JPS62200849A - 復調方式 - Google Patents
復調方式Info
- Publication number
- JPS62200849A JPS62200849A JP61041769A JP4176986A JPS62200849A JP S62200849 A JPS62200849 A JP S62200849A JP 61041769 A JP61041769 A JP 61041769A JP 4176986 A JP4176986 A JP 4176986A JP S62200849 A JPS62200849 A JP S62200849A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- band
- series
- components
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 5
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 6
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 4
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 101150044039 PF12 gene Proteins 0.000 description 1
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、復調方式、更に詳しく言えばディジタル信号
処理により復調を行なう方式に係り、特にディジタル位
相変調または直交振幅変調された搬送波帯域伝送の復調
に関する。
処理により復調を行なう方式に係り、特にディジタル位
相変調または直交振幅変調された搬送波帯域伝送の復調
に関する。
ＰＳＫ、ＱＡＭ方式によって変調された受信信号に対す
る復調をディジタル的に実現する方式としては、アイ・
イー・イー・イー、トランザクション オン コミュニ
ケーション、シー オーエム ２５．２ （１９７７年
）第２３８頁から第２５０頁（ｒ Ｅ Ｅ Ｅ 、 Ｔ
ｒａｒ＋５ａｃｔｉｏｎ ｏｎＣｏｎ＋ｍｕｎｉｃａｔ
、ｉｏｎ、 Ｃ０Ｍ−２５ｒ ２ｔ （１９７７）ｐｐ
２３８−２５０）において記載されている様に、入力帯
域信号をヒルベルトフィルタに通して。
る復調をディジタル的に実現する方式としては、アイ・
イー・イー・イー、トランザクション オン コミュニ
ケーション、シー オーエム ２５．２ （１９７７年
）第２３８頁から第２５０頁（ｒ Ｅ Ｅ Ｅ 、 Ｔ
ｒａｒ＋５ａｃｔｉｏｎ ｏｎＣｏｎ＋ｍｕｎｉｃａｔ
、ｉｏｎ、 Ｃ０Ｍ−２５ｒ ２ｔ （１９７７）ｐｐ
２３８−２５０）において記載されている様に、入力帯
域信号をヒルベルトフィルタに通して。
π／２シフ１へされた互いに直交した２つの信号系列を
得る方法がある。この方法では、ヒルベルトフィルタが
、２つの直交したバスバンドフィルタに拡張されている
ために、このフィルタの出力は搬送波帯域信号となって
いる。従って、搬送波周波数のｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分
を用意し、乗算により基底帯域化させる必要がある。こ
の操作をディジタル処理で行なうために、従来は搬送波
のｃｏｓ成分、ｇｉｎ成分別々の離散値をＲＯＭ引きし
て乗算を行なう方法が主であり、標本化周波数に従った
ポイント分のメモリ量が必要となる。また、基底帯域信
号に波形整形フィルタリングを施す操作が付は加わり、
演算処理が増加し、回路構成が複雑になりがちである。
得る方法がある。この方法では、ヒルベルトフィルタが
、２つの直交したバスバンドフィルタに拡張されている
ために、このフィルタの出力は搬送波帯域信号となって
いる。従って、搬送波周波数のｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分
を用意し、乗算により基底帯域化させる必要がある。こ
の操作をディジタル処理で行なうために、従来は搬送波
のｃｏｓ成分、ｇｉｎ成分別々の離散値をＲＯＭ引きし
て乗算を行なう方法が主であり、標本化周波数に従った
ポイント分のメモリ量が必要となる。また、基底帯域信
号に波形整形フィルタリングを施す操作が付は加わり、
演算処理が増加し、回路構成が複雑になりがちである。
上記従来技術では、演算の複雑化９回路規模。
ヒルベルトフィルタの位相特性１等、ディジタル化によ
る利点である経済性、高性能、ＬＳＩ化の点で十分な配
慮がなされていなかった。
る利点である経済性、高性能、ＬＳＩ化の点で十分な配
慮がなされていなかった。
本発明の目的は、ディジタル信号処理技術を導入し、搬
送波の復調、基底帯域での変調信号の直交・同期成分の
分離をディジタル的に行ない、さらには搬送波位置回転
補正、クロック再生、波形整形フィルタリング等のディ
ジタル技術とあわせて、ディジタル復調方式を提供し、
無調整化、高性能化、メモリの半減、演算量の縮少によ
って、回路の小型化、ＬＳＩ化、低消費電力化を達成す
ることにある。
送波の復調、基底帯域での変調信号の直交・同期成分の
分離をディジタル的に行ない、さらには搬送波位置回転
補正、クロック再生、波形整形フィルタリング等のディ
ジタル技術とあわせて、ディジタル復調方式を提供し、
無調整化、高性能化、メモリの半減、演算量の縮少によ
って、回路の小型化、ＬＳＩ化、低消費電力化を達成す
ることにある。
上記目的を達成するためには、搬送波帯域信号を基底帯
域での直交２成分へ変換する操作を、ＷＪ送波帯域信号
を直接標本化し、その繰り返しによって表われる低域の
スペクトラムに着目し、この帯域の中心周波数だけ負に
周波数シフトを行なうことによって実現する。そして上
記処理によって分離された直交・同相成分の信号を変調
信号のビットレートに同期した信号とするために補間処
理を行なうことにより波形整形フィルタリング、搬送波
位相回転補正、クロック抽出等を識別点のみの標本点で
処理出来る。
域での直交２成分へ変換する操作を、ＷＪ送波帯域信号
を直接標本化し、その繰り返しによって表われる低域の
スペクトラムに着目し、この帯域の中心周波数だけ負に
周波数シフトを行なうことによって実現する。そして上
記処理によって分離された直交・同相成分の信号を変調
信号のビットレートに同期した信号とするために補間処
理を行なうことにより波形整形フィルタリング、搬送波
位相回転補正、クロック抽出等を識別点のみの標本点で
処理出来る。
以下第１図、第２図に従って本発明の詳細な説明する。
第２図は第１図で示した信号処理を行なうためのブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
受信信号ｒ（１）は周波数領域では第１図（ａ）で示さ
れる様なスペクトラムを有していると仮定する。この中
で斜線部で示された帯域を希望受信信号と考える１図（
ａ）で、搬送波周波数は標本化周波数ｆ１１の整数倍（
ｆＢＸＮ）と受信信号帯域幅ＢＷの２分の１以上の周波
数ｆａを加えた値に設定されている。但し、ｆ □＋Ｂ
Ｗ／２＜ｆ ｓｘＮ＋ｆ ｓ／２の９条件を満たすもの
とする。これはｆＳで標本化を行なった時にスペクトル
の折り返しが帯域ＢＷ内に影響を与えないようにするた
めである。上記に示す搬送波において、帯域制限フィル
タ１２により希望帯域信号を得る。この出力を（ｂ）に
示す０次に、この帯域信号を周波数ｆ［１で標本化を行
なうと（Ｃ）に示す様に受信信号のスペクトルが繰り返
し表われ、周波数ｆ０（＝ｆａ）を中心周波数とする希
望帯域信号が得られる。この標本化はＡ／Ｄ変換器１３
で行なう。
れる様なスペクトラムを有していると仮定する。この中
で斜線部で示された帯域を希望受信信号と考える１図（
ａ）で、搬送波周波数は標本化周波数ｆ１１の整数倍（
ｆＢＸＮ）と受信信号帯域幅ＢＷの２分の１以上の周波
数ｆａを加えた値に設定されている。但し、ｆ □＋Ｂ
Ｗ／２＜ｆ ｓｘＮ＋ｆ ｓ／２の９条件を満たすもの
とする。これはｆＳで標本化を行なった時にスペクトル
の折り返しが帯域ＢＷ内に影響を与えないようにするた
めである。上記に示す搬送波において、帯域制限フィル
タ１２により希望帯域信号を得る。この出力を（ｂ）に
示す０次に、この帯域信号を周波数ｆ［１で標本化を行
なうと（Ｃ）に示す様に受信信号のスペクトルが繰り返
し表われ、周波数ｆ０（＝ｆａ）を中心周波数とする希
望帯域信号が得られる。この標本化はＡ／Ｄ変換器１３
で行なう。
ここでｆ ’ｃ ＝ ｆ ａ ＝ ｆ ８／ ４となる
場合を考える。
場合を考える。
まず、Ａ／Ｄ変換器１３の出力の離散信号を１つずつ交
互に２系列に分離する。この操作により、２系列の離散
信号は周波数ｆｓ／２で標本化され、かつ位相がｆｓ／
４の周期のπ／２だけシフトされた系列と考えられる。
互に２系列に分離する。この操作により、２系列の離散
信号は周波数ｆｓ／２で標本化され、かつ位相がｆｓ／
４の周期のπ／２だけシフトされた系列と考えられる。
しかし、この２系列の離散信号は未だ中心周波数ｆＣと
する帯域信号であるから基底帯域信号化するために（−
ｆｅ）だけ周波数シフトを行なう必要がある。いま２領
域を考えると。
する帯域信号であるから基底帯域信号化するために（−
ｆｅ）だけ周波数シフトを行なう必要がある。いま２領
域を考えると。
ｚ＝ａＪｗ丁 ＝ ６９２九ｆ ／ｆｓ’ここでｆｓ′
＝ｆｇ／２ であり、（ｆ ｃ）＝ｆ ｓ／４をシフトすることはｅ
ｊ２ｇσ゛へ）／ｆ 、／２ ＝ −２ ということで、２→−２の変換と等価である。従って時
間応答で考えた場合、 工＋０→（−Ｚ）−”＝ （−１）″ｎ（Ｚ）−”＝
（−１）ｎ（ｚ）−”であり、離散信号を交互に正負へ
符号変換することと等価となる。以上の理論を用いて基
底帯域での直交２成分を得ることが出来る。
＝ｆｇ／２ であり、（ｆ ｃ）＝ｆ ｓ／４をシフトすることはｅ
ｊ２ｇσ゛へ）／ｆ 、／２ ＝ −２ ということで、２→−２の変換と等価である。従って時
間応答で考えた場合、 工＋０→（−Ｚ）−”＝ （−１）″ｎ（Ｚ）−”＝
（−１）ｎ（ｚ）−”であり、離散信号を交互に正負へ
符号変換することと等価となる。以上の理論を用いて基
底帯域での直交２成分を得ることが出来る。
以下、本発明の１実施例を第３図により説明する。第３
図は、搬送波の直交成分、同相成分をそれぞれ信号で位
相変調するような変調方式、つまりディジタル位相変調
または直交振巾変調方式で変調された搬送波帯域伝送に
おける受信部の復調器のブロック構成図である。受信信
号は、第１図（ａ）に示す様に周波数領域で不要波成分
に取り囲れていると考えられる。入力受信信号の搬送波
は、第３図ＢＰＦ１２以降の標本化周波数ｆＳの整数倍
にｆＳ／４だけ加えられた周波数に設定する。（ｆ ｏ
＝Ｎｆ ｓ＋ｆ ｓ／４）−このように周波数配置され
た帯域信号から受信信号を得ることを考える。ＢＰＦ１
２は通過域が十分に受信信号帯域中を満たすもので、か
つｆＦｉでの標本化による折り返しが受信信号に悪影響
を与えない程度の阻止域減衰特性が必要である。このＢ
ＰＦ１２はアナログフィルタで実現出来る。次にＢＰＦ
１２の出力をＡ／Ｄ変換器１３により周波数ｆＳで標本
化を行なう、標本化により受信信号がｆＣを中心周波数
とする帯域信号として得られる。この受信離散信号は時
間系列に沿って１つずつ交互に２系列に分離され、それ
ぞれの系列の中で交互に正負の符号変換が符号変換器１
４．１５により行なわれる１以上の操作によって基底帯
域信号としての変調波の直交成分、同相成分が２系列に
分離されることになる。
図は、搬送波の直交成分、同相成分をそれぞれ信号で位
相変調するような変調方式、つまりディジタル位相変調
または直交振巾変調方式で変調された搬送波帯域伝送に
おける受信部の復調器のブロック構成図である。受信信
号は、第１図（ａ）に示す様に周波数領域で不要波成分
に取り囲れていると考えられる。入力受信信号の搬送波
は、第３図ＢＰＦ１２以降の標本化周波数ｆＳの整数倍
にｆＳ／４だけ加えられた周波数に設定する。（ｆ ｏ
＝Ｎｆ ｓ＋ｆ ｓ／４）−このように周波数配置され
た帯域信号から受信信号を得ることを考える。ＢＰＦ１
２は通過域が十分に受信信号帯域中を満たすもので、か
つｆＦｉでの標本化による折り返しが受信信号に悪影響
を与えない程度の阻止域減衰特性が必要である。このＢ
ＰＦ１２はアナログフィルタで実現出来る。次にＢＰＦ
１２の出力をＡ／Ｄ変換器１３により周波数ｆＳで標本
化を行なう、標本化により受信信号がｆＣを中心周波数
とする帯域信号として得られる。この受信離散信号は時
間系列に沿って１つずつ交互に２系列に分離され、それ
ぞれの系列の中で交互に正負の符号変換が符号変換器１
４．１５により行なわれる１以上の操作によって基底帯
域信号としての変調波の直交成分、同相成分が２系列に
分離されることになる。
次に、この互いに直交する成分である信号の離散時間周
期（１／２ｆｓ）が信号のビットレートに同期していな
い標本点であるとすれば、同期する時間での標本値を補
間によって得る必要がある。
期（１／２ｆｓ）が信号のビットレートに同期していな
い標本点であるとすれば、同期する時間での標本値を補
間によって得る必要がある。
従って補間１６，１７により、以下の波形整形フィルタ
リング、搬送波位相回転補正、クロック抽出、ＡＧＣ等
か識別点に対しての標本点のみで実現出来る。
リング、搬送波位相回転補正、クロック抽出、ＡＧＣ等
か識別点に対しての標本点のみで実現出来る。
本発明によれば、標本化と正負の符号変換の処理を施す
ことによってディジタル位相変調または直交振幅変調さ
れた搬送波帯域信号から、基底帯域での直交成分、同相
成分を得ることが出来、しかも全てディジタル信号処理
で行なえる。また基底帯域信号の離散信号より変調信号
のビットレートに同期した信号を得るための補間操作を
行なうことにより、波形整形フィルタリング、位相補正
。
ことによってディジタル位相変調または直交振幅変調さ
れた搬送波帯域信号から、基底帯域での直交成分、同相
成分を得ることが出来、しかも全てディジタル信号処理
で行なえる。また基底帯域信号の離散信号より変調信号
のビットレートに同期した信号を得るための補間操作を
行なうことにより、波形整形フィルタリング、位相補正
。
クロック抽出、ＡＧＣ等が識別点のみの標本値で実現出
来る。従ってアナログ回路で実現する場合の様な位相調
整の煩らしさや、レベル変動、素子感度による特性劣化
の欠点は全て解決され、また従来のディジタル方式の様
に搬送波の離散値のメモリや乗算器が不用になる。この
ため、経済的にも部品点数の上でも有利であり、またＬ
ＳＩ化を行なう場合でのチップ面積の縮少等に貢献出来
る。
来る。従ってアナログ回路で実現する場合の様な位相調
整の煩らしさや、レベル変動、素子感度による特性劣化
の欠点は全て解決され、また従来のディジタル方式の様
に搬送波の離散値のメモリや乗算器が不用になる。この
ため、経済的にも部品点数の上でも有利であり、またＬ
ＳＩ化を行なう場合でのチップ面積の縮少等に貢献出来
る。
第１図は本発明の基本方式の信号処理過程のスペクトラ
ム、第２図は、第１図の信号処理をブロック構成で示し
たもの、第３図は１本発明の一実施例を表わすもので復
調方式をブロック構成で示したものである。 １２・・・帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）。 １３・・・Ａ／Ｄ変換器、１４．１５・・・符号変換器
、１６．１７・・・補間器、１８，１９・・・波形整形
ロールオフフィルタ、２０・・・搬送波位相回転補正回
路及び、クロック抽出回路及びＡＧＣ回路のブロック図
。 第１圀 χ 第３図 ツタ ７２ ７り
ム、第２図は、第１図の信号処理をブロック構成で示し
たもの、第３図は１本発明の一実施例を表わすもので復
調方式をブロック構成で示したものである。 １２・・・帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）。 １３・・・Ａ／Ｄ変換器、１４．１５・・・符号変換器
、１６．１７・・・補間器、１８，１９・・・波形整形
ロールオフフィルタ、２０・・・搬送波位相回転補正回
路及び、クロック抽出回路及びＡＧＣ回路のブロック図
。 第１圀 χ 第３図 ツタ ７２ ７り
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ディジタル位相変調またはディジタル直交振幅変調
された搬送波帯域伝送の復調に於て、搬送波周波数ｆ＿
Ｃを、受信すべき信号の帯域幅の２倍以上の標本化周波
数ｆ＿Ｓの整数倍に上記帯域幅の４分の１以下の周波数
を加えた周波数に設定することにより、標本化された帯
域信号から基底帯域信号のＩ、Ｑ成分を得ることを特徴
とした復調方式。 ２、特許請求の範囲第１項において ｆ＿Ｃ＝ｆ＿Ｓ×Ｎ＋（ｆ＿Ｓ／４）（Ｎ：整数）に選
ぶことにより、標本化された帯域信号を時間的に１つず
つ交互に２系列に分ける操作と、それぞれの系列の中で
１つずつ交互に正負の符号固転を施す操作を行なうこと
により、Ｉ、Ｑ成分を基底帯域信号として得ることを特
徴とした復調方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61041769A JP2685433B2 (ja) | 1986-02-28 | 1986-02-28 | 復調方式 |
| US07/015,027 US4737728A (en) | 1986-02-28 | 1987-02-17 | Digitally processed demodulator for quadrature modulated signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61041769A JP2685433B2 (ja) | 1986-02-28 | 1986-02-28 | 復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62200849A true JPS62200849A (ja) | 1987-09-04 |
| JP2685433B2 JP2685433B2 (ja) | 1997-12-03 |
Family
ID=12617602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61041769A Expired - Lifetime JP2685433B2 (ja) | 1986-02-28 | 1986-02-28 | 復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2685433B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01296745A (ja) * | 1988-05-25 | 1989-11-30 | Hitachi Ltd | ディジタル復調装置 |
| CN115776429A (zh) * | 2022-11-23 | 2023-03-10 | 苏州市江海通讯发展实业有限公司 | 406MHz示位标中频调相信号生成方法和*** |
-
1986
- 1986-02-28 JP JP61041769A patent/JP2685433B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01296745A (ja) * | 1988-05-25 | 1989-11-30 | Hitachi Ltd | ディジタル復調装置 |
| CN115776429A (zh) * | 2022-11-23 | 2023-03-10 | 苏州市江海通讯发展实业有限公司 | 406MHz示位标中频调相信号生成方法和*** |
| CN115776429B (zh) * | 2022-11-23 | 2024-04-30 | 苏州市江海通讯发展实业有限公司 | 406MHz示位标中频调相信号生成方法和*** |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2685433B2 (ja) | 1997-12-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5172070A (en) | Apparatus for digitally demodulating a narrow band modulated signal | |
| US4737728A (en) | Digitally processed demodulator for quadrature modulated signals | |
| US6026129A (en) | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths | |
| EP0676880A2 (en) | Modulator/demodulator using baseband filtering | |
| JP4083861B2 (ja) | ディジタル信号伝送装置 | |
| AU660878B2 (en) | Differential detection demodulator | |
| JP3226561B2 (ja) | Ｆｓｋ信号受信回路 | |
| JPS62200849A (ja) | 復調方式 | |
| US6728321B2 (en) | Receiving device for angle-modulated signals | |
| JP3362427B2 (ja) | 直交検波器 | |
| AU762856B2 (en) | Carrier tracking method | |
| JP2002300224A (ja) | 受信装置 | |
| JPH06291790A (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ変調器 | |
| JP2000068839A (ja) | シグマデルタ型ａ／ｄ変換器、復調器、受信機及びディスク装置 | |
| Xue et al. | A new method of an IF I/Q demodulator for narrowband signals | |
| Singh et al. | Digital single-sideband modulation | |
| US6563887B1 (en) | Direct conversion receiver for frequency-shift keying modulated signals | |
| JP3893197B2 (ja) | デジタル変調回路 | |
| JPH03249847A (ja) | 変復調装置 | |
| JPS62200848A (ja) | 復調方式 | |
| Jankovic et al. | Extraction of in-phase and quadrature components by IF-sampling | |
| JP2901427B2 (ja) | Ｆｍ復調器 | |
| JP3655222B2 (ja) | 受信回路 | |
| GB1570840A (en) | Generation of modulated carrier waves for phase or phase- amplitude shift keying | |
| JPH01256253A (ja) | データ復調方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |