合は、１チップに０またはπの２つの位相しか割当て
られなかったが、第８図では上記４つの位相が割り当て
られる。ＱＰＳＫ変調波は、位相と振幅の関係を座標(c
onstellationと言う)を用いて第９図(a)のように表すこ
とが出来る。４つの位相に対応する座標点は、０°位相
の同相(In-phase)と９０°位相の直交相(Quadrature-ph
ase)の成分に分けて考えられる。一般に、ＱＰＳＫ変調
信号のIn-phase 成分をｉ-ｃｈａｎｎｅｌ、Quadrature
-phase 成分をｑ-ｃｈａｎｎｅｌと呼ぶ。
【００４９】ＱＰＳＫを用いたスペクトル拡散信号は、
これらのｉ-ｃｈａｎｎｅｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌに独立
な拡散符号列を割り振ることにより生成される。例え
ば、第８図(a)の場合は各チップの位相からIn-phase 成
分とQuadrature-phase 成分を求めることにより、１シ
ンボルに対するｉ-ｃｈａｎｎｅｌ拡散符号列は−１−
１＋１…−１−１＋１で、ｑ-ｃｈａｎｎｅｌ拡散符号
列は＋１−１−１…−１＋１＋１で与えられることが分
かる。また、ＱＰＳＫでは、ＢＰＳＫと異なり１シンボ
ルで２ｂｉｔのデ−タが送れる。これは、スペクトル拡
散の場合と同じように、シンボル単位でｉ-ｃｈａｎｎ
ｅｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌ各々に対して独立に、各１ｂ
ｉｔずつの変調が可能なためである。
【００５０】図７で、混合器出力Ｉ(１)、…、Ｉ(Ｎ)お
よびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)を考える。以下、第２の遅延素
子を基準とし、その各出力の周波数ｆLOはｆRFと等し
く、かつ無変調の余弦波とする。第３の遅延素子の出力
は第２の遅延素子の出力とは、９０°位相シフトした同
じく無変調の余弦波となる。したがって、混合器出力Ｉ
(１)、…、Ｉ(Ｎ)にはｉ-ｃｈａｎｎｅｌ拡散符号列に
対応した出力波形が、同様にＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)にはｑ
-ｃｈａｎｎｅｌ拡散符号列に対応した出力波形が得ら
れる。ここで、第５図の場合と異なるのは、ｆLO＝ｆRF
のため差の周波数の出力は、ベ−スバンド帯の変調信号
(周波数ｆＢＢ)が直接得られることである。これは、第
９図(a)で、４つの位相に対応する座標点のIn-phase 軸
への射影成分がＩ(１)、…、Ｉ(Ｎ)出力として、Quadra
ture-phase 軸への射影成分がＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)出力
として得られることを意味する。
【００５１】以上の議論は、無線機の内部で別途キャリ
ア再生回路を用いて、受信信号と同じ周波数で、かつ位
相関係が第９図(a)の４つの位相に対応する座標点の中
心に位置する基準信号(前述の余弦波と９０°位相シフ
トした余弦波に対応)を生成する場合に関する。システ
ムの簡略化のためキャリア再生回路を用いない場合があ
る。この場合は、受信信号と基準信号の位相関係は上記
のようにはならず、受信信号の位相は基準信号に対して
必ずしもπ／４、３π／４、５π／４、７π／４の座標
点には位置しない。これは、第９図(b)に示すように、
周波数ｆLOの基準信号に対して、受信信号の４つの座標
点はある方向に同期して回転することを意味する。した
がって、この場合は、第９図(b)からも分かるように、
Ｉ(１)、…、Ｉ(Ｎ)およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)は、各々
が必ずしもスペクトル拡散された受信ＱＰＳＫ変調信号
のｉ-ｃｈａｎｎｅｌ拡散符号列およびｑ-ｃｈａｎｎｅ
ｌ拡散符号列に対応した出力波形とはならない。第８図
(c)、(d)、(e)、(ｆ)、(g)、(h)には第９図(b)の場合を
想定し、Ｉ(１)、…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)およびＱ(１)、…、Ｑ
(Ｎ／Ｍ)を示す。ベ−スバンド帯の変調信号に対応した
出力が得られるが、第９図(b)から分かるようにこの例
では約数十度正方向に回転しているため＋、−の符号変
化以外にレベル的にも変化が生じる。ここで、以下第５
図の場合と同様に、例えば第一の遅延素子の励振トラン
スデュ−サ２６と受信トランスデュ−サ２７−１間の遅
延に相当する位相変化は無視して議論する。したがっ
て、第８図(c)、(ｆ)のＩ(１)、Ｑ(１)は第８図(a)の入
力信号の位相に直接対応し、(d)、(g)図のＩ(２)、Ｑ
(２)はＩ(１)、Ｑ(１)を１チップ分遅延したものとな
る。同様に、(e)、(h)図のＩ(Ｎ／Ｍ)、Ｑ(Ｎ／Ｍ)はＩ
(１)、Ｑ(１)をＮ／Ｍ−１チップ分遅延したものであ
る。
【００５２】図７のスイッチング回路グル−プ３９−
１、…、３９−Ｍと４０−１、…、４０−Ｍおよび４１
−１、…、４１−Ｍと４２−１、…、４２−Ｍは、Ｉ
(１)、…、Ｉ(Ｎ)およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ)をそれぞれ
Ｎ／Ｍケずつ各Ｍケにグル−プ分けし、各々のグル−プ
内でスイッチング回路により＋１、−１の重み付けを行
うものである。各スイッチング回路グル−プからの出力
は加算器４３−１、…、４３−Ｍと４４−１、…、４４
−Ｍおよび４５−１、…、４５−Ｍと４６−１、…、４
６−Ｍにより、それぞれグル−プ単位で和を取り、ＩＩ
i(１)、…、ＩＩi(Ｍ)とＩＩq(１)、…、ＩＩq(Ｍ)およ
びＱＱi(１)、…、ＱＱi(Ｍ)とＱＱq(１)、…、ＱＱq
(Ｍ)として出力する(添字I 、q の意味は後で説明す
る)。スイッチング回路による＋１、−１の重み付けの
選択は、第４図の場合と同様にスペクトル拡散信号の拡
散符号列の順序を逆にして各スイッチング回路と対応を
取れば良い。ただし、ここで重要なことは、ｉ-ｃｈａ
ｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌのベ−スバンド帯の
変調信号(拡散符号列に対応する)成分は、それぞれがＩ
(１)、…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ／Ｍ)に
またがって出力される。各ｃｈａｎｎｅｌの変調信号成
分はＩ(１)、…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ
／Ｍ)の両方を用いて決定する必要がある。Ｉ(１)、
…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)にｉ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列に対
応して＋１、−１の重み付けをし、さらに加算器で和を
取った出力がＩＩi(１)であり、ｑ-ｃｈａｎｎｅｌの拡
散符号列に対応して＋１、−１の重み付けをし、さらに
加算器で和を取った出力がＩＩq(１)である。同様に、
Ｑ(１)、…、Ｑ(Ｎ／Ｍ)にｉ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符
号列に対応する重み付けをし、さらに和を取った出力が
ＱＱi(１)であり、ｑ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列に対
応する重み付けをし、さらに和を取った出力がＱＱq
(１)である。以上の出力は、図７の端子４７−１、４８
−１、４９−１、５０−１に取り出される。１シンボル
前に対応する出力Ｉ(Ｎ／Ｍ＋１)、…、Ｉ(２Ｎ／Ｍ)お
よびＱ(Ｎ／Ｍ＋１)、…、Ｑ(２Ｎ／Ｍ)に対しても、同
様の操作を行い、出力ＩＩi(２)とＩＩq(２)およびＱＱ
i(２)とＱＱq(２)が得られ、端子４７−２、４８−２、
４９−２、５０−２に取り出される。さらに同じことを
次々と行えば、ＩＩi(M)とＩＩq(Ｍ)およびＱＱi(Ｍ)と
ＱＱq(Ｍ)までが決定される。以上の説明から、添字i、
qは以下の意味を持つ。すなわち、i はｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌの変調信号(拡散符号列)を表し、ＩＩi、ＱＱiはその
In-phase 軸、Quardrature-phase 軸への射影成分を意
味する。q はｑ-ｃｈａｎｎｅｌの変調信号(拡散符号
列)を表し、ＩＩq、ＱＱqはそのIn-phase 軸、Quardrat
ure-phase 軸への射影成分を意味する。
【００５３】第８図(i)、(j)、(k)、(l)にＩＩi(１)、
ＱＱi(１)、ＩＩq(１)、ＱＱq(１)の例を示す。図から
分かるように、最も左側すなわち時間軸で最も手前のチ
ップに相当する出力は大きい。これは、各々ｉ-ｃｈａ
ｎｎｅｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列に対応した
＋１、−１の重み付けにより、In-phase 成分、Quadrat
ure-phase 成分共に同符号で加算されるからである。し
たがって、第５図(ｆ)の場合と同様にスペクトル拡散信
号の１シンボルに渡る自己相関値が得られることを意味
する。自己相関値の振幅は、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌ、ｑ-ｃ
ｈａｎｎｅｌに対してそれぞれ√{ＩＩi(１)2＋ＱＱi
(１)2}、√{ＩＩq(１)2＋ＱＱq(１)2}で与えられる。こ
こで、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌで１シン
ボル当たり各々１ｂｉｔ、計２ｂｉｔのデ−タを送るた
めの変調は以下のように行う。すなわち、ＩＩi(１)と
ＱＱi(１)の符号を同時に変えることで１ｂｉｔ、ＩＩq
(１)とＱＱq(１)の符号を同時に変えることで１ｂｉｔ
デ−タを送る。
【００５４】第５図(ｆ)の場合と同様に、大きな出力の
自己相関値は１シンボル遅延した時点で再び得られる
が、それ以外の時点では、Ｉ(１)、…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)およ
びＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ／Ｍ)の符号と重み付けとの間には
相関がないため、相対的に非常に小さな出力となる。
【００５５】デ−タの復調には、１シンボルごとにＩＩ
i(１)とＱＱi(１)の振幅と符号(位相)をモニタ−し１ｂ
ｉｔのデ−タを得、ＩＩq(１)とＱＱq(１)の振幅と符号
(位相)をモニタ−しさらに１ｂｉｔのデタ−を得ること
が出来る。この場合、通常の同期検波の回路構成である
キャリア再生回路、さらに必要により、出力の判定点を
決めるクロック再生回路を外部に別途用意する必要があ
る。
【００５６】もうひとつの復調法である遅延検波は以下
のようにして行う。第７図で１シンボル前の出力ＩＩi
(２)、ＱＱi(２)およびＩＩq(２)、ＱＱq(２)と現シン
ボルの出力ＩＩi(１)、ＱＱi(１)およびＩＩq(１)、Ｑ
Ｑq(１)の各々対応する出力同志で、振幅と符号(位相)
を比較することでｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎ
ｎｅｌのデ−タの復調が可能である。より具体的には、
第１０図(a)の表に示す演算を行うことによりデ−タを
復調することが出来る。ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃ
ｈａｎｎｅｌに対応する変調デ−タをｍとｎで表す
(ｍ、ｎは＋１、−１の値を取る)。遅延検波をする場合
の現シンボルのデ−タ(present data)と前シンボルのデ
−タ(former data)の組合せを、第１０図(a)の左側に示
すように表す。復調デ−タを得るため、ｉ-ｃｈａｎｎ
ｅｌに対しては以下の演算を行う。
【００５７】{ＩＩi(１)＋ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)＋
ＱＱi(２)}2−{ＩＩi(１)−ＩＩi(２)}2−{ＱＱi(１)−
ＱＱi(２)}2＝４{ＩＩi(１)・ＩＩi(２)＋ＱＱi(１)・
ＱＱi(２)} ｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対しては以下の演算を行う。
【００５８】{ＩＩq(１)＋ＩＩq(２)}2＋{ＱＱq(１)＋
ＱＱq(２)}2−{ＩＩq(１)−ＩＩq(２)}2−{ＱＱq(１)−
ＱＱq(２)}2＝４{ＩＩq(１)・ＩＩq(２)＋ＱＱq(１)・
ＱＱq(２)} ｍとｎの現シンボルと前シンボルのデ−タの組合せによ
り、第１０図(a)の表の中央下に示す演算結果が得られ
る。以上の結果は、第１０図(b)に示すようになる。す
なわち、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌの
変調デ−タは、それぞれ＋１、−１の組合せで第１０図
(b)の上に示すように与えられる。復調デ−タは、ｉ-ｃ
ｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌ各々に対して、
２ｂｉｔに渡って＋１＋１または−１−１の場合は＋の
出力、＋１−１または−１＋１の場合は−で与えられ
る。したがって、復調デ−タは第１０図(b)の中央に示
すような＋、−のパルス列として出力されるが、送信側
で差動符号化(Differential coding)してあれば、問題
なく元のデ−タが復調される。
【００５９】復調デ−タは、第１０図(b)の中央に示す
ようにパルス状に出力する。したがって、これらのパル
スを検波するためのタイミングを決めるクロックが必要
である。これらのクロックパルス(clock pulses)は、第
１０図(a)の表の右側い示す以下の演算を行うことによ
り得られる。
【００６０】{ＩＩi(１)＋ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)＋
ＱＱi(２)}2＋{ＩＩi(１)−ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)−
ＱＱi(２)}2＝２{ＩＩi(１)2＋ＩＩi(２)2＋ＱＱi(１)2
＋ＱＱi(２)2} または、 {ＩＩq(１)＋ＩＩq(２)}2＋{ＱＱq(１)＋ＱＱq(２)}2＋
{ＩＩq(１)−ＩＩq(２)}2＋{ＱＱq(１)−ＱＱq(２)}2＝
２{ＩＩq(１)2＋ＩＩq(２)2＋ＱＱq(１)2＋ＱＱq(２)2} 上記の結果は、第１０図(a)の右下に示すようになり、
具体的には第１０図(b)の下に示すような、復調デ−タ
を検波するための周期的なクロックパルス列が得られ
る。
【００６１】以上の説明は、変調方式としてはＱＰＳＫ
を例に取って行ったが、ＢＰＳＫでも同様である。ただ
し、ＢＰＳＫではｉ-ｃｈａｎｎｅｌかｑ-ｃｈａｎｎｅ
ｌの一方のみである。簡単のためｉ-ｃｈａｎｎｅｌの
みを仮定し、ｍ＝＋１または−１でそのデ−タを表すと
第１１図（ａ）の左側のような組合せが生ずる。ｑ-ｃ
ｈａｎｎｅｌの拡散符号列に対応した重み付けは必要な
いため、第７図のスイッチング回路グル−プ４０−１、
…、４０−Ｍと４２−１,…、４２−Ｍは不要である。
復調デ−タは以下の演算を行うことにより、第１０図
(a)の場合と同様に得られる。
【００６２】{ＩＩi(１)＋ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)＋
ＱＱi(２)}2−{ＩＩi(１)−ＩＩi(２)}2−{ＱＱi(１)−
ＱＱi(２)}2＝４{ＩＩi(１)・ＩＩi(２)＋ＱＱi(１)・
ＱＱi(２)} 上記は、ｍの値により第１１図(a)中央下に示すような
結果となる。また、クロックパルスは以下の演算を行う
ことにより得られる。
【００６３】{ＩＩi(１)＋ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)＋
ＱＱi(２)}2＋{ＩＩi(１)−ＩＩi(２)}2＋{ＱＱi(１)−
ＱＱi(２)}2＝２{ＩＩi(１)2＋ＩＩi(２)2＋ＱＱi(１)2
＋ＱＱi(２)2} 上記は、第１１図(a)の右下に示すようにな結果とな
る。以上の結果を変調デ−タ列と比較して示すと、第１
１図(b)のようになり、第１０図(b)の場合と同様にして
元のデ−タが復調される。
【００６４】図１２に、本発明の他の実施例を示す。本
例は、基本的には第６図と同じであるが、第６図が変調
方式はＢＰＳＫを想定しているのに対して、図１２はＱ
ＰＳＫを想定した場合の構成である。混合器の出力０
(１)、…、０(Ｎ)にスイッチング回路により＋１、−１
の重み付けをし、さらに加算器により和をとるが、ＱＰ
ＳＫの場合は、第６図と異なりｉ-ｃｈａｎｎｅｌの拡
散符号列とｑ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列に対応する
重み付けが必要である。スイッチング回路グル−プ２２
−１、…、２２−Ｍはｉ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列
に対応した重み付けで、スイッチング回路グル−プ５２
−１、…、５２−Ｍはｑ-ｃｈａｎｎｅｌの拡散符号列
に対応した重み付けである。これらの重み付け出力を、
それぞれ２３−１、…、２３−Ｍおよび５３−１、…、
５３−Ｍの加算器でシンボル単位で和を取り、さらに出
力を００i(１)、…、００i(Ｍ)および００q(１)、…、
００q(Ｍ)として取り出す。
【００６５】第１３図に、各部の波形を示す。ここで、
入力信号は、第８図と同じ波形を仮定する。ｆLO≠ｆRF
のため０(１)、…、０(Ｎ)はｆIF＝|ｆRF−ｆLO|または
ｆIF＝ｆRF＋ｆLOとなる(図１２、第１３図にはｆIF＝|
ｆRF−ｆLO|の例を示す)。０(１)、…、０(Ｎ／Ｍ)は、
第１３図(c)、(d)、(e)で与えられ、周波数は変換され
るが位相関係は保存される。図１２の端子２４−１、５
４−１の出力００i(１)および００q(１)を第１３図
(ｆ)、(g)に示す。第５図、第８図と同様に、１シンボ
ルごとにｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌに
対応した自己相関値が得られる。ただし、第８図の場合
とは異なり、周波数はベ−スバンド帶の変調周波数その
ものではなく、中間周波数ｆIFをベ−スバンド信号で変
調した出力波形が得られる。図には示していないが、１
シンボル前の出力波形００i(２)、００q(２)も同様の手
段で得られる。
【００６６】従って、前述と同じように同期検波あるい
は遅延検波が可能である。第１４図(a)の表に第１０図
(a)の場合と同じように、遅延検波の場合に関して例を
示す。ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌの対
応する変調デ−タをｍ、ｎとし、現シンボルと前シンボ
ルのデ−タとの組合せを表の左側に示す。復調デ−タを
得ためには、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌに対しては以下の演算
を行う。
【００６７】|００i(１)＋００i(２)|2−|００i(１)−
００i(２)|2＝４００i(１)・００i(２) ｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対しては以下の演算を行う。
【００６８】|００q(１)＋００q(２)|2−|００q(１)−
００q(２)|2＝４００q(１)・００q(２) 上記の結果は、第１４図(a)の表の中央下に示すように
与えられる。また、クロックパルスは表の右側に示す以
下の演算を行うことに得られる。
【００６９】|００i(１)＋００i(２)|2＋|００i(１)−
００i(２)|2＝２{００i(１)2＋００i(２)2} または、 |００q(１)＋００q(２)|2＋|００q(１)−００q(２)|2＝
２{００q(１)2＋００q(２)2} 上記の結果は表の右側下に示すようになり、復調デ−タ
を検波するための周期的なクロックパルス列が得られ
る。
【００７０】以上の結果は、第１４図(b)に例を示すよ
うな波形で与えられる。ここで、基本的には各部の出力
波形は第１０図(b)と同じ波形が得られる。異なる点
は、周波数ｆIFで振動している波形を整流した形で与え
られることである。したがって、低域通過フィルタ(low
pass filter)に通せば、第１０図(b)とまったく同じ出
力波形が得られる。
【００７１】以上説明してきたことは、ＢＰＳＫあるい
はＱＰＳＫを基本とする変調方式にはそのまま適用可能
である。したがって、ＭＳＫ(Minimum Shift Keying)、
ＧＭＳＫ(Gaussian Filtered Minimum Shift Keying)等
へはまったく問題はなく適用可能である。同様の変調方
式であるＯＱＰＳＫ(Offset QPSK)は、ｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対して拡散符号列に対応
する変調を行う場合、第１５図に示すようにｉ-ｃｈａ
ｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌで１チップの半分(ha
lf chip)分時間軸で互いにずらして変調を行う方式であ
る。この場合、変調波の位相と振幅の関係を表すconste
llation は、チップ間の遷移で原点を通る(zero cross)
することはないのが特徴である。したがって、アンプ系
などの非線形性特性を持った回路素子の影響を受けずら
いなどの優れた点がある。
【００７２】本発明はＯＱＰＳＫ変調方式に対してもま
ったく同じ装置構成で適用可能である。ＯＱＰＳＫ変調
波は、チップ単位で位相が変化する第８図(a)のＱＰＳ
Ｋに対して、第１５図(a)に示すように各チップの中心
でもさらに位相が変化する。したがって、図７とまった
く同じ構成で、混合器の各出力Ｉ(１)、…、Ｉ(Ｎ／Ｍ)
およびＱ(１)、…、Ｑ(Ｎ／Ｍ)が得られる。第１５図
(c)、(d)、(e)、(ｆ)、(g)、(h)に示すように、上記の
位相変化を反映しチップの中央でも出力が変化する。し
かし、出力に対してｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａ
ｎｎｅｌに対応した＋１、−１の重み付けを行った後に
各々加算器により和を取った出力ＩＩi(１)、ＱＱi(１)
およびＩＩq(１)、ＱＱq(１)は、第１５図(i)、(j)、
(k)、(l)に示すように互いに半チップ分ずれるが、基本
的には通常のＱＰＳＫの場合とまったく同じ出力が得ら
れる。したがって、前述と同じように同期検波あるいは
遅延検波が可能である。例えば前と同じように、第１０
図(a)に示す演算を行うことにより遅延検波を用いた復
調が可能である。
【００７３】次に、変調方式がπ／４-ｓｈｉｆｔ ＱＰ
ＳＫの場合について説明する。この変調方式の特徴は、
ＯＱＰＳＫの場合と同様に通常のＱＰＳＫを基本として
いるが、第１６図に示すように、１チップごとに正また
は負方向回転のπ／４の位相シフトを加える点である
(第１６図の例は正回転)。この結果変調波の位相と振幅
を表すconstellation はチップ間の遷移でＯＱＰＳＫの
場合と同様に原点を通る(zero cross)ことはない。非線
形素子の影響を受けずらく、さらに、チップレ−トが同
じ場合、スペクトル拡散に必要な周波数帯域幅が比較的
狭くてもよいなど優れた特徴を持つ。
【００７４】π／４-ｓｈｉｆｔ ＱＰＳＫ変調の場合も
同様にして復調が可能であるが、チップごとのπ／４ま
たは−π／４のシフト分をＬＯ ｓｉｇｎａｌの周波数
で補正する必要がある。第１７図に、各部の波形を示
す。第１７図(a)に示すように簡単のため、拡散符号列
はｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌで同じと
し簡単のため、＋１＋１−１とする。１シンボルは３チ
ップで構成されると仮定する。オリジナルのＱＰＳＫ変
調波は拡散符号列から第１７図(b)のように与えられ
る。正回転のπ／４シフトの場合を想定すると、π／４
-ｓｈｉｆｔ ＱＰＳＫ波は第１７図(c)のように与えら
れる。ＬＯ ｓｉｇｎａｌは上記シフトを考慮して、周
波数を８チップで１Ｈｚ相当ずらす必要がある。すなわ
ち、第１７図(d)に示すようにｆLO＝ｆRF＋１／(８Ｔ
ｃ)とする。負回転のπ／４シフトの場合は、ｆLO＝ｆ
RF−１／(８Ｔｃ)とする。図７のＩ(１)、Ｉ(２)、Ｉ
(３)およびＱ(１)、Ｑ(２)、Ｑ(３)は、第１７図(e)、
(ｆ)、(g)、(h)、(i)、(j)に示すように与えられる。拡
散符号列に対応する重み付けの後、加算器により和を取
った出力ＩＩi(１)、ＱＱi(１)およびＩＩq(１)、ＱＱq
(１)は第１７図(k)、(l)、(m)、(n)で与えられる。ＱＰ
ＳＫ変調の場合と同様に、シンボル間隔でｉ-ｃｈａｎ
ｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対応した自己相関値
が得られる。したがって、例えば、第１０図(a)に示す
演算を行うことにより、同様の復調が可能である。
【００７５】第１８図に、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-
ｃｈａｎｎｅｌに拡散符号列として同じ符号列を用い、
ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌを互いに数
チップずらすような変調方式に対する例を示す。第１８
図(a)に示すようにｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａ
ｎｎｅｌを互いにＫチップずらし、拡散コ−ドは同じと
する。各シンボルに対する変調デ−タは、第１８図(b)
の上段に示すようにｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａ
ｎｎｅｌ各々に対して与えられるとする。復調デ−タ
は、別途キャリア再生(carrier recovery)回路を用い
て、受信波に対する絶対位相が再生出来る場合(すなは
ち、同期検波の場合)は、第１８図(b)の中段に示すよう
にｉ-ｃｈａｎｎｅｌデ−タおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌデ
−タが各々独立に、Ｋチップ相当互いにずれて出力され
る。キャリア再生回路を用いない場合は、第１８図(b)
下段に示すように、復調デ−タには、ｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌデ−タおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌデ−タが重なって出
力される。この場合、クロックパルスも第１８図(b)の
最下段に示すように、シンボル(Ｔｃ)ごとのクロックパ
ルスとＫチップ分ずれたクロックパルスとが重なって与
えられる。したがって、これらのクロックパルスを基に
デ−タを復調すれば、キャリア再生しなくてもｉ-ｃｈ
ａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対応するデ−タ
が復調出来る。
【００７６】第１９図に遅延多重を用いたスペクトル拡
散変調方式に対する復調法を示す。第１９図(a)に示す
ように、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌの
各々の拡散符号列として互いに直交するコ−ドを用い
る。さらに、iおよびq各々に対して基準(standard)と例
えばＫチップ分遅延(delay)した２ケ(一般に複数ケ)の
ｃｈａｎｎｅｌを用意する。第１９図(b)の上段に示す
ように、変調デ−タのうちｉ-ｃｈａｎｎｅｌ(１)、ｉ-
ｃｈａｎｎｅｌ(２)の各デ−タを上のｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌの基準と遅延した各々のｃｈａｎｎｅｌを用いて変調
する。ｑ-ｃｈａｎｎｅｌのデ−タに関してもまったく
同様にして、ｑ-ｃｈａｎｎｅｌ(１)、ｑ-ｃｈａｎｎｅ
ｌ(２)の各デ−タを上のｑ-ｃｈａｎｎｅｌの基準と遅
延した各々のｃｈａｎｎｅｌを用いて変調する。復調デ
−タは、第１９図(b)の中段に示すようにｉ-ｃｈａｎｎ
ｅｌおよびｑ-ｃｈａｎｎｅｌに対してそれぞれ１シン
ボル(Ｔｓ)間隔で、ｉ-ｃｈａｎｎｅｌ(１)およびｑ-ｃ
ｈａｎｎｅｌ(１)のデ−タが、それらよりＫチップ分遅
延してｉ-ｃｈａｎｎｅｌ(２)およびｑ-ｃｈａｎｎｅｌ
(２)のデ−タが得られる。また、クロックパルスは、第
１９図(b)下段で示されるようにシンボル間隔とＫチッ
プ分遅延した点の両方に対して与えられる。したがっ
て、これらのクロックパルスを基に各ｃｈａｎｎｅｌの
デ−タが復調出来る。
【００７７】第１９図で多重化の一例として遅延多重を
示したが、その他にもＭ−ａｒｒｙ多重方式や複数の拡
散符号列を用いる多重方式などがあるが、本発明は同様
に適用可能なことは自明である。多重化により複数の拡
散符号列に対応したスペクトル拡散信号を同時に復調す
る必要が生ずる場合がある。これに対応するには、各図
の構成で、混合器までは同じであるが、別途スイッチン
グ回路グル−プのみを拡散符号列の数だけ用意すること
により、まったく問題なく復調が可能である。
【００７８】以上、本発明を具体例を用いて説明した
が、さらに細かい点を追加する。図７の第３のＳＡＷ遅
延素子では、第２の遅延素子との±９０°の位相差はＳ
ＡＷの伝搬路で実現したが、外部に±９０°の位相シフ
ト回路を形成すれば、必ずしも遅延素子の中で実現する
必要はない。また、一般的には、各図で用いているＳＡ
Ｗ遅延素子は、同一の圧電基板上に同一の素材でトラン
スデュ−サを構成する方が、遅延素子の温度特性を厳密
に一致させることが出来る。また、以上の説明では第１
の遅延素子に変調信号、第２または第３の遅延素子に無
変調信号を加える例を示したが、逆に第１の遅延素子に
無変調信号、第２または第３の遅延素子に変調信号を加
えてもまったく同じ機能が得られることは自明のことで
ある。
【００７９】第２０図に、ある限られた条件の下では図
７の構成と同じ機能を有するＳＡＷ信号処理装置の本発
明の他の実施例を示す。本装置は第１のＳＡＷ遅延素子
のみを用い、スペクトル拡散信号をこの遅延素子に入力
する。各出力端子の位相遅れφ1(１)、φ1(２)、…、φ
1(Ｎ)は、隣合う端子間に対応する位相遅れの差(|φ
1(１)−φ1(２)|、|φ1(２)−φ1(３)|、…、|φ1(Ｎ−
１)−φ1(Ｎ)|)がスペクトル拡散信号のチップ長(Ｔｃ)
の２πｆRF倍にほぼ等しい。また、第７図と同様にＮケ
の出力端子はＭケにグル−プ分けされ、さらに|φ1(Ｎ
−１)−φ1(Ｎ)|≒Ｔｓ×２πｆRF×Ｍを満たす。周波
数ｆLOの信号は、周波数はｆRFに等しい無変調のＣＷ信
号で、第２０図に示すように２分され一方は遅延素子の
各々の出力と混合器３３−１、３３−２、…、３３−Ｎ
で混合され、出力Ｉ(１)、Ｉ(２)、…、Ｉ(Ｎ)が得られ
る。他方は、外部の移相器により±９０°の位相シフト
を与えた後、遅延素子の各々の出力と混合器３４−１、
３４−２、…、３４−Ｎで混合され、出力０(１)、０
(２)、…、０(Ｎ)が得られる。以降の処理あるいは演算
に関しては図７の構成とまったく同じである。また、前
にも述べているように周波数ｆRFのスペクトル拡散信号
と、周波数ｆLOのＣＷ信号の入力端子は互いに取り替え
てもまったく同様の結果が得られる。
【００８０】第２０図は、ＳＡＷ遅延素子は１ケしか用
いないが、用いる圧電基板の温度特性が水晶等のように
非常に良い場合、あるいは使用温度範囲が極めて狭い場
合は、図７と同等の機能を有する。一般に、１シンボル
に相当する遅延の結果、用いる温度範囲内で４５°以下
の位相ズレならば、使用目的によっては許容出来る。し
たがって、圧電基板を伝搬するＳＡＷの温度特性をＴＣ
Ｄ、使用温度範囲をΔＴとすると、ｆRF×Ｔｓ×ＴＣＤ
×ΔＴ≦１／８を満足する必要がある。一例として、１
シンボル内に前例と同じ１２０波を仮定するとｆRF×Ｔ
ｓ＝１２０となるため、ＴＣＤ×ΔＴ≦１／(８×１２
０)≒１／１０３が導かれる。したがって、ΔＴ＝１０
０℃とするとＴＣＤ≦１０ｐｐｍ／℃程度が要求され
る。逆に、ＴＣＤ≒１００ｐｐｍ／℃程度の圧電基板を
用いる場合はΔＴ＝１０℃の範囲内で用いるならば第２
０図の構成でも図７とほぼ同様の機能が実現出来る。
【００８１】次に、設計事項であるが、第４，６，７，
１２，２０図を具体的に実現する場合の回路構成の簡略
化に関して述べる。上記の図の説明では、説明の簡単の
ため、各混合器の各々の出力に初めにスイッチング回路
により＋１または−１の重み付けを行った後に、加算器
で和を取る場合に関して説明した。しかし、重み付けの
ためのスイッチングと和を取るための加算は、順序を逆
にしても結果はまったく同じである。すなわち、混合器
の各出力に対して、＋１または−１に重み付けされる出
力同志を初めに加算し、しかる後に＋１または−１の重
み付けを行い、さらに両出力の和を取れば良い。回路規
模的には、後者の構成の方が小規模で実現出来る場合が
ある。当然のことであるが、これも本発明の範ちゅうに
含まれることは自明のことである。
【００８２】以上の説明は、スペクトル拡散信号を基本
にその復調に関して述べてきたが、本発明の装置は通常
の位相変調信号の復調器としても用いることが出来る。
すなわち、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８相あるいは１６相Ｐ
ＳＫ、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)
のような多相位相変調信号の復調に適用出来るものであ
る。第２１図に示す例を用いて、ＢＰＳＫまたはＱＰＳ
Ｋの復調法に関して説明する。第２１図は図７と、第
１、第２および第３の遅延素子および混合器３１−１、
３１−２、３４−１、３４−２に関しては基本的に同じ
であるが、第２１図では各遅延素子の出力は各々２ケで
ある。また、各遅延素子の対応する出力の位相遅れ間の
関係は、φ1(１)≒φ2(１)、φ1(２)≒φ2(２)、φ
2(１)≒φ3(１)±９０°、φ2(２)≒φ3(２)±９０°で
ある。図７と異なる点は、各出力の位相遅れの差|φ
1(１)−φ1(２)|が単位シンボル長(Ｔｓ)と２πｆRFと
の積(Ｔｓ×２πｆRF)にほぼ等しい点、および混合器以
降の処理である。
【００８３】ＱＰＳＫ変調の場合、外部回路でキャリア
再生を行えば、Ｉ(１)、Ｑ(１)およびＩ(２)、Ｑ(２)
は、第２２図(a)にconstellation を示すように、ｎπ
／２＋π／４(ｎ＝０,１,２,３)の座標点に正確に位置
するため、通常の同期検波の手法がそのまま適用可能で
ある。キャリア再生を行わない場合は、第２２図(b)に
示すように、constellation は必ずしも上記座標点には
位置しない。しかし、第２２図(b)のψ1とψ2の関係は
ψ1≒ψ2＋ｎπ／２(ｎ＝０,１,２,３)であり、各出力
は以下であたえられる。
【００８４】Ｉ(１)〜ｃｏｓψ1 Ｑ(１)〜ｓｉｎψ1 I(２)〜ｃｏｓψ2 Ｑ(２)〜ｓｉｎψ2 これらの出力を第２１図に示すように、互い違いに混合
し、さらに和と差を取る。すなわち、以下の演算を行
う。
【００８５】Ｏｕｔ１〜Ｉ(１)・Ｉ(２)＋Ｑ(１)・Ｑ
(２)〜ｃｏｓ(ψ1−ψ2) Ｏｕｔ２〜−Ｉ(１)・Ｑ(２)＋Ｑ(１)・Ｉ(２)〜ｓｉｎ
(ψ1−ψ2) 上記関係式より、ψ1、ψ2の位相差に対応して第２２図
(c)に示す表のような復調結果が得られる。また、復調
のためのタイミングを決めるクロックパルスは、Ｏｕｔ
１２＋Ｏｕｔ２２よりクロック再生が可能である。第２
２図(c)はＱＰＳＫ変調の場合であるが、ＢＰＳＫ変調
の場合はＯｕｔ１のみから復調が可能である。
【００８６】第２１、２２図ではＢＰＳＫ、ＱＰＳＫを
例に取って説明したが、Ｉ(１)、Ｑ(１)およびＩ(２)、
Ｑ(２)の振幅と位相に現シンボルと前シンボルの変調情
報が含まれているため、本手法による復調は位相に変調
を加える他の変調方式に対しても同様に適用可能であ
る。
【００８７】次に、最近盛んに研究され始めたミリ波等
を用いた通信への適用に関して説明する。ミリ波等の通
信では、一般に周波数の安定度を保のが非常に難しいた
め、位相の変化で情報を送る位相変調より、周波数の変
化で情報を送る周波数変調(ＦＳＫ：Frequency Shift K
eying)方式を用いる場合が多い。周波数変調は第２３図
に示すように、基準周波数ｆ0に対して、Δｆ1(＝Δω1
／２π)だけ小さいｆ1とΔｆ2(＝Δω2／２π)だけ大き
いｆ2の周波数の信号を変調信号として用いる。本発明
の基本形は第２１図と同じである。したがって、第２１
図のｆRFはｆ1とｆ2となり、ｆLOはｆ0となる。周波数
変調では１シンボル長(Ｔｓ)ごとにｆ1またはｆ2の周波
数の信号が出力される。位相には変調情報が含まれてい
ないため、第２１図で|φ1(１)−φ1(２)|≒Ｔｓ×２π
ｆ0およびφ2(１)≒φ3(１)±９０°、φ2(２)≒φ
3(２)±９０°を満足する必要あるが、第１の遅延素子
と第２、第３の遅延素子の位相遅れ間の関係φ1(１)≒
φ2(１)、φ1(２)≒φ2(２)は必ずしも必要条件ではな
い。
【００８８】ＦＳＫで、変調信号が２シンボルに渡って
同一の周波数の場合、すなわち・・ｆ1ｆ1・・の場合は
第２１図のＩ(１)、Ｑ(１)およびＩ(２)、Ｑ(２)は以下
で与えられる。
【００８９】Ｉ(１)〜ｃｏｓ(Δω1ｔ＋ψ1(１)) Ｑ(１)〜−ｓｉｎ(Δω1ｔ＋ψ1(１)) Ｉ(２)〜ｃｏｓ(Δω1ｔ＋ψ1(２)) Ｑ(２)〜−ｓｉｎ(Δω1ｔ＋ψ1(２)) ここで、ψ1(１)、ψ1(２)は任意の位相を表す。したが
って、Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２は第２１図より、 Ｏｕｔ１〜Ｉ(１)・Ｉ(２)＋Ｑ(１)・Ｑ(２)〜ｃｏｓ
(ψ1(１)−ψ1(２)) Ｏｕｔ２〜−Ｉ(１)・Ｑ(２)＋Ｑ(１)・Ｉ(２)〜−ｓｉ
ｎ(ψ1(１)−ψ1(２)) 同様にして、・・ｆ2ｆ2・・の場合はＩ(１)、Ｑ(１)お
よびＩ(２)、Ｑ(２)は以下で与えられる。
【００９０】Ｉ(１)〜ｃｏｓ(Δω2ｔ＋ψ2(１)) Ｑ(１)〜ｓｉｎ(Δω2ｔ＋ψ2(１)) Ｉ(２)〜ｃｏｓ(Δω2ｔ＋ψ2(２)) Ｑ(２)〜ｓｉｎ(Δω2ｔ＋ψ2(２)) したがって、Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２は Ｏｕｔ１〜ｃｏｓ(ψ2(１)−ψ2(２)) Ｏｕｔ２〜ｓｉｎ(ψ2(１)−ψ2(２)) 現シンボルと前シンボルで周波数が変化する場合、すな
わち、・・ｆ2ｆ1・・の場合はＩ(１)、Ｑ(１)およびＩ
(２)、Ｑ(２)は以下で与えられる。
【００９１】Ｉ(１)〜ｃｏｓ(Δω1ｔ＋ψ1(１)) Q(１)〜−ｓｉｎ(Δω1ｔ＋ψ1(１)) Ｉ(２)〜ｃｏｓ(Δω2ｔ＋ψ2(２)) Ｑ(２)〜ｓｉｎ(Δω2ｔ＋ψ2(２)) したがって、Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２は Ｏｕｔ１〜ｃｏｓ{(Δω1＋Δω2)ｔ＋ψ1(１)＋ψ
2(２))} Ｏｕｔ２〜−ｓｉｎ{(Δω1＋Δω2)ｔ＋ψ1(１)＋ψ
2(２))} 同様にして、・・ｆ1ｆ2・・の場合はＩ(１)、Ｑ(１)お
よびＩ(２)、Ｑ(２)は以下で与えられる。
【００９２】Ｉ(１)〜ｃｏｓ(Δω2ｔ＋ψ2(１)) Ｑ(１)〜ｓｉｎ(Δω2ｔ＋ψ2(１)) Ｉ(２)〜ｃｏｓ(Δω1ｔ＋ψ1(２)) Ｑ(２)〜−ｓｉｎ(Δω1ｔ＋ψ1(２)) したがって、Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２は Ｏｕｔ１〜ｃｏｓ{(Δω1＋Δω2)ｔ＋ψ2(１)＋ψ
1(２))} Ｏｕｔ２〜ｓｉｎ{(Δω1＋Δω2)ｔ＋ψ2(１)＋ψ
1(２))} これらの出力からデ−タを復調するには、第２４図(a)
に一例をしめすように、例えばLow pass とHigh pass
の前置フィルタ(pre-filter)を各々Ｏｕｔ１とＯｕｔ２
の出力に導入し、さらに２乗検波を行った後に各々和を
取ると、結果は第２４図(b)の表に示すような値が得ら
れる。すなわち、ｆ1ｆ1あるいはｆ2ｆ2と同じ周波数が
続く場合は、Low pass pre-filter を介した出力は１、
High pass pre-filter を介した出力は０となる。ｆ1ｆ
2あるいはｆ2ｆ1と周波数が変化する場合はLow pass pr
e-filter を介した出力は０、High pass pre-filter を
介した出力は１となる。したがって、ＦＳＫ変調信号の
復調に対しても本発明の第２１図の構造が適用可能なこ
とが分かる。
【００９３】ＦＳＫ変調信号の復調には、第２１図の第
１の遅延素子と第２、第３の遅延素子の位相遅れ間の関
係は必ずしも規定する必要はないことを先に述べた。ま
た、±９０°の位相シフトは、必ずしもｆLOの信号に対
して導入する必要はなく、ｆ RFの変調信号に導入しても
良いことも先に述べた。以上の点を考慮すると、ＦＳＫ
変調信号の復調には、第２１図の構成の外に、第２５図
(a)に示すように第２、第３の遅延素子のみを用いる構
成でも同じ機能が実現出来る。ただし、遅延素子の各出
力の位相遅れ間の関係は、|φ2(１)−φ2(２)|≒|φ
3(１)−φ3(２)|≒Ｔｓ×２πｆ0、φ2(１)≒φ3(１)±
９０°、φ2(２)≒φ3(２)±９０°を満足する必要があ
る。
【００９４】第２５図(a)では第２１図と異なり、第
２、第３の遅延素子には周波数がｆRFのＦＳＫ変調信号
を入力する。この場合、ｆLO(＝ｆ0)の無変調信号は、
位相に関しては規定されないため、必ずしも遅延素子に
通す必要はなく、図に示すように各混合器に直接入力す
れば良い。第２５図(a)のＩ(１)、Ｑ(１)およびＩ
(２)、Ｑ(２)には、第２１図のＩ(１)、Ｑ(１)およびＩ
(２)、Ｑ(２)と基本的には同じ出力が得られる。遅延素
子の数が１ケ少なく出来る点で第２１図の構成より回路
の簡略化が可能である。
【００９５】±９０°の位相シフト回路を外部回路で実
現すればさらに簡略化が可能である。第２５図(b)に示
すように、出力端子が２ケで、出力の位相遅れ間が|φ1
(１)−φ1(２)|≒Ｔｓ×２πｆ0の関係を満足する遅延
素子を用い、これにｆRFのＦＳＫ変調信号を入力する。
第２５図(b)に示すように、遅延素子の各出力と周波数
ｆLO(＝ｆ0)の無変調信号との混合により、Ｉ(１)、Ｉ
(２)が得られる。同様に遅延素子の各出力と周波数ｆLO
(＝ｆ0)の無変調信号を±９０°位相シフトした信号と
の混合により、Ｑ(１)、Ｑ(２)が得られる。これらのＩ
(１)、Ｑ(１)およびＩ(２)、Ｑ(２)は、基本的には第２
１図または第２５図(a)のＩ(１)、Ｑ(１)およびＩ
(２)、Ｑ(２)まったく同じ出力である。外部に±９０°
の位相シフト回路を実現する必要があるが、遅延素子が
１ケであるため回路は一層簡略化可能である。当然のこ
とであるが、第２５図(a)、(b)の各出力に対して第２４
図(a)、(b)等と同じ演算を行えば、同様の復調出力が得
られることは自明のことである。以上のＦＳＫ変調方式
への本発明の適用は、特にミリ波等を用いた通信では、
周波数安定度に対する要求が大幅に緩和されるなど、装
置の小型化、低価格化以外にも利点が非常に多い。
【００９６】以上の説明では、各遅延素子のＳＡＷ励振
用トランスデュ−サは単純な構造で示したが、低損失化
のためには、反射器等を用いて単方向性の機能を付加し
たトランスデュ−サを用いた方が好ましい。さらに、各
図の説明では、混合器、加算器、スイッチング回路等は
単なる記号で示したが、これらの回路素子の実現には、
バイポ−ラトランジスタ、ＦＥＴ、化合物半導体等も考
えられるが、将来的にはＣＭＯＳ技術を用いて低消費電
力化あるいはワンチップ化を図るのが現実的な構成法で
ある。また、ＳＡＷチップとＣＭＯＳ回路チップをバン
プボンディング等を用いてチップ直接実装することによ
り装置全体の超小型化が図れる。したがって、以上説明
した装置を搭載したスペクトル拡散通信用無線機あるい
はミリ波などを用いた無線通信機等は、復調部分の回路
構成が大幅に簡素化されるため、無線機の小型化、低価
格化に大きく貢献することは言うまでもない。
【００９７】
【発明の効果】本発明のＳＡＷ信号処理装置では、スペ
クトル拡散通信等の復調用に用いられてきた従来のＳＡ
Ｗコンボルバ−、ＳＡＷマッチトフィルタなどに関する
多くの課題が解決される。すなわち、レプリカ信号の生
成回路等の必要のない、高効率なスペクトル拡散信号の
復調が可能である。さらに、用いる圧電基板に関して
も、基板の温度特性とは無関係に電気信号からＳＡＷへ
の変換効率の良い廉価な基板の採用が可能である。ま
た、外部混合器等にはＣＭＯＳを用いた回路構成を採用
することで、さらに低価格で一層の小型化が達成出来
る。ＳＡＷチップとＣＭＯＳ回路チップをバンプボンド
等を用いてチップ直接実装することにより、装置全体の
超小型化が図れ、ひいては無線機端末の小型化に大きく
貢献するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処理装
置例。
【図２】従来のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処理装
置例。
【図３】本発明を説明するための部分図。
【図４】本発明のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処理
装置一実施例。
【図５】第４図本発明の一実施例の機能説明図。
【図６】本発明のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処理
装置一実施例。
【図７】本発明のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処理
装置一実施例。
【図８】図７本発明の一実施例のＱＰＳＫ変調を用いた
機能説明図。
【図９】ＱＰＳＫ変調信号の位相と振幅(constellatio
n)。
【図１０】図７本発明の一実施例で、ＱＰＳＫ変調から
復調デ−タを得るための演算。
【図１１】図７本発明の一実施例で、ＢＰＳＫ変調から
復調デ−タを得るための演算。
【図１２】本発明のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処
理装置一実施例。
【図１３】図１２本発明の一実施例のＱＰＳＫ変調を用
いた機能説明図。
【図１４】図１２本発明の一実施例で、ＱＰＳＫ変調か
ら復調デ−タを得るための演算。
【図１５】図７本発明の一実施例で、ＯＱＰＳＫ変調を
用いた機能説明図。
【図１６】π／４-ｓｈｉｆｔ ＱＰＳＫ変調信号の位相
と振幅(constellation)。
【図１７】図７本発明の一実施例で、π／４-ｓｈｉｆ
ｔ ＱＰＳＫ変調を用いた機能説明図。
【図１８】図７本発明の一実施例で、ｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌに同じ拡散符号列を用い、かつ
互いに数チップ分ずらしたＱＰＳＫ変調を用いた変調方
式に対する機能説明図。
【図１９】図７本発明の一実施例で、ｉ-ｃｈａｎｎｅ
ｌとｑ-ｃｈａｎｎｅｌ各々に遅延多重したＱＰＳＫ変
調を用いた変調方式に対する機能説明図。
【図２０】本発明のスペクトル拡散通信用ＳＡＷ信号処
理装置一実施例。
【図２１】本発明の位相変調信号の復調用ＳＡＷ信号処
理装置一実施例。
【図２２】第２１図の一実施例で、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ
変調を用いた機能説明図。
【図２３】ＦＳＫ変調方式の説明図。
【図２４】本発明の周波数変調信号の復調用ＳＡＷ信号
処理装置一実施例。
【図２５】本発明の周波数変調信号の復調用ＳＡＷ信号
処理装置一実施例。
【符号の説明】
１…圧電基板、６，７…ア−ス、８…電気端子、９…電
極、２−１，２−２，３−１，３−２，１０−１，１０
−２，１１−１，１１−２，１４，１７，２５，２８…
ＳＡＷを励振または受信するための電気端子、４，５，
１２，１３−１，１３−２，１３−３，１３−４，１
５，１６−１，１６−２，１６−Ｎ，１８，１９−１，
１９−２，１９−(Ｎ−１)，１９−Ｎ，２６，２９，３
１，２７−１，２７−２，２７−Ｎ，３０−１，３０−
２，３０−Ｎ，３２−１，３２−２，３２−Ｎ…ＳＡＷ
トランスデュ−サ、２０−１，２０−２，２０−Ｎ，３
３−１，３３−２，３３−Ｎ，３４−１，３４−２，３
４−Ｎ，５６−１，５６−２，５６−３，５６−４…混
合器、２１−１，２１−２，２１−Ｎ／Ｍ，２１−２Ｎ
／Ｍ，２１−Ｎ，３５−１，３５−２，３５−Ｎ，３６
−１，３６−２，３６−Ｎ，３７−１，３７−２，３７
−Ｎ，３８−１，３８−２，３８−Ｎ，５２−１，５２
−２，５２−Ｎ…スイッチング回路、２２−１，２２−
２，２２−Ｍ，３９−１，３９−２，３９−Ｍ，４０−
１，４０−２，４０−Ｍ，４１−１，４１−２，４１−
Ｍ，４２−１，４２−２，４２−Ｍ，５２−１，５２−
２，５２−Ｍ…スイッチング回路グル−プ、２３−１，
２３−２，２３−Ｍ，４３−１，４３−２，４３−Ｍ，
４４−１，４４−２，４４−Ｍ，４５−１，４５−２，
４５−Ｍ，４６−１，４６−２，４６−Ｍ，５３−１，
５３−Ｍ，５７−１，５７−２，６１−１，６１−２…
加算器、２４−１，２４−２，２４−Ｍ，４７−１，４
７−２，４７−Ｍ，４８−１，４８−２，４８−Ｍ，４
９−１，４９−２，４９−Ｍ，５０−１，５０−２，５
０−Ｍ，５４−１，５４−Ｍ…出力端子、５５…位相シ
フト回路、５８−１，５８−２…Ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉ
ｌｔｅｒ、５９−１，５９−２…Ｈｉｇｈ ｐａｓｓ ｆ
ｉｌｔｅｒ、６０−１，６０−２，６０−３，６０−４
…２乗検波回路等。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 崎山 和之 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所映像情報メディア事 業部内 (56)参考文献 特開 平７−7456（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−140443（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−112467（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H03H 9/145 H03H 9/42 H03H 9/72

Claims (12)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】周波数が各々ｆ1およびｆ2の第１および第
    ２の２つの高周波信号を処理する装置であって、各々の
    信号を独立に、圧電基板上に弾性表面波励振および受信
    用のトランスデュ−サを形成して成り、かつ、ｆ1に対
    する位相遅れφ1とｆ2に対する位相遅れφ2がほぼ等し
    い（φ1≒φ2）第１および第２の２つの弾性表面波遅延
    素子に入力し、出力から得られる第１および第２の高周
    波信号を混合器により混合し、ｆ1とｆ2の差の周波数
    （｜ｆ1−ｆ2｜）の出力信号を取り出し、 第１の高周波信号は変調波、第２の高周波信号は無変調
    波である ことを特徴とする弾性表面波信号処理装置。
  2. 【請求項２】 前記第１項記載の装置において、第１の周
    波数ｆ1の高周波信号および第２の周波数ｆ2の高周波信
    号は、第１の高周波信号の変調によるスペクトルの広が
    りを除いてｆ1とｆ2は等しく、混合器からはベ−スバン
    ド帯の変調信号が直接出力されることを特徴とする弾性
    表面波信号処理装置。
  3. 【請求項３】 周波数が各々ｆ1のスペクトル拡散信号お
    よびｆ2の無変調信号である第１および第２の２つの高
    周波信号を処理する装置であって、各々の信号を独立
    に、各々Ｎケの出力端子を持つ第１および第２の２つの
    以下の遅延素子すなわち、第１の遅延素子の周波数ｆ1
    での各端子に対応する出力の位相遅れφ1(１)、φ
    1(２)、…、φ1(Ｎ)と第２の遅延素子のｆ2での各端子
    に対応する出力の位相遅れφ2(１)、φ2(２)、…、φ
    2(Ｎ)の関係が、第１の遅延素子の出力の順序を基準に
    第２の遅延素子の出力の順序を逆にして各々対応する端
    子同志で和を取ったものが全てほぼ等しく（φ1(１)＋
    φ2(Ｎ)≒φ1(２)＋φ2(Ｎ−１)≒…≒φ1(Ｎ)＋φ
    2(１)）、かつ、第１の遅延素子のＮケの出力端子で隣
    り合う端子間に対応する出力の位相遅れの差（|φ1(１)
    −φ1(２)|、|φ1(１)−φ1(２)|、…、|φ1(Ｎ−１)−
    φ1(Ｎ)|）が、スペクトル拡散信号の単位拡散符号列
    （単位シンボル）を構成する各チップの長さ(Ｔｃ)の２
    πｆ1倍にほぼ等しい遅延素子に入力し、かつ、各遅延
    素子の出力を独立なＮケの混合器により、第１の遅延素
    子の出力を基準に第２の遅延素子の出力の順序を逆にし
    て対応させ（すなわち、第１の遅延素子の出力１に対し
    ては第２の遅延素子の出力Ｎ、出力２に対しては出力Ｎ
    −１、…、出力Ｎに対しては出力１）、第１および第２
    の高周波信号を混合し、各混合器からｆ1とｆ2の和の周
    波数（ｆ1＋ｆ2）に等しい各々独立なＮケの出力信号
    （０(１)、０(２)、…、０(Ｎ)）を取り出すことを特徴
    とする弾性表面波信号処理装置。
  4. 【請求項４】 前記第３項記載の装置において、第１の遅
    延素子の１番目の出力端子とＮ番目の出力端子に対応す
    る出力の位相遅れの差|φ1(１)−φ1(Ｎ)|が、スペクト
    ル拡散信号の単位シンボル長(Ｔｓ）と２πｆ1の整数
    （Ｍ）倍との積（Ｔｓ×２πｆ1×Ｍ）にほぼ等しく、
    かつ、Ｎケの混合器から得られる０(１)、０(２)、…、
    ０(Ｎ)の出力信号は１からＮ／Ｍ、Ｎ／Ｍ＋１から２Ｎ
    ／Ｍ、…、(Ｍ−１)Ｎ／Ｍ＋１からＮのＭケにグル−プ
    分けされ、各グル−プは各々スペクトル拡散信号の単位
    シンボルに対応し、かつ、各グル−プのＮ／Ｍケの出力
    を単位シンボルを構成する拡散符号列の各チップに対応
    して＋１または−１の重み付けを行った後に各グル−プ
    単位で加算し、各々独立にＭケの出力信号（００(１)、
    ００(２)、…、００(Ｍ)）として取り出すことを特徴と
    する弾性表面波信号処理装置。
  5. 【請求項５】 周波数がｆのどちらか一方がスペクトル拡
    散信号で他方が無変調信号である第１および第２の２つ
    高周波信号を処理する装置であって、各々Ｎケの出力端
    子を持ち、各端子に対応する出力の位相遅れがφ
    1(１)、φ1(２)、…、φ1(Ｎ)およびφ2(１)、φ
    2(２)、…、φ2(Ｎ)で、かつ、各々対応する端子同志で
    ほぼ等しい(φ1(１)≒φ2(１)、φ1(２)≒φ2(２)、
    …、φ1(Ｎ)≒φ2(Ｎ))第１および第２の２つの弾性表
    面波遅延素子と、同様にＮケの出力端子を持ち、周波数
    ｆでの各端子に対応する出力の位相遅れφ3(１)、φ
    3(２)、…、φ3(Ｎ)が、第２の遅延素子とは９０°の位
    相差（φ2(１)≒φ3(１)±９０°、φ2(２)≒φ3(２)±
    ９０°、…、φ2(Ｎ)≒φ3(Ｎ)±９０°）がある第３の
    弾性表面波遅延素子を有し、各遅延素子のＮケの出力端
    子で隣り合う端子間に対応する出力の位相遅れの差（|
    φ1(１)−φ1(２)|、|φ1(２)−φ1(３)|、…、|φ1(Ｎ
    −１)−φ1(Ｎ)|、|φ2(１)−φ2(２)|、|φ2(２)−φ2
    (３)|、…、|φ2(Ｎ−１)−φ2(Ｎ)|および|φ3(１)−
    φ3(２)|、|φ3(２)−φ3(３)|、…、|φ3(Ｎ−１)−φ
    3(Ｎ)|）が、スペクトル拡散信号の単位拡散符号列（単
    位シンボルに対応）を構成する各チップの長さ(Ｔｃ)の
    ２πｆ倍にほぼ等しく、かつ、第１および第２の高周波
    信号を第１および第２の遅延素子に入力し、出力を独立
    なＮケの混合器により、第１および第２の遅延素子の各
    々対応する端子同志から得られる第１および第２の高周
    波信号を混合し、各混合器から差の周波数に等しいすな
    わちベ−スバンド帯の変調信号を各々独立にＮケ（Ｉ
    (１)、Ｉ(２)、…、Ｉ(Ｎ)）取り出し、かつ、第２の高
    周波信号と同じ信号である第３の高周波信号を第３の遅
    延素子に入力し、出力を独立なＮケの混合器により、第
    １および第３の遅延素子の各々対応する端子同志から得
    られる第１および第３の高周波信号を混合し、各混合器
    から差の周波数に等しいすなわちベ−スバンド帯の変調
    信号を各々独立にＮケ（Ｑ(１)、Ｑ(２)、…、Ｑ(Ｎ)）
    取り出すことを特徴とする弾性表面波信号処理装置。
  6. 【請求項６】 前記第１〜５項記載の弾性表面波信号処理
    装置を搭載し、かつ、スペクトル拡散信号は無線機の受
    信信号あるいは中間周波数信号で、無変調信号は無線機
    の局部発振信号であり、前者を基に局部発振信号の周波
    数と位相を設定する外部回路（すなわち、キャリア再生
    回路）を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用
    無線機。
  7. 【請求項７】 周波数がｆのどちらか一方がスペクトル拡
    散信号で他方が無変調信号である第１および第２の２つ
    高周波信号を処理する装置であって、各々Ｎケの出力端
    子を持ち、各端子に対応する出力の位相遅れがφ
    1(１)、φ1(２)、…、φ1(Ｎ)で隣り合う端子間に対応
    する出力の位相遅れの差（|φ1(１)−φ1(２)|、|φ
    1(２)−φ1(３)|、…、|φ1(Ｎ−１)−φ1(Ｎ)|）が、
    スペクトル拡散信号の単位拡散符号列（単位シンボルに
    対応）を構成する各チップの長さ(Ｔｃ)の２πｆ倍にほ
    ぼ等しく、かつ、第１の高周波信号を遅延素子に入力
    し、各出力を独立なＮケの混合器により第２の高周波信
    号と混合し、各混合器から差の周波数に等しいすなわち
    ベ−スバンド帯の変調信号を各々独立にＮケ（Ｉ(１)、
    Ｉ(２)、…、Ｉ(Ｎ)）取り出し、さらに遅延素子の各出
    力を独立なＮケの混合器により、上記第２の高周波信号
    とは９０°の位相差のある第３の高周波信号と混合し、
    各混合器から差の周波数に等しいすなわちベ−スバンド
    帯の変調信号を各々独立にＮケ（Ｑ(１)、Ｑ(２)、…、
    Ｑ(Ｎ)）取り出すことを特徴とする弾性表面波信号処理
    装置。
  8. 【請求項８】 前記第７項記載の装置において、遅延素子
    の各々１番目の出力端子とＮ番目の出力端子に対応する
    出力の位相遅れの差|φ1(１)−φ1(Ｎ)|が、スペクトル
    拡散信号の単位シンボル長(Ｔｓ）と２πｆの整数
    （Ｍ）倍との積（Ｔｓ×２πｆ×Ｍ）にほぼ等しく、か
    つ、各々Ｎケの混合器から得られるＩ(１)、Ｉ(２)、
    …、Ｉ(Ｎ)およびＱ(１)、Ｑ(２)、…、Ｑ(Ｎ)の出力信
    号は各々１からＮ／Ｍ、Ｎ／Ｍ＋１から２Ｎ／Ｍ、…、
    (Ｍ−１)Ｎ／Ｍ＋１からＮのＭケにグル−プ分けされ、
    各グル−プは各々スペクトル拡散信号の単位シンボルに
    対応し、かつ、各グル−プのＮ／Ｍケの出力を単位シン
    ボルを構成する拡散符号列の各チップに対応して＋１ま
    たは−１の重み付けを行った後に各グル−プ単位で加算
    し、各々独立にＭケの出力信号ＩＩi(１)、ＩＩi(２)、
    …、ＩＩi(Ｍ)およびＱＱi(１)、ＱＱi(２)、…、ＱＱi
    (Ｍ)として取り出すことを特徴とする弾性表面波信号処
    理装置。
  9. 【請求項９】 周波数がｆのどちらか一方が位相変調信号
    で他方が無変調信号である第１および第２の２つ高周波
    信号を処理する装置であって、各々２ケの出力端子を持
    ち、各端子に対応する出力の位相遅れがφ1(１)、φ
    1(２)およびφ2(１)、φ2(２)で、かつ、各々対応する
    端子同志でほぼ等しい(φ1(１)≒φ2(１)、φ1(２)≒φ
    2(２))第１および第２の２つの弾性表面波遅延素子と、
    同様に２ケの出力端子を持ち、周波数ｆでの各端子に対
    応する出力の位相遅れφ3(１)、φ3(２)が、第２の遅延
    素子とは９０°の位相差（φ2(１)≒φ3(１)±９０°、
    φ2(２)≒φ3(２)±９０°）がある第３の弾性表面波遅
    延素子を有し、各遅延素子の２ケの出力端子で隣り合う
    端子間に対応する出力の位相遅れの差（|φ1(１)−φ
    1(２)|、|φ2(１)−φ2(２)|、および|φ3(１)−φ
    3(２)|）が、位相変調信号の単位シンボルの長さ(Ｔｓ)
    の２πｆ倍にほぼ等しく、かつ、第１および第２の高周
    波信号を第１および第２の遅延素子に入力し、第１およ
    び第２の遅延素子の各々対応する端子同志から得られる
    第１および第２の高周波信号を独立な２ケの混合器によ
    り混合し、各混合器から差の周波数に等しいすなわちベ
    −スバンド帯の変調信号を各々独立に２ケ（Ｉ(１)、Ｉ
    (２)）取り出し、かつ、第２の高周波信号と同じ信号で
    ある第３の高周波信号を第３の遅延素子に入力し、第１
    および第３の遅延素子の各々対応する端子同志から得ら
    れる第１および第３の高周波信号を独立な２ケの混合器
    により混合し、各混合器から差の周波数に等しいすなわ
    ちベ−スバンド帯の変調信号を各々独立に２ケ（Ｑ
    (１)、Ｑ(２)）取り出すことを特徴とする弾性表面波信
    号処理装置。
  10. 【請求項１０】 一方が周波数ｆ1およびｆ2(ｆ1＜ｆ2)の
    周波数変調信号で、他方が周波数ｆ0(ｆ1＜ｆ0＜ｆ2)の
    無変調信号である第１および第２の高周波信号を処理す
    る装置であって、各々２ケの出力端子を持ち、各端子に
    対応する出力の位相遅れがφ1(１)、φ1(２)およびφ
    2(１)、φ2(２)である第１および第２の２つの弾性表面
    波遅延素子と、同様に２ケの出力端子を持ち、周波数ｆ
    0での各端子に対応する出力の位相遅れφ3(１)、φ
    3(２)が、第２の遅延素子とは９０°の位相差（φ2(１)
    ≒φ3(１)±９０°、φ2(２)≒φ3(２)±９０°）があ
    る第３の弾性表面波遅延素子を有し、第１の遅延素子の
    ２ケの出力端子で隣り合う端子間に対応する出力の位相
    遅れの差(|φ1(１)−φ1(２)|)が、周波数変調信号の単
    位シンボルの長さ(Ｔｓ)の２πｆ0倍にほぼ等しく、か
    つ、第１および第２の高周波信号を第１および第２の遅
    延素子に入力し、第１および第２の遅延素子の各々対応
    する端子同志から得られる第１および第２の高周波信号
    を独立な２ケの混合器により混合し、各混合器から差の
    周波数に等しいすなわちベ−スバンド帶の変調信号を各
    々独立に２ケ(Ｉ(１)、Ｉ(２))取りだし、かつ、第２２
    πｆの高周波信号と同じ信号である第３の高周波信号を
    第３の遅延素子に入力し、第１および第３の遅延素子の
    各々対応する端子同志から得られる第１および第３の高
    周波信号を独立な２ケの混合器により混合し、各混合器
    から差の周波数に等しいすなわちベ−スバンド帶の変調
    信号を各々独立に２ケ(Ｑ(１)、Ｑ(２))取り出すことを
    特徴とする弾性表面波信号処理装置。
  11. 【請求項１１】 一方が周波数ｆ1およびｆ2(ｆ1＜ｆ2)の
    周波数変調信号で、他方が周波数ｆ0(ｆ1＜ｆ0＜ｆ2)の
    無変調信号である第１および第２の高周波信号を処理す
    る装置であって、各々２ケの出力端子を持ち、各端子に
    対応する出力の位相遅れがφ2(１)、φ2(２)の弾性表面
    波遅延素子と、同様に２ケの出力端子を持ち、各端子に
    対応する出力の位相遅れφ3(１)、φ3(２)が、第２の遅
    延素子とは９０°の位相差（φ2(１)≒φ3(１)±９０
    °、φ2(２)≒φ3(２)±９０°）がある第３の弾性表面
    波遅延素子を有し、各遅延素子の２ケの出力端子で隣り
    合う端子間に対応する出力の位相遅れの差(|φ2(１)−
    φ2(２)|および|φ3(１)−φ3(２)|)が、周波数変調信
    号の単位シンボルの長さ(Ｔｓ)の２πｆ0倍にほぼ等し
    く、かつ、第１の高周波信号を第２の遅延素子に入力
    し、出力を独立な２ケの混合器により、第２の高周波信
    号と混合し、各混合器から差の周波数に等しいすなわち
    ベ−スバンド帶の変調信号を各々独立に２ケ(Ｉ(１)、
    Ｉ(２))取りだし、かつ、第１の高周波信号を第３の遅
    延素子に入力し、出力を独立な２ケの混合器により、第
    ２の高周波信号と混合し、各混合器から差の周波数に等
    しいすなわちベ−スバンド帶の変調信号を各々独立に２
    ケ(Ｑ(１)、Ｑ(２))取り出すことを特徴とする弾性表面
    波信号処理装置。
  12. 【請求項１２】 一方が周波数ｆ1およびｆ2(ｆ1＜ｆ2)の
    周波数変調信号で、他方が周波数ｆ0(ｆ1＜ｆ0＜ｆ2)の
    無変調信号である第１および第２の高周波信号を処理す
    る装置であって、各々２ケの出力端子を持ち、各端子に
    対応する出力の位相遅れがφ1(１)、φ1(２)の弾性表面
    波遅延素子で、２ケの出力端子で隣り合う端子間に対応
    する出力の位相遅れの差(|φ1(１)−φ1(２)|)が、周波
    数変調信号の単位シンボルの長さ(Ｔｓ)の２πｆ0倍に
    ほぼ等しく、かつ、第１の高周波信号を遅延素子に入力
    し、出力を独立な２ケの混合器により、第２の高周波信
    号と混合し、各混合器から差の周波数に等しいすなわち
    ベ−スバンド帶の変調信号を各々独立に２ケ(Ｉ(１)、
    Ｉ(２))取りだし、さらに遅延素子の各出力を独立な２
    ケの混合器により、上記第２の高周波信号とは９０°の
    位相差のある第３の高周波信号と混合し、各混合器から
    差の周波数に等しいすなわちベ−スバンド帶の変調信号
    を各々独立に２ケ(Ｑ(１)、Ｑ(２))取り出すことを特徴
    とする弾性表面波信号処理装置。
JP31907796A 1996-11-29 1996-11-29 スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置 Expired - Fee Related JP3340635B2 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP31907796A JP3340635B2 (ja) 1996-11-29 1996-11-29 スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置
US08/980,086 US6047306A (en) 1996-11-29 1997-11-26 CDMA communication RF signal processing apparatus using SAW
DE1997152858 DE19752858B4 (de) 1996-11-29 1997-11-28 Signalprozessor zur Verarbeitung hochfrequenter CDMA-Signale mit OFW
GB9725300A GB2319936B (en) 1996-11-29 1997-11-28 CDMA communication RF signal processing apparatus using SAW

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP31907796A JP3340635B2 (ja) 1996-11-29 1996-11-29 スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH10164007A JPH10164007A (ja) 1998-06-19
JP3340635B2 true JP3340635B2 (ja) 2002-11-05

Family

ID=18106251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP31907796A Expired - Fee Related JP3340635B2 (ja) 1996-11-29 1996-11-29 スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6047306A (ja)
JP (1) JP3340635B2 (ja)
DE (1) DE19752858B4 (ja)
GB (1) GB2319936B (ja)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6208062B1 (en) * 1997-08-18 2001-03-27 X-Cyte, Inc. Surface acoustic wave transponder configuration
JP3379636B2 (ja) * 1998-10-07 2003-02-24 Ｋｄｄｉ株式会社 スペクトル拡散信号復調用遅延検波方式
GB2352944B (en) 1999-05-31 2004-02-11 Korea Electronics Telecomm Apparatus and method for moduating data message by employing orthogonal variable spreading factor (OVSF) codes in mobile communication sytem
DE10233636A1 (de) * 2002-07-24 2004-02-19 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Verfahren und Vorrichtung zur SAW-Sensor-Vermessung und -Kalibrierung
US20040105485A1 (en) * 2002-07-29 2004-06-03 Unaxis Usa, Inc. Temperature compensation for acousto-optc devices
DE10360470B4 (de) * 2003-12-22 2010-11-18 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zum Demodulieren eines Empfangssignals
US7653118B1 (en) * 2004-03-26 2010-01-26 Cypress Semiconductor Corporation Chirped surface acoustic wave (SAW) correlator/expander
US8687674B1 (en) * 2005-09-01 2014-04-01 Sandia Corporation SAW correlator spread spectrum receiver
JP2020526776A (ja) * 2017-07-07 2020-08-31 アヴィアーナ モレキュラー テクノロジーズ，エルエルシー 遅延線コーディングを有する多重化表面弾性波センサ

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2311359A1 (fr) * 1975-05-13 1976-12-10 Thomson Csf Correlateur a ondes elastiques de surface et a memoire
US4070638A (en) * 1976-04-14 1978-01-24 United Technologies Corporation Nonlinear surface acoustic wave PSK encoder/correlator
GB1602593A (en) * 1978-01-11 1981-11-11 Emi Ltd Frequency modulated pulse generation
GB8916623D0 (en) * 1989-07-20 1989-09-06 Ncr Co Spread spectrum signal demodulator
JPH06188676A (ja) * 1992-12-17 1994-07-08 Canon Inc 相関器
US5434893A (en) * 1992-12-22 1995-07-18 Commissariat Energie Atomique Component for a differential transmitter-receiver of signals with direct sequence spread spectrum and the corresponding transmitter-receiver

Also Published As

Publication number Publication date
GB2319936B (en) 1999-03-24
DE19752858A1 (de) 1998-07-02
US6047306A (en) 2000-04-04
JPH10164007A (ja) 1998-06-19
GB2319936A (en) 1998-06-03
GB9725300D0 (en) 1998-01-28
DE19752858B4 (de) 2005-02-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4816783A (en) Method and apparatus for quadrature modulation
US5276705A (en) CCD demodulator/correlator
US5157693A (en) Digital modulation circuit
CN102171577B (zh) 用于测量无功功率的***和方法
JPH08172417A (ja) スペクトラム拡散通信装置
CA2088977A1 (en) Reciprocal mode saw correlator method and apparatus
JP3340635B2 (ja) スペクトル拡散通信用弾性表面波信号処理装置
US4485358A (en) Method and apparatus for pulse angle modulation
JPH06315039A (ja) π／４シフトＤＱＰＳＫ変調器
JP4068415B2 (ja) 位相偏移変調方式の変調器
Bhandarkar et al. Realization and performance analysis of FPGA based offset quadrature phase shift keying (OQPSK) modem
US5077757A (en) System for synthesizing a modulated signal
US6629121B1 (en) Surface acoustic wave-matched filter and differential detector for demodulating spread spectrum signals
JP3360581B2 (ja) Ｓａｗを用いたｃｄｍａ通信用ｒｆ信号処理装置
US6226319B1 (en) Spread spectrum demodulation circuit, spread spectrum communication apparatus, delay-detection-type demodulation circuit, and delay-detection-type communication apparatus
US5661358A (en) Demodulation apparatus and communication system using the same
JPH07154439A (ja) 復調装置
JPH0642683B2 (ja) デイジタル位相変調回路
JP3960692B2 (ja) デジタル直交変調器
JP3316232B2 (ja) Ｍｓｋ変調回路
JPH0964783A (ja) スペクトラム拡散通信装置
JPS5962254A (ja) デ−タ伝送変復調装置
JPH10224264A (ja) 直接拡散型のスペクトラム拡散通信システム
JPS62200849A (ja) 復調方式
JPH04322528A (ja) スペクトル拡散通信方式

Legal Events

Date Code Title Description
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070816

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080816

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080816

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090816

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees