JP3293781B2 - スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ダイバーシティ送
受信機に関し、特に厳しいマルチパスフェージングが問
題となるデジタル無線伝送においてスペクトラム拡散に
よる符号化多重を行なうスペクトラム拡散ダイバーシテ
ィ送受信機に関する。
受信機に関し、特に厳しいマルチパスフェージングが問
題となるデジタル無線伝送においてスペクトラム拡散に
よる符号化多重を行なうスペクトラム拡散ダイバーシテ
ィ送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】フェージング回線における無線伝送で
は、通常ダイバーシティ受信が必要となる。フェージン
グは、フラットフェージングと選択制フェージングに大
別することができる。フラットフェージングとは、マル
チパス伝搬は発生していないが、直接受信波そのものが
伝搬途中にて振幅・位相の変動を受けるものである。他
方、選択性フェージングとは、マルチパス伝搬が発生
し、その各々のマルチパスによる到来波が独立の振幅・
位相の変動を受けるものである。この場合、受信信号
は、複数のマルチパス波の合成波となる為、位相変動の
状況によりある周波数にて逆相合成となることがある。
すなわち、受信スペクトラムに周波数選択的なフェード
（ノッチ）が発生する。フラットフェージングの場合に
は、受信レベルの変動が問題となり、受信波形そのもの
は歪みを受けない。しかしマルチパスによる選択性フェ
ージングの場合は、受信レベル変動に加えて受信波形に
歪みが発生する。
は、通常ダイバーシティ受信が必要となる。フェージン
グは、フラットフェージングと選択制フェージングに大
別することができる。フラットフェージングとは、マル
チパス伝搬は発生していないが、直接受信波そのものが
伝搬途中にて振幅・位相の変動を受けるものである。他
方、選択性フェージングとは、マルチパス伝搬が発生
し、その各々のマルチパスによる到来波が独立の振幅・
位相の変動を受けるものである。この場合、受信信号
は、複数のマルチパス波の合成波となる為、位相変動の
状況によりある周波数にて逆相合成となることがある。
すなわち、受信スペクトラムに周波数選択的なフェード
（ノッチ）が発生する。フラットフェージングの場合に
は、受信レベルの変動が問題となり、受信波形そのもの
は歪みを受けない。しかしマルチパスによる選択性フェ
ージングの場合は、受信レベル変動に加えて受信波形に
歪みが発生する。
【０００３】以上のようなフェージング回線に対して
は、従来からダイバーシティ受信および適応等化技術が
用いられている。これらには種々の方式があるが、ここ
ではマルチパス歪みに対して効果的であるとされるスペ
クトラム拡散通信を従来技術として扱うことにする。ス
ペクトラム拡散は本来、軍用の妨害波に対してロバスト
通信を行うことを目的としてきた。一方、遅延時間の長
いマルチパス波は所望の主波信号との相関が低くなる。
この場合スペクトラム拡散を適用すると、マルチパス波
は拡散符号と相関が取れなくなり、逆拡散操作において
抑圧される。すなわち、スペクトラム拡散はマルチパス
波をも干渉妨害とみなすことで一種の適応等化器である
と言える。
は、従来からダイバーシティ受信および適応等化技術が
用いられている。これらには種々の方式があるが、ここ
ではマルチパス歪みに対して効果的であるとされるスペ
クトラム拡散通信を従来技術として扱うことにする。ス
ペクトラム拡散は本来、軍用の妨害波に対してロバスト
通信を行うことを目的としてきた。一方、遅延時間の長
いマルチパス波は所望の主波信号との相関が低くなる。
この場合スペクトラム拡散を適用すると、マルチパス波
は拡散符号と相関が取れなくなり、逆拡散操作において
抑圧される。すなわち、スペクトラム拡散はマルチパス
波をも干渉妨害とみなすことで一種の適応等化器である
と言える。
【０００４】しかし遅延時間の短いマルチパス波は主波
信号との相関が高くなり、逆拡散による抑圧は期待でき
ない。この場合、マルチパス波と主波との遅延時間が小
さい為、マルチパス波と主波の間で逆位相の関係になっ
た場合にはレベル低下すなわち、フェードアウトが発生
し得る。このようなフェードアウトに対処するには、複
数の伝搬経路の無相関性を利用したダイバーシティ受信
が不可欠となる。
信号との相関が高くなり、逆拡散による抑圧は期待でき
ない。この場合、マルチパス波と主波との遅延時間が小
さい為、マルチパス波と主波の間で逆位相の関係になっ
た場合にはレベル低下すなわち、フェードアウトが発生
し得る。このようなフェードアウトに対処するには、複
数の伝搬経路の無相関性を利用したダイバーシティ受信
が不可欠となる。
【０００５】図６を用いてダイバーシティ受信の説明を
行う。図６では、送信機４０１から受信機４０２に対し
て送信を行う場合であり、送信機４０１から送信された
電波は、３つのの異なるパス４０１〜４０３を介して受
信機４０２に到達する。
行う。図６では、送信機４０１から受信機４０２に対し
て送信を行う場合であり、送信機４０１から送信された
電波は、３つのの異なるパス４０１〜４０３を介して受
信機４０２に到達する。
【０００６】ここで、送信機４０１は無指向性アンテナ
１個を用いて送信を行うと仮定する。無指向性アンテナ
から放射された電波は、図６のパス４０４の直接伝搬経
路と、パス４０３とパス４０５の反射を含む経路を伝搬
する。そして、無指向性アンテナから放射された電波が
異なる経路を伝搬することによりマルチパス伝搬が発生
する。この場合、経路が空間的に相違する為、フェージ
ングはそれぞれ、独立となり、受信電界レベルの時間的
な変動は図７（ａ）、図７（ｂ）および図７（ｃ）のよ
うになる。
１個を用いて送信を行うと仮定する。無指向性アンテナ
から放射された電波は、図６のパス４０４の直接伝搬経
路と、パス４０３とパス４０５の反射を含む経路を伝搬
する。そして、無指向性アンテナから放射された電波が
異なる経路を伝搬することによりマルチパス伝搬が発生
する。この場合、経路が空間的に相違する為、フェージ
ングはそれぞれ、独立となり、受信電界レベルの時間的
な変動は図７（ａ）、図７（ｂ）および図７（ｃ）のよ
うになる。
【０００７】この図７において、図７（ａ）はパス４０
３における受信電界レベルの変動を示した図、図７
（ｂ）はパス４０４における受信電界レベルの変動を示
した図、図７（ｃ）はパス４０５における受信電界レベ
ルの変動を示した図である。
３における受信電界レベルの変動を示した図、図７
（ｂ）はパス４０４における受信電界レベルの変動を示
した図、図７（ｃ）はパス４０５における受信電界レベ
ルの変動を示した図である。
【０００８】このようなモデルに対してダイバーシティ
受信は、それぞれのダイバーシティブランチのうち、フ
ェードアウトしていない部分を選択または合成を行い、
フェードアウトの確率を減らす。このようなダイバーシ
ティ受信は伝搬経路の無相関性を利用している為、空間
ダイバーシティまたはパスダイバーシティと呼ばれてい
る。このパスダイバーシティを実現する手段としては、
通常、複数アンテナを用いたアダプティブアレイなどが
用いられる。すなわちアダプティブアレイの指向性制御
により複数のマルチパス到来波を抽出し、最大比合成す
ればダイバーシティ合成が可能となる。
受信は、それぞれのダイバーシティブランチのうち、フ
ェードアウトしていない部分を選択または合成を行い、
フェードアウトの確率を減らす。このようなダイバーシ
ティ受信は伝搬経路の無相関性を利用している為、空間
ダイバーシティまたはパスダイバーシティと呼ばれてい
る。このパスダイバーシティを実現する手段としては、
通常、複数アンテナを用いたアダプティブアレイなどが
用いられる。すなわちアダプティブアレイの指向性制御
により複数のマルチパス到来波を抽出し、最大比合成す
ればダイバーシティ合成が可能となる。
【０００９】しかし一般に空間ダイバーシティではアン
テナが複数個必要となり、コスト面で不利となる。特に
マイクロ波通信ではアンテナの価格が大であり、装置も
大規模となる為、安易にアンテナの数を増やすわけには
いかない。
テナが複数個必要となり、コスト面で不利となる。特に
マイクロ波通信ではアンテナの価格が大であり、装置も
大規模となる為、安易にアンテナの数を増やすわけには
いかない。
【００１０】この空間ダイバーシティの欠点を改善する
為、スペクトラム拡散による符号化多重と時間ダイバー
シティを利用したスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機が特開平８−１９１２８９号公報に記載されてい
る。この従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機を図８および図９に示す。
為、スペクトラム拡散による符号化多重と時間ダイバー
シティを利用したスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機が特開平８−１９１２８９号公報に記載されてい
る。この従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機を図８および図９に示す。
【００１１】図８は従来のスペクトラム拡散ダイバーシ
ティ送受信機における送信装置の構成を示したブロック
図、図９は従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機における受信装置の構成を示したブロック図であ
る。
ティ送受信機における送信装置の構成を示したブロック
図、図９は従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機における受信装置の構成を示したブロック図であ
る。
【００１２】この従来のスペクトラム拡散ダイバーシテ
ィ送受信機における送信装置は、図８を参照すると、誤
り訂正符号器１０１と、それぞれ遅延時間がτＭとなる
Ｍ−１個の遅延素子１０３1〜１０３M-1と、Ｍ個のイン
ターリーブ回路１０２1〜１０２Mと、Ｍ個の変調器１０
５1〜１０５Mと、スペクトラム拡散回路１０６1〜１０
６Mと、合成回路１０７と、送信機１０８と、送信アン
テナ１０９とから構成されている。
ィ送受信機における送信装置は、図８を参照すると、誤
り訂正符号器１０１と、それぞれ遅延時間がτＭとなる
Ｍ−１個の遅延素子１０３1〜１０３M-1と、Ｍ個のイン
ターリーブ回路１０２1〜１０２Mと、Ｍ個の変調器１０
５1〜１０５Mと、スペクトラム拡散回路１０６1〜１０
６Mと、合成回路１０７と、送信機１０８と、送信アン
テナ１０９とから構成されている。
【００１３】誤り訂正符号器１０１は、１系列の送信デ
ータに対して誤り訂正符号化を行なっている。
ータに対して誤り訂正符号化を行なっている。
【００１４】遅延素子１０３1〜１０３M-1は、誤り訂正
符号器１０１の出力に対してそれぞれτＭとなる遅延時
間を与えることにより、誤り訂正符号器１０１の出力を
Ｍブランチに分岐している。
符号器１０１の出力に対してそれぞれτＭとなる遅延時
間を与えることにより、誤り訂正符号器１０１の出力を
Ｍブランチに分岐している。
【００１５】インターリーブ回路１０２1〜１０２Mは、
誤り訂正符号器１０１の出力および各遅延素子１０３1
〜１０３M-1からの出力に対して、それぞれインターリ
ーブを行なっている。
誤り訂正符号器１０１の出力および各遅延素子１０３1
〜１０３M-1からの出力に対して、それぞれインターリ
ーブを行なっている。
【００１６】変調器１０５1〜１０５Mは、各インターリ
ーブ回路１０２1〜１０２Mの出力に対して、それぞれ変
調を行なっている。
ーブ回路１０２1〜１０２Mの出力に対して、それぞれ変
調を行なっている。
【００１７】スペクトラム拡散回路１０６1〜１０６
Mは、変調器１０５1〜１０５Mの出力に対して、それぞ
れ異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行なってい
る。
Mは、変調器１０５1〜１０５Mの出力に対して、それぞ
れ異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行なってい
る。
【００１８】合成回路１０７は、スペクトラム拡散回路
１０６1〜１０６Mからの出力どうしを合成して符号多重
化して出力している。
１０６1〜１０６Mからの出力どうしを合成して符号多重
化して出力している。
【００１９】送信機１０８は、合成回路１０７からの符
号化多重信号を送信アンテナ１０９から送信している。
号化多重信号を送信アンテナ１０９から送信している。
【００２０】また、この従来のスペクトラム拡散ダイバ
ーシティ送受信機における受信機は、図９を参照する
と、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回路
１１２と、スペクトラム逆拡散回路１１３1〜１１３
Mと、Ｍ個の復調器１１４1〜１１４Mと、Ｍ個のデイン
ターリーブ回路１１８1〜１１８Mと、遅延時間がηＮと
なるＭ個の遅延素子１１６1〜１１６Mと、多数決判定回
路１１７と、誤り訂正復号器１１９とから構成されてい
る。
ーシティ送受信機における受信機は、図９を参照する
と、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回路
１１２と、スペクトラム逆拡散回路１１３1〜１１３
Mと、Ｍ個の復調器１１４1〜１１４Mと、Ｍ個のデイン
ターリーブ回路１１８1〜１１８Mと、遅延時間がηＮと
なるＭ個の遅延素子１１６1〜１１６Mと、多数決判定回
路１１７と、誤り訂正復号器１１９とから構成されてい
る。
【００２１】受信機１１１は、図８に示した送信装置か
ら送信されてきた符号化多重信号を受信している。
ら送信されてきた符号化多重信号を受信している。
【００２２】分岐回路１１２は、受信機１１１において
受信された信号をＭ分岐して、Ｍブランチ信号として出
力している。
受信された信号をＭ分岐して、Ｍブランチ信号として出
力している。
【００２３】スペクトラム逆拡散回路１１３1〜１１３M
は、分岐回路１１２からのＭブランチ信号に対して、送
信装置において拡散される際に用いられた拡散符号と同
じ拡散符号によりスペクトラム逆拡散を行なっている。
は、分岐回路１１２からのＭブランチ信号に対して、送
信装置において拡散される際に用いられた拡散符号と同
じ拡散符号によりスペクトラム逆拡散を行なっている。
【００２４】復調器１１４1〜１１４Mは、スペクトラム
逆拡散回路１１３1〜１１３Mにおいて逆拡散されたＭブ
ランチの各受信信号に対して、それぞれ復調を行なって
いる。
逆拡散回路１１３1〜１１３Mにおいて逆拡散されたＭブ
ランチの各受信信号に対して、それぞれ復調を行なって
いる。
【００２５】デインターリーブ回路１１８1〜１１８
Mは、復調器１１４1〜１１４Mにより復調された信号に
対して、それぞれデインターリーブを行なっている。
Mは、復調器１１４1〜１１４Mにより復調された信号に
対して、それぞれデインターリーブを行なっている。
【００２６】遅延素子１１６1〜１１６Mは、デインター
リーブ回路１１８1〜１１８Mからの出力に対して、それ
ぞれηＭとなる遅延時間を与えている。ここで、遅延時
間が与えられているのは、送信装置において加えられた
遅延差を取り除き、各ブランチの信号のタイミングを合
わせるためである。
リーブ回路１１８1〜１１８Mからの出力に対して、それ
ぞれηＭとなる遅延時間を与えている。ここで、遅延時
間が与えられているのは、送信装置において加えられた
遅延差を取り除き、各ブランチの信号のタイミングを合
わせるためである。
【００２７】多数決判定回路１１７は、１１６1〜１１
６Mは、遅延素子１１６1〜１１６Mからの各ブランチ信
号に対し、多数決判定を行なっている。
６Mは、遅延素子１１６1〜１１６Mからの各ブランチ信
号に対し、多数決判定を行なっている。
【００２８】誤り訂正復号器１１９は、多数決判定回路
１１７の出力信号に対して、送信装置における誤り訂正
符号器１０１に対応した誤り訂正復号を行なって受信デ
ータとして出力している。
１１７の出力信号に対して、送信装置における誤り訂正
符号器１０１に対応した誤り訂正復号を行なって受信デ
ータとして出力している。
【００２９】次に、この従来のスペクトラム拡散ダイバ
ーシティ送受信機の動作を図８、図９を参照して説明す
る。
ーシティ送受信機の動作を図８、図９を参照して説明す
る。
【００３０】図８の送信装置では送信データに誤り訂正
符号器１０１により誤り訂正が施された後、この信号は
ブランチ数Ｍのマルチブランチに分岐される。そして、
遅延素子１０３1、１０３2によりブランチ間に遅延差を
持たせ各ブランチを時間ダイバーシティとして利用す
る。インタリーブ回路１０２1〜１０２Mにより各ブラン
チにてそれぞれ独立のインタリーブを行い、変調器１０
５1〜１０５Mにおいてそれぞれ変調を行う。さらにスペ
クトラム拡散回路１０６1〜１０６Mにてスペクトラム
（符号）拡散が行なわれ、合成回路１０７で各ブランチ
の送信信号が合成される。ここで各ブランチは同一周波
数帯の信号であり、これを合成したものは符号化多重信
号となる。合成回路１０７の出力信号は送信機１０８に
より無線周波数帯の信号に変換され送信アンテナ１０９
で送信される。
符号器１０１により誤り訂正が施された後、この信号は
ブランチ数Ｍのマルチブランチに分岐される。そして、
遅延素子１０３1、１０３2によりブランチ間に遅延差を
持たせ各ブランチを時間ダイバーシティとして利用す
る。インタリーブ回路１０２1〜１０２Mにより各ブラン
チにてそれぞれ独立のインタリーブを行い、変調器１０
５1〜１０５Mにおいてそれぞれ変調を行う。さらにスペ
クトラム拡散回路１０６1〜１０６Mにてスペクトラム
（符号）拡散が行なわれ、合成回路１０７で各ブランチ
の送信信号が合成される。ここで各ブランチは同一周波
数帯の信号であり、これを合成したものは符号化多重信
号となる。合成回路１０７の出力信号は送信機１０８に
より無線周波数帯の信号に変換され送信アンテナ１０９
で送信される。
【００３１】一方図９の受信装置では、受信アンテナ１
１０で受信された受信信号は受信機１１１において、無
線周波数帯の信号からスペクトラム拡散の周波数帯の信
号に変換され、分岐回路１１２においてＭ分岐される。
分岐回路１１２においてＭ分岐されたＭブランチの受信
信号はＭ個の送信側に対応したスペクトラム逆拡散回路
１１３1〜１１３Mに入力され、スペクトラム逆拡散が行
なわれる。この過程により、符号化多重された受信信号
が対応するブランチ毎に抽出されることになる。そし
て、抽出分離された受信信号はそれぞれＭ個のデインタ
ーリーブ回路１１４1〜１１４Mに入力され、デインター
リーブが行われる。そして、Ｍブランチ受信信号は遅延
素子１１６1〜１１６Mにより送信側で加えられた遅延差
が取り除かれ、各ブランチの信号のタイミングが合わせ
られる。受信信号出力は多数決判定回路１１７において
多数決判定が行われ、その出力信号はさらに誤り訂正復
号器１１９に通され、最終的な誤り訂正を受ける。
１０で受信された受信信号は受信機１１１において、無
線周波数帯の信号からスペクトラム拡散の周波数帯の信
号に変換され、分岐回路１１２においてＭ分岐される。
分岐回路１１２においてＭ分岐されたＭブランチの受信
信号はＭ個の送信側に対応したスペクトラム逆拡散回路
１１３1〜１１３Mに入力され、スペクトラム逆拡散が行
なわれる。この過程により、符号化多重された受信信号
が対応するブランチ毎に抽出されることになる。そし
て、抽出分離された受信信号はそれぞれＭ個のデインタ
ーリーブ回路１１４1〜１１４Mに入力され、デインター
リーブが行われる。そして、Ｍブランチ受信信号は遅延
素子１１６1〜１１６Mにより送信側で加えられた遅延差
が取り除かれ、各ブランチの信号のタイミングが合わせ
られる。受信信号出力は多数決判定回路１１７において
多数決判定が行われ、その出力信号はさらに誤り訂正復
号器１１９に通され、最終的な誤り訂正を受ける。
【００３２】以上の図８、図９に示す従来例では、マル
チパスフェージングなどに起因するバースト誤りをイン
ターリーブにより単にランダム化するだけでなく、遅延
差処理により時間ダイバーシティを行い、フェージング
に対して回線品質の向上を図る。さて時間ダイバーシテ
ィの合成手段であるが、デジタル信号の場合は最終的に
切替手段によらざるを得ない。しかし図８、図９の従来
例では多数決判定を行うことにより、より確からしい判
定を行う機能を有し、伝送品質の向上を図る効果があ
る。
チパスフェージングなどに起因するバースト誤りをイン
ターリーブにより単にランダム化するだけでなく、遅延
差処理により時間ダイバーシティを行い、フェージング
に対して回線品質の向上を図る。さて時間ダイバーシテ
ィの合成手段であるが、デジタル信号の場合は最終的に
切替手段によらざるを得ない。しかし図８、図９の従来
例では多数決判定を行うことにより、より確からしい判
定を行う機能を有し、伝送品質の向上を図る効果があ
る。
【００３３】しかし、この従来例ではダイバーシティブ
ランチの合成を各ブランチの多数決により判定を行って
いる。例えばブランチ数が１０の場合、３個のブランチ
がデジタル信号の「１」を示し、残り７個のブランチが
デジタル信号の「０」を示した場合は、多数決判定回路
１１７は「０」と判定する。しかし「１」のブランチが
５個で、「０」のブランチも５個あった場合はどちらが
正しい判定か区別がつかなくなるという問題がある。ま
たブランチ毎の誤り確率もランダムである為、「１」が
正しい信号であるにも関わらず、大半のブランチが
「０」に誤る可能性もある。この場合は多数決判定回路
１１７は単純に大多数の「０」を判定出力してしまう。
従って、従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機では、多数決判定において誤りが発生する可能性があ
り、この場合にはビット誤り率特性が悪化してしまう。
ランチの合成を各ブランチの多数決により判定を行って
いる。例えばブランチ数が１０の場合、３個のブランチ
がデジタル信号の「１」を示し、残り７個のブランチが
デジタル信号の「０」を示した場合は、多数決判定回路
１１７は「０」と判定する。しかし「１」のブランチが
５個で、「０」のブランチも５個あった場合はどちらが
正しい判定か区別がつかなくなるという問題がある。ま
たブランチ毎の誤り確率もランダムである為、「１」が
正しい信号であるにも関わらず、大半のブランチが
「０」に誤る可能性もある。この場合は多数決判定回路
１１７は単純に大多数の「０」を判定出力してしまう。
従って、従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機では、多数決判定において誤りが発生する可能性があ
り、この場合にはビット誤り率特性が悪化してしまう。
【００３４】また、この従来例ではダイバーシティブラ
ンチ毎にインターリーブ回路１０２ 1〜１０２Mおよびデ
インターリーブ回路１１８1〜１１８Mを必要とし、装置
規模がかなり大きくなるという問題があった。
ンチ毎にインターリーブ回路１０２ 1〜１０２Mおよびデ
インターリーブ回路１１８1〜１１８Mを必要とし、装置
規模がかなり大きくなるという問題があった。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のスペク
トラム拡散ダイバーシティ送受信機では、下記のような
問題点があった。
トラム拡散ダイバーシティ送受信機では、下記のような
問題点があった。
【００３６】（１）多数決判定において誤りが発生する
可能性があり、この場合にはビット誤り率特性が悪化し
てしまう。
可能性があり、この場合にはビット誤り率特性が悪化し
てしまう。
【００３７】（２）ダイバーシティブランチ毎に複数の
インターリーブ回路および複数のデインターリーブ回路
が必要となるため、装置規模が大きくなってしまう。
インターリーブ回路および複数のデインターリーブ回路
が必要となるため、装置規模が大きくなってしまう。
【００３８】本発明の目的は、装置規模を縮小するとと
もにビット誤り率特性が向上したスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機を提供することを目的とする。
もにビット誤り率特性が向上したスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機を提供することを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機
は、送信装置が、１系列の送信データに対して誤り訂正
符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号
化手段からの出力信号に対してインターリーブを行うイ
ンターリーブ手段と、前記インターリーブ手段からの出
力信号に対して、それぞれ異なる遅延時間を与えること
によりＮブランチに分岐する複数の遅延手段と、前記各
遅延手段からのＮブランチの出力信号に対して符号化率
Ｒ＝Ｎ／Ｍの畳込み符号化を行い、Ｍビットの並列デー
タ出力信号として出力している畳込み符号化手段と、前
記畳込み符号化手段から出力されたＭビットの並列デー
タ出力信号に対しそれぞれ変調を行う複数の変調手段
と、前記変調手段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異な
る拡散符号によりスペクトラム拡散を行う複数のスペク
トラム拡散手段と、前記各スペクトラム拡散手段からの
出力どうしを合成して符号化多重する合成手段と、前記
符号化多重信号を送信する送信手段とを有し、受信装置
が、送信装置から送信されてきた符号化多重信号を受信
する受信手段と、前記受信手段により受信された受信信
号をＭ分岐して、Ｍブランチ信号として出力している分
岐手段と、前記Ｍブランチ信号に対して、送信装置にお
いて拡散される際に使用された拡散符号と同一の拡散符
号によりそれぞれスペクトラム逆拡散を行うスペクトラ
ム逆拡散手段と、前記スペクトラム逆拡散手段により逆
拡散されたＭブランチの受信信号に対しそれぞれ復調を
行う復調手段と、前記復調されたＭブランチの受信信号
を並列データ入力として符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍのビタビ復
号を行うビタビ復号手段と、前記ビタビ復号手段により
出力されたＮビットの並列データ出力信号に対し、各ブ
ランチ毎に異なる遅延時間をそれぞれ与えて遅延調整を
行う複数の遅延手段と、前記遅延手段による各ブランチ
信号に対し多数決判定を行い判定データとして出力して
いる多数決判定手段と、前記多数決判定手段における判
定データに対してデインターリーブを行うデインターリ
ーブ手段と、前記デインターリーブ手段の出力に対して
送信装置の誤り訂正手段に対応した誤り訂正復号を行う
誤り訂正復号手段とを有する。
に、本発明のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機
は、送信装置が、１系列の送信データに対して誤り訂正
符号化を行う誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂正符号
化手段からの出力信号に対してインターリーブを行うイ
ンターリーブ手段と、前記インターリーブ手段からの出
力信号に対して、それぞれ異なる遅延時間を与えること
によりＮブランチに分岐する複数の遅延手段と、前記各
遅延手段からのＮブランチの出力信号に対して符号化率
Ｒ＝Ｎ／Ｍの畳込み符号化を行い、Ｍビットの並列デー
タ出力信号として出力している畳込み符号化手段と、前
記畳込み符号化手段から出力されたＭビットの並列デー
タ出力信号に対しそれぞれ変調を行う複数の変調手段
と、前記変調手段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異な
る拡散符号によりスペクトラム拡散を行う複数のスペク
トラム拡散手段と、前記各スペクトラム拡散手段からの
出力どうしを合成して符号化多重する合成手段と、前記
符号化多重信号を送信する送信手段とを有し、受信装置
が、送信装置から送信されてきた符号化多重信号を受信
する受信手段と、前記受信手段により受信された受信信
号をＭ分岐して、Ｍブランチ信号として出力している分
岐手段と、前記Ｍブランチ信号に対して、送信装置にお
いて拡散される際に使用された拡散符号と同一の拡散符
号によりそれぞれスペクトラム逆拡散を行うスペクトラ
ム逆拡散手段と、前記スペクトラム逆拡散手段により逆
拡散されたＭブランチの受信信号に対しそれぞれ復調を
行う復調手段と、前記復調されたＭブランチの受信信号
を並列データ入力として符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍのビタビ復
号を行うビタビ復号手段と、前記ビタビ復号手段により
出力されたＮビットの並列データ出力信号に対し、各ブ
ランチ毎に異なる遅延時間をそれぞれ与えて遅延調整を
行う複数の遅延手段と、前記遅延手段による各ブランチ
信号に対し多数決判定を行い判定データとして出力して
いる多数決判定手段と、前記多数決判定手段における判
定データに対してデインターリーブを行うデインターリ
ーブ手段と、前記デインターリーブ手段の出力に対して
送信装置の誤り訂正手段に対応した誤り訂正復号を行う
誤り訂正復号手段とを有する。
【００４０】本発明のスペクトラム拡散ダイバーシティ
送受信機は、マルチパスフェージングなどに起因した瞬
断などで生じるバースト誤りを誤り訂正とインターリー
ブにより訂正するだけでなく、遅延差処理を与えること
でブランチ間の時間相関性を減らしてダイバーシティ送
受信を行うことにより各ブランチ間にも畳込み符号化を
施し、単なるダイバーシティだけでなくダイバーシティ
を誤り訂正の手段として利用するようにしたものであ
る。さらに各ブランチ間の多数決を取る多数決判定処理
を行うことにより、複数のダイバーシティブランチ信号
を最も確かな１列のデータ系列に変換し、ビット誤りを
等価的に訂正している。さらに受信装置では、送信装置
における誤り訂正に対応した誤り訂正復号を行い、回線
品質の向上を図る。
送受信機は、マルチパスフェージングなどに起因した瞬
断などで生じるバースト誤りを誤り訂正とインターリー
ブにより訂正するだけでなく、遅延差処理を与えること
でブランチ間の時間相関性を減らしてダイバーシティ送
受信を行うことにより各ブランチ間にも畳込み符号化を
施し、単なるダイバーシティだけでなくダイバーシティ
を誤り訂正の手段として利用するようにしたものであ
る。さらに各ブランチ間の多数決を取る多数決判定処理
を行うことにより、複数のダイバーシティブランチ信号
を最も確かな１列のデータ系列に変換し、ビット誤りを
等価的に訂正している。さらに受信装置では、送信装置
における誤り訂正に対応した誤り訂正復号を行い、回線
品質の向上を図る。
【００４１】従って、スペクトラム拡散通信において、
固定の複数アンテナまたはアダプティブアレイなどによ
る空間ダイバーシティもしくは周波数ダイバーシティを
用いなくても、符号化多重によるダイバーシティ受信が
可能となる。よって、ビット誤り率を向上することがで
きる。また、インターリーブ回路、デーインターリーブ
回路は、ブランチ数に関係無くそれぞれ１つですむた
め、装置規模を削減することができる。
固定の複数アンテナまたはアダプティブアレイなどによ
る空間ダイバーシティもしくは周波数ダイバーシティを
用いなくても、符号化多重によるダイバーシティ受信が
可能となる。よって、ビット誤り率を向上することがで
きる。また、インターリーブ回路、デーインターリーブ
回路は、ブランチ数に関係無くそれぞれ１つですむた
め、装置規模を削減することができる。
【００４２】本発明の他のスペクトラム拡散ダイバーシ
ティ送受信機は、上記のスペクトラム拡散ダイバーシテ
ィ送受信機に対して、送信装置における誤り訂正符号化
手段とインターリーブ手段とが削除され、受信装置にお
ける誤り訂正復号手段とデインターリーブ手段とが削除
されたものである。
ティ送受信機は、上記のスペクトラム拡散ダイバーシテ
ィ送受信機に対して、送信装置における誤り訂正符号化
手段とインターリーブ手段とが削除され、受信装置にお
ける誤り訂正復号手段とデインターリーブ手段とが削除
されたものである。
【００４３】本発明では、ブランチ間畳込み符号化およ
び多数決判定によるビット誤り訂正効果のみを用いるよ
うにして、誤り訂正機能、インターリーブ機能を削除し
たものである。本発明では、誤り訂正機能を省いたこと
により誤り訂正付加ビットが不要となり、信号帯域を削
減することができ、周波数効率を向上することができ
る。
び多数決判定によるビット誤り訂正効果のみを用いるよ
うにして、誤り訂正機能、インターリーブ機能を削除し
たものである。本発明では、誤り訂正機能を省いたこと
により誤り訂正付加ビットが不要となり、信号帯域を削
減することができ、周波数効率を向上することができ
る。
【００４４】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して詳細に説明する。
図面を参照して詳細に説明する。
【００４５】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
おける送信装置の構成を示すブロック図、図２は本発明
の第１の実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送
受信機における受信装置の構成を示すブロック図、図１
における畳込み符号器１０４の構成を示したブロック図
である。図８、図９中と同番号は同じ構成要素を示す。
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
おける送信装置の構成を示すブロック図、図２は本発明
の第１の実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送
受信機における受信装置の構成を示すブロック図、図１
における畳込み符号器１０４の構成を示したブロック図
である。図８、図９中と同番号は同じ構成要素を示す。
【００４６】本実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシ
ティ送受信機における送信装置は、図１を参照すると、
誤り訂正符号器１０１と、インターリーブ回路１０２
と、それぞれ遅延時間が異なる２個の遅延素子１０
３1、１０３2と、符号化率Ｒ＝３／４の畳込み符号器１
０４と、４個の変調器１０５11〜１０５4と、４個のス
ペクトラム拡散回路１０６1〜１０６4と、合成回路１０
７と、送信機１０８と、送信アンテナ１０９とから構成
されている。
ティ送受信機における送信装置は、図１を参照すると、
誤り訂正符号器１０１と、インターリーブ回路１０２
と、それぞれ遅延時間が異なる２個の遅延素子１０
３1、１０３2と、符号化率Ｒ＝３／４の畳込み符号器１
０４と、４個の変調器１０５11〜１０５4と、４個のス
ペクトラム拡散回路１０６1〜１０６4と、合成回路１０
７と、送信機１０８と、送信アンテナ１０９とから構成
されている。
【００４７】本実施形態の送信装置は、図８に示した従
来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機の送信装
置に対して、ダイバーシティブランチ数Ｍ＝４とし、Ｍ
個のインターリーブ回路１０２1〜１０２Mを１個のイン
ターリーブ回路１０２に置き換えるとともに誤り訂正符
号器１０１と遅延素子１０３1、１０３2との間に設ける
ようにし、変調器１０５1〜１０５Mの前に畳込み符号器
１０４が追加されたものである。
来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機の送信装
置に対して、ダイバーシティブランチ数Ｍ＝４とし、Ｍ
個のインターリーブ回路１０２1〜１０２Mを１個のイン
ターリーブ回路１０２に置き換えるとともに誤り訂正符
号器１０１と遅延素子１０３1、１０３2との間に設ける
ようにし、変調器１０５1〜１０５Mの前に畳込み符号器
１０４が追加されたものである。
【００４８】畳込み符号器１０４は、インターリーブ回
路１０２からの出力信号および遅延素子１０３1、１０
３2からの出力信号をそれぞれ並列データ入力Ｓ1、
Ｓ2、Ｓ3として入力し、畳込み符号化を行なった後に並
列データ出力Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3、Ｖ4として出力している。
路１０２からの出力信号および遅延素子１０３1、１０
３2からの出力信号をそれぞれ並列データ入力Ｓ1、
Ｓ2、Ｓ3として入力し、畳込み符号化を行なった後に並
列データ出力Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3、Ｖ4として出力している。
【００４９】また、畳込み符号機１０４は、図３を参照
すると、９個のフリップフロップ回路２０１1〜２０１9
と、４個のＭＯＤ２加算器２０２1〜２０２4とから構成
されている。
すると、９個のフリップフロップ回路２０１1〜２０１9
と、４個のＭＯＤ２加算器２０２1〜２０２4とから構成
されている。
【００５０】フリップフロップ回路２０１1〜２０１
9は、それぞれＸ0、Ｘ1、Ｘ2、・・・、Ｘ8に対応して
いて、並列データ入力Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3を予め定められた
接続により順次記憶している。
9は、それぞれＸ0、Ｘ1、Ｘ2、・・・、Ｘ8に対応して
いて、並列データ入力Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3を予め定められた
接続により順次記憶している。
【００５１】ＭＯＤ２加算器２０２1〜２０２4は、フリ
ップフロップ回路２０１1〜２０１9の出力信号のうちの
予め定められた出力信号どうしに対して、２を法とする
加算（ｍｏｄｕｌｏ２加算）を行う このＭＯＤ２加算では、下記のような演算が行われる。
ップフロップ回路２０１1〜２０１9の出力信号のうちの
予め定められた出力信号どうしに対して、２を法とする
加算（ｍｏｄｕｌｏ２加算）を行う このＭＯＤ２加算では、下記のような演算が行われる。
【００５２】 ０＋０＝０、０＋１＝１、１＋０＝１、１＋１＝０ 図３に示す畳込み符号器１０４は拘束長Ｋ＝９の場合を
示しており、一般に下記生成多項式による符号化が行わ
れる。
示しており、一般に下記生成多項式による符号化が行わ
れる。
【００５３】 Ｖ1の生成多項式：Ｇ1(Ｘ)＝Ｘ2＋Ｘ5＋Ｘ7＋Ｘ8 ・・・・・ (1) Ｖ2の生成多項式：Ｇ2(Ｘ)＝Ｘ1＋Ｘ5＋Ｘ6＋Ｘ8 ・・・・・ (2) Ｖ3の生成多項式：Ｇ3(Ｘ)＝１＋Ｘ3＋Ｘ4＋Ｘ5＋Ｘ7 ・・・・ (3) Ｖ4の生成多項式：Ｇ4(Ｘ)＝１＋Ｘ1＋Ｘ2＋Ｘ3＋Ｘ4＋Ｘ6 ・・ (4)
【００５４】上記(1)〜(4)式においてＸnはＸのｎ乗と
いう巾乗を示す。図２において例えば、Ｖ1の生成多項
式は式(1)にて表現されるが、Ｖ1の出力はＸ2、Ｘ5、Ｘ
7、Ｘ 8に対応したフリップフロップ２０１3、２０１6、
２０１8、２０１9の出力がＭＯＤ２加算器２０２1にて
ＭＯＤ２加算（排他的論理和演算：EXCLUSIVE OR）され
たものとなっている。Ｖ2、Ｖ3、Ｖ4についても式(2)〜
(4)の生成多項式に示す箇所のフリップフロップ出力の
ＭＯＤ２加算を行って出力データが得られる。
いう巾乗を示す。図２において例えば、Ｖ1の生成多項
式は式(1)にて表現されるが、Ｖ1の出力はＸ2、Ｘ5、Ｘ
7、Ｘ 8に対応したフリップフロップ２０１3、２０１6、
２０１8、２０１9の出力がＭＯＤ２加算器２０２1にて
ＭＯＤ２加算（排他的論理和演算：EXCLUSIVE OR）され
たものとなっている。Ｖ2、Ｖ3、Ｖ4についても式(2)〜
(4)の生成多項式に示す箇所のフリップフロップ出力の
ＭＯＤ２加算を行って出力データが得られる。
【００５５】また、本実施形態のスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機における受信装置は、図２を参照す
ると、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回
路１１２と、４個のスペクトラム逆拡散回路１１３1〜
１１３4と、４個の復調器１１４1〜１１４4と、符号化
率Ｒ＝３／４のビタビ復号器１１５と、３個の遅延素子
１１６1〜１１６3と、多数決判定回路１１７と、デイン
ターリーブ回路１１８と、誤り訂正復号器１１９とから
構成されている。
バーシティ送受信機における受信装置は、図２を参照す
ると、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回
路１１２と、４個のスペクトラム逆拡散回路１１３1〜
１１３4と、４個の復調器１１４1〜１１４4と、符号化
率Ｒ＝３／４のビタビ復号器１１５と、３個の遅延素子
１１６1〜１１６3と、多数決判定回路１１７と、デイン
ターリーブ回路１１８と、誤り訂正復号器１１９とから
構成されている。
【００５６】また、本実施形態の受信装置は、図９に示
した従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機の
受信装置に対して、ダイバーシティブランチ数Ｍ＝４と
し、Ｍ個のデインターリーブ回路１１８1〜１１８Mを１
個のデインターリーブ回路１１１８に置き換えるととも
に多数決判定回路１１７と誤り訂正復号器１１９との間
に設けるようにし、遅延素子１１６1〜１１６Mの前にビ
タビ復号器１１５が追加されたものである。
した従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機の
受信装置に対して、ダイバーシティブランチ数Ｍ＝４と
し、Ｍ個のデインターリーブ回路１１８1〜１１８Mを１
個のデインターリーブ回路１１１８に置き換えるととも
に多数決判定回路１１７と誤り訂正復号器１１９との間
に設けるようにし、遅延素子１１６1〜１１６Mの前にビ
タビ復号器１１５が追加されたものである。
【００５７】ビタビ復号器１１５は、復調器１１４1〜
１１４4において復調されたＭブランチの受信信号を並
列入力データＷ1〜Ｗ4として入力し、符号化率Ｒ＝３／
４のビタビ復号を行なって並列出力データＹ1〜Ｙ3とし
て出力している。
１１４4において復調されたＭブランチの受信信号を並
列入力データＷ1〜Ｗ4として入力し、符号化率Ｒ＝３／
４のビタビ復号を行なって並列出力データＹ1〜Ｙ3とし
て出力している。
【００５８】次に、本実施形態のスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機の動作について図４および図５を参
照して詳細に説明する。
バーシティ送受信機の動作について図４および図５を参
照して詳細に説明する。
【００５９】先ず、送信装置では、誤り訂正符号器１０
１とインターリーブ回路１０２により送信データに対す
る誤り訂正符号化が行われる。この誤り訂正符号化はバ
ースト誤りを訂正する為のものである。そして、インタ
ーリーブ回路１０２の出力信号が３分岐され、第２ブラ
ンチと第３ブランチの信号は遅延素子１０３1、１０３2
により遅延時間が与えられる。これは時間ダイバーシテ
ィを行う為のものであり、従来例において説明したもの
と同様の効果を得るためのものである。本実施形態の特
徴は、これら複数ブランチの信号を並列入力データとす
る畳込み符号化を行うことである。畳込み符号器１０４
は符号化率Ｒ＝３／４とした場合の一例を示しており、
内部の回路は図２に示される。
１とインターリーブ回路１０２により送信データに対す
る誤り訂正符号化が行われる。この誤り訂正符号化はバ
ースト誤りを訂正する為のものである。そして、インタ
ーリーブ回路１０２の出力信号が３分岐され、第２ブラ
ンチと第３ブランチの信号は遅延素子１０３1、１０３2
により遅延時間が与えられる。これは時間ダイバーシテ
ィを行う為のものであり、従来例において説明したもの
と同様の効果を得るためのものである。本実施形態の特
徴は、これら複数ブランチの信号を並列入力データとす
る畳込み符号化を行うことである。畳込み符号器１０４
は符号化率Ｒ＝３／４とした場合の一例を示しており、
内部の回路は図２に示される。
【００６０】畳込み符号化器１０４による符号化率Ｒ＝
３／４の畳込み符号化は、３列の入力データ系列Ｓ1〜
Ｓ3が４列のデータ系列Ｖ1〜Ｖ4として出力される。そ
して、畳込み符号器１０４からの出力信号は４個の変調
器１０５1〜１０５4にてそれぞれ１次変調が行われる。
変調器１０５1〜１０５4から出力される変調波はスペク
トラム拡散回路１０６1〜１０６4によりそれぞれ独立の
ランダム系列によりスペクトラム拡散が行われる。これ
ら４個ののスペクトラム拡散回路１０６1〜１０６4の出
力信号を合成回路１０７にて合成すると、４ブランチの
ダイバーシティ送信信号について符号化多重が行われる
ことになる。そして、合成回路１０７において符号化多
重された符号化多重信号は送信機１０８により周波数変
換および増幅されて送信アンテナ１０９に供給され無線
送信波として放射される。
３／４の畳込み符号化は、３列の入力データ系列Ｓ1〜
Ｓ3が４列のデータ系列Ｖ1〜Ｖ4として出力される。そ
して、畳込み符号器１０４からの出力信号は４個の変調
器１０５1〜１０５4にてそれぞれ１次変調が行われる。
変調器１０５1〜１０５4から出力される変調波はスペク
トラム拡散回路１０６1〜１０６4によりそれぞれ独立の
ランダム系列によりスペクトラム拡散が行われる。これ
ら４個ののスペクトラム拡散回路１０６1〜１０６4の出
力信号を合成回路１０７にて合成すると、４ブランチの
ダイバーシティ送信信号について符号化多重が行われる
ことになる。そして、合成回路１０７において符号化多
重された符号化多重信号は送信機１０８により周波数変
換および増幅されて送信アンテナ１０９に供給され無線
送信波として放射される。
【００６１】従来例では複数ブランチに分岐する前に誤
り訂正符号化を行っており、ダイバーシティ・ブランチ
信号は単に符号化多重されて送信される。これに対し、
本実施形態ではダイバーシティ・ブランチそのものにも
畳込み符号化という誤り訂正手段を追加し、その為ブラ
ンチ数は増加するが、より強固な誤り訂正機能を持たせ
ている点が従来例と相違する。特に本実施形態にて提案
する誤り訂正方式をダイバーシティブランチ間誤り訂正
と称する。
り訂正符号化を行っており、ダイバーシティ・ブランチ
信号は単に符号化多重されて送信される。これに対し、
本実施形態ではダイバーシティ・ブランチそのものにも
畳込み符号化という誤り訂正手段を追加し、その為ブラ
ンチ数は増加するが、より強固な誤り訂正機能を持たせ
ている点が従来例と相違する。特に本実施形態にて提案
する誤り訂正方式をダイバーシティブランチ間誤り訂正
と称する。
【００６２】本実施形態の受信装置では、受信アンテナ
１１０で受信された受信波は受信機１１１にて無線周波
数帯からスペクトラム拡散信号帯域に周波数変換され、
分岐回路１１２にて４ブランチに分岐される。そして、
分岐された４ブランチの信号はそれぞれ、４個のスペク
トラム逆拡散回路１１３1〜１１３4にてスペクトラム逆
拡散すなわち符号分割多重波の分離が行われる。そし
て、スペクトラム逆拡散回路１１３1〜１１３4から出力
された４ブランチの出力信号は復調器１１４1〜１１４4
にて送信側１次変調に対応した復調が行なわれる。そし
て、４ブランチの復調信号はビタビ復号器１１５に並列
データ系列Ｗ1〜Ｗ4として入力される。この並列データ
系列Ｗ1〜Ｗ4は送信側で符号化した並列データ系列
Ｖ1、Ｖ2、Ｖ 3、Ｖ4に該当しており、ビタビ復号器１１
５にて符号化率Ｒ＝３／４の復号が行われる。ここで畳
込み符号化による誤り訂正が実施されたことになり、伝
送系で発生したビット誤りは訂正される。復号されたデ
ータ系列はＹ1、Ｙ2、Ｙ3として出力されそれぞれ３個
の遅延素子１１６1〜１１６3に入力される。これは送信
装置において、遅延素子１０３1、１０３2により与えら
れた時間ダイバーシティの為の遅延差を吸収する為のも
のである。すなわ受信装置におけるの３個の遅延素子１
１６1〜１１６3の出力においては各ブランチのタイミン
グが揃い、多数決判定回路１１７にて多数決判定が可能
となる。そして、多数決判定により判定されたブランチ
の信号はデインターリーブ回路１１８にて送信側インタ
ーリーブの逆操作が行なわれ、データ系列は正しい順序
に並び替えられる。デインターリーブ回路１１８の出力
信号は誤り訂正復号器１１９に入力され、送信装置の誤
り訂正符号器１０１に対応した誤り訂正が行なわれ、受
信データとして出力される。以上説明したように本実施
形態では３ブランチのダイバーシティ信号に第２のダイ
バーシティ・ブランチ間誤り訂正手段として符号化率３
／４の畳込み符号化を行っている。そのため、ダイバー
シティブランチを単なるダイバーシティだけでなく、誤
り訂正手段にも活用しているので、多数決判定回路１１
７の前段にてビット誤り率を改善することができる。
１１０で受信された受信波は受信機１１１にて無線周波
数帯からスペクトラム拡散信号帯域に周波数変換され、
分岐回路１１２にて４ブランチに分岐される。そして、
分岐された４ブランチの信号はそれぞれ、４個のスペク
トラム逆拡散回路１１３1〜１１３4にてスペクトラム逆
拡散すなわち符号分割多重波の分離が行われる。そし
て、スペクトラム逆拡散回路１１３1〜１１３4から出力
された４ブランチの出力信号は復調器１１４1〜１１４4
にて送信側１次変調に対応した復調が行なわれる。そし
て、４ブランチの復調信号はビタビ復号器１１５に並列
データ系列Ｗ1〜Ｗ4として入力される。この並列データ
系列Ｗ1〜Ｗ4は送信側で符号化した並列データ系列
Ｖ1、Ｖ2、Ｖ 3、Ｖ4に該当しており、ビタビ復号器１１
５にて符号化率Ｒ＝３／４の復号が行われる。ここで畳
込み符号化による誤り訂正が実施されたことになり、伝
送系で発生したビット誤りは訂正される。復号されたデ
ータ系列はＹ1、Ｙ2、Ｙ3として出力されそれぞれ３個
の遅延素子１１６1〜１１６3に入力される。これは送信
装置において、遅延素子１０３1、１０３2により与えら
れた時間ダイバーシティの為の遅延差を吸収する為のも
のである。すなわ受信装置におけるの３個の遅延素子１
１６1〜１１６3の出力においては各ブランチのタイミン
グが揃い、多数決判定回路１１７にて多数決判定が可能
となる。そして、多数決判定により判定されたブランチ
の信号はデインターリーブ回路１１８にて送信側インタ
ーリーブの逆操作が行なわれ、データ系列は正しい順序
に並び替えられる。デインターリーブ回路１１８の出力
信号は誤り訂正復号器１１９に入力され、送信装置の誤
り訂正符号器１０１に対応した誤り訂正が行なわれ、受
信データとして出力される。以上説明したように本実施
形態では３ブランチのダイバーシティ信号に第２のダイ
バーシティ・ブランチ間誤り訂正手段として符号化率３
／４の畳込み符号化を行っている。そのため、ダイバー
シティブランチを単なるダイバーシティだけでなく、誤
り訂正手段にも活用しているので、多数決判定回路１１
７の前段にてビット誤り率を改善することができる。
【００６３】従って、従来のスペクトラム拡散ダイバー
シティ送受信機では多数決判定回路１１７において、多
数決が２分されてどちらが正しい判定か判断がつかない
場合にはビット誤りを生じる確率が高かったが、本実施
形態では多数決を行う前に第２の誤り訂正手段により、
多数決判定においては大多数か少数かを明確に出来、ビ
ット誤りを抑圧できる効果が発揮される。
シティ送受信機では多数決判定回路１１７において、多
数決が２分されてどちらが正しい判定か判断がつかない
場合にはビット誤りを生じる確率が高かったが、本実施
形態では多数決を行う前に第２の誤り訂正手段により、
多数決判定においては大多数か少数かを明確に出来、ビ
ット誤りを抑圧できる効果が発揮される。
【００６４】また従来例ではインターリーブ回路および
デインターリーブ回路をダイバーシティブランチに応じ
て複数個持つ必要があったが、本実施形態ではインター
リーブ操作をダイバーシティブランチの外側に移動した
ことにより、その個数をそれぞれ１個だけ持てば良い。
なお畳込み符号器１０４およびビタビ復号器１１５は近
年、ＬＳＩ化が行われていてかなり小規模となってい
る。そのため、畳込み符号器１０４およびビタビ復号器
１１５が設けられたことによる装置規模の増加は微々た
るものである。それよりもインターリーブ／デインター
リーブ回路の縮小の効果の方が遙かに大きい。
デインターリーブ回路をダイバーシティブランチに応じ
て複数個持つ必要があったが、本実施形態ではインター
リーブ操作をダイバーシティブランチの外側に移動した
ことにより、その個数をそれぞれ１個だけ持てば良い。
なお畳込み符号器１０４およびビタビ復号器１１５は近
年、ＬＳＩ化が行われていてかなり小規模となってい
る。そのため、畳込み符号器１０４およびビタビ復号器
１１５が設けられたことによる装置規模の増加は微々た
るものである。それよりもインターリーブ／デインター
リーブ回路の縮小の効果の方が遙かに大きい。
【００６５】以上は符号化率３／４を例に取って説明し
たが、一般に符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍに対して適用が可能で
ある。この場合は図１のインターリーブ回路１０２の出
力信号をＮ分岐し、畳込み符号器１０４からのＭ本の並
列出力をダイバーシティブランチとすれば良い。ただし
この場合は変調器１０５およびスペクトラム拡散回路１
０６をＭ個用意する必要がある。
たが、一般に符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍに対して適用が可能で
ある。この場合は図１のインターリーブ回路１０２の出
力信号をＮ分岐し、畳込み符号器１０４からのＭ本の並
列出力をダイバーシティブランチとすれば良い。ただし
この場合は変調器１０５およびスペクトラム拡散回路１
０６をＭ個用意する必要がある。
【００６６】（第２の実施形態）次に、本発明の第２の
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
ついて説明する。
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
ついて説明する。
【００６７】図４は本発明の第２の実施形態のスペクト
ラム拡散ダイバーシティ送受信機における送信装置の構
成を示すブロック図、図５は本発明の第２の実施形態の
スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機における受信
装置の構成を示すブロック図である。
ラム拡散ダイバーシティ送受信機における送信装置の構
成を示すブロック図、図５は本発明の第２の実施形態の
スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機における受信
装置の構成を示すブロック図である。
【００６８】本実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシ
ティ送受信機における送信装置は、図４を参照すると、
それぞれ遅延時間が異なる２個の遅延素子１０３1、１
０３2と、符号化率Ｒ＝３／４の畳込み符号器１０４
と、４個の変調器１０５11〜１０５4と、４個のスペク
トラム拡散回路１０６1〜１０６4と、合成回路１０７
と、送信機１０８と、送信アンテナ１０９とから構成さ
れている。
ティ送受信機における送信装置は、図４を参照すると、
それぞれ遅延時間が異なる２個の遅延素子１０３1、１
０３2と、符号化率Ｒ＝３／４の畳込み符号器１０４
と、４個の変調器１０５11〜１０５4と、４個のスペク
トラム拡散回路１０６1〜１０６4と、合成回路１０７
と、送信機１０８と、送信アンテナ１０９とから構成さ
れている。
【００６９】また、本実施形態のスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機における受信装置は、図５を参照す
ると、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回
路１１２と、４個のスペクトラム逆拡散回路１１３1〜
１１３4と、４個の復調器１１４1〜１１４4と、符号化
率Ｒ＝３／４のビタビ復号器１１５と、３個の遅延素子
１１６1〜１１６3と、多数決判定回路１１７とから構成
されている。
バーシティ送受信機における受信装置は、図５を参照す
ると、受信アンテナ１１０と、受信機１１１と、分岐回
路１１２と、４個のスペクトラム逆拡散回路１１３1〜
１１３4と、４個の復調器１１４1〜１１４4と、符号化
率Ｒ＝３／４のビタビ復号器１１５と、３個の遅延素子
１１６1〜１１６3と、多数決判定回路１１７とから構成
されている。
【００７０】本実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシ
ティ送受信機における送信装置は、図１に示した第１の
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
おける送信装置に対して、誤り率訂正符号器１０１と、
インターリーブ回路１０２が削除されたものとなってい
る。
ティ送受信機における送信装置は、図１に示した第１の
実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機に
おける送信装置に対して、誤り率訂正符号器１０１と、
インターリーブ回路１０２が削除されたものとなってい
る。
【００７１】また、本実施形態のスペクトラム拡散ダイ
バーシティ送受信機における受信装置は、図２に示した
第１の実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機における受信装置に対して、誤り率訂正復号器１１
９と、デインターリーブ回路１１８が削除されたものと
なっている。
バーシティ送受信機における受信装置は、図２に示した
第１の実施形態のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受
信機における受信装置に対して、誤り率訂正復号器１１
９と、デインターリーブ回路１１８が削除されたものと
なっている。
【００７２】誤り訂正符号器１０１、インターリーブ回
路１０２、誤り訂正復号器１１９、デインターリーブ回
路１１８による誤り訂正手段の削除に関しては特開平０
８−１９１２８号公報において既に述べられている。そ
れによると多数決判定回路１１７が既に誤り訂正に近い
効果を持つ為とされている。しかし本実施形態ではさら
に畳込み符号化によるブランチ間誤り訂正手段によって
ビット誤りを極力抑えていることと、多数決判定回路１
１７の併用によりビット誤り率が改善されている。従っ
て誤り訂正符号器１０１およびインターリーブ回路１０
２を削除したとしても高い回線品質を得ることができ
る。
路１０２、誤り訂正復号器１１９、デインターリーブ回
路１１８による誤り訂正手段の削除に関しては特開平０
８−１９１２８号公報において既に述べられている。そ
れによると多数決判定回路１１７が既に誤り訂正に近い
効果を持つ為とされている。しかし本実施形態ではさら
に畳込み符号化によるブランチ間誤り訂正手段によって
ビット誤りを極力抑えていることと、多数決判定回路１
１７の併用によりビット誤り率が改善されている。従っ
て誤り訂正符号器１０１およびインターリーブ回路１０
２を削除したとしても高い回線品質を得ることができ
る。
【００７３】本実施形態では、誤り訂正機能を省いた分
の誤り訂正付加ビットが不要となり、信号帯域を削減す
ることができ、第１の実施形態と比較して周波数効率が
高いという効果も有している。
の誤り訂正付加ビットが不要となり、信号帯域を削減す
ることができ、第１の実施形態と比較して周波数効率が
高いという効果も有している。
【００７４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、下記の
ような効果を有する。 （１）Ｎブランチのダイバーシティ信号に畳込み符号化
による誤り訂正手段を新たに追加することにより、ダイ
バーシティブランチを単なるダイバーシティだけでな
く、誤り訂正手段にも活用しているので、ビット誤り率
を改善することができる。
ような効果を有する。 （１）Ｎブランチのダイバーシティ信号に畳込み符号化
による誤り訂正手段を新たに追加することにより、ダイ
バーシティブランチを単なるダイバーシティだけでな
く、誤り訂正手段にも活用しているので、ビット誤り率
を改善することができる。
【００７５】（２）送信装置におけるインターリーブ回
路および受信装置におけるデインタリーブ回路をそれぞ
れブランチ数に関係無く１つとすることができるので、
装置規模を小さくすることができる。
路および受信装置におけるデインタリーブ回路をそれぞ
れブランチ数に関係無く１つとすることができるので、
装置規模を小さくすることができる。
【図１】本発明の第１の実施形態のスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機における送信装置の構成を示すブ
ロック図である。
イバーシティ送受信機における送信装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態のスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機における受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
イバーシティ送受信機における受信装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図３】図１における畳込み符号器１０４の構成を示し
たブロック図である。
たブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施形態のスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機における送信装置の構成を示すブ
ロック図である。
イバーシティ送受信機における送信装置の構成を示すブ
ロック図である。
【図５】本発明の第２の実施形態のスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機における受信装置の構成を示すブ
ロック図である。ダイバーシティ受信の説明図
イバーシティ送受信機における受信装置の構成を示すブ
ロック図である。ダイバーシティ受信の説明図
【図６】ダイバーシティ受信の説明を行うための図であ
る。
る。
【図７】パス４０３における受信電界レベルの変動を示
した図（図７（a））、パス４０４における受信電界レ
ベルの変動を示した図（図７（（b））、パス４０５に
おける受信電界レベルの変動を示した図（図７（c））
である。
した図（図７（a））、パス４０４における受信電界レ
ベルの変動を示した図（図７（（b））、パス４０５に
おける受信電界レベルの変動を示した図（図７（c））
である。
【図８】従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機における送信装置の構成を示すブロック図である。
機における送信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のスペクトラム拡散ダイバーシティ送受信
機における受信装置の構成を示すブロック図である。
機における受信装置の構成を示すブロック図である。
１０１ 誤り訂正符号器 １０２、１０２1〜１０２M インターリーブ回路 １０３1〜１０３M-1 遅延素子 １０４ 畳込み符号器（符号化率Ｒ＝３／４） １０５1〜１０５M 変調器 １０６1〜１０６M スペクトラム拡散回路 １０７ 合成回路 １０８ 送信機 １０９ 送信アンテナ １１０ 受信アンテナ １１１ 受信機 １１２ 分岐回路 １１３1〜１１３M スペクトラム拡散回路 １１４1〜１１４M 復調器 １１５ ビタビ復号器（符号化率Ｒ＝３／４） １１６1〜１１６M 遅延素子 １１７ 多数決判定回路 １１８、１０８1〜１０８M デインターリーブ回路 １１９ 誤り訂正復号器 ２０１1〜２０１9 フリップフロップ回路 ２０２1〜２０２4 ＭＯＤ２加算器 ４０１ 送信機 ４０２ 受信機 ４０３〜４０５ パス（伝搬経路）
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 1/02 H03M 13/23 H04J 13/00
Claims (6)
- 【請求項１】 １系列の送信データに対して誤り訂正符
号化を行う誤り訂正符号化手段と、 前記誤り訂正符号化手段からの出力信号に対してインタ
ーリーブを行うインターリーブ手段と、 前記インターリーブ手段からの出力信号に対して、それ
ぞれ異なる遅延時間を与えることによりＮブランチに分
岐する複数の遅延手段と、 前記各遅延手段からのＮブランチの出力信号に対して符
号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍの畳込み符号化を行い、Ｍビットの並
列データ出力信号として出力している畳込み符号化手段
と、 前記畳込み符号化手段から出力されたＭビットの並列デ
ータ出力信号に対しそれぞれ変調を行う複数の変調手段
と、 前記変調手段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡
散符号によりスペクトラム拡散を行う複数のスペクトラ
ム拡散手段と、 前記各スペクトラム拡散手段からの出力どうしを合成し
て符号化多重する合成手段と、 前記符号化多重信号を送信する送信手段とを有する送信
装置。 - 【請求項２】 送信装置から送信されてきた符号化多重
信号を受信する受信手段と、 前記受信手段により受信された受信信号をＭ分岐して、
Ｍブランチ信号として出力している分岐手段と、 前記Ｍブランチ信号に対して、送信装置において拡散さ
れる際に使用された拡散符号と同一の拡散符号によりそ
れぞれスペクトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散手
段と、 前記スペクトラム逆拡散手段により逆拡散されたＭブラ
ンチの受信信号に対しそれぞれ復調を行う復調手段と、 前記復調されたＭブランチの受信信号を並列データ入力
として符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍのビタビ復号を行うビタビ復
号手段と、 前記ビタビ復号手段により出力されたＮビットの並列デ
ータ出力信号に対し、各ブランチ毎に異なる遅延時間を
それぞれ与えて遅延調整を行う複数の遅延手段と、 前記遅延手段による各ブランチ信号に対し多数決判定を
行い判定データとして出力している多数決判定手段と、 前記多数決判定手段における判定データに対してデイン
ターリーブを行うデインターリーブ手段と、 前記デインターリーブ手段の出力に対して送信装置の誤
り訂正手段に対応した誤り訂正復号を行う誤り訂正復号
手段とを有する受信装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の送信装置と、請求項２記
載の受信装置とから構成されているスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機。 - 【請求項４】 １系列の送信データに対して、それぞれ
異なる遅延時間を与えることによりＮブランチに分岐す
る複数の遅延手段と、 前記各遅延手段からのＮブランチの出力信号に対して符
号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍの畳込み符号化を行い、Ｍビットの並
列データ出力信号として出力している畳込み符号化手段
と、 前記畳込み符号化手段から出力されたＭビットの並列デ
ータ出力信号に対しそれぞれ変調を行う複数の変調手段
と、 前記変調手段の各ブランチ出力に対しそれぞれ異なる拡
散符号によりスペクトラム拡散を行う複数のスペクトラ
ム拡散手段と、 前記各スペクトラム拡散手段からの出力どうしを合成し
て符号化多重する合成手段と、 前記符号化多重信号を送信する送信手段とを有する送信
装置。 - 【請求項５】 送信装置から送信されてきた符号化多重
信号を受信する受信手段と、 前記受信手段により受信された受信信号をＭ分岐して、
Ｍブランチ信号として出力している分岐手段と、 前記Ｍブランチ信号に対して、送信装置において拡散さ
れる際に使用された拡散符号と同一の拡散符号によりそ
れぞれスペクトラム逆拡散を行うスペクトラム逆拡散手
段と、 前記スペクトラム逆拡散手段により逆拡散されたＭブラ
ンチの受信信号に対しそれぞれ復調を行う復調手段と、 前記復調されたＭブランチの受信信号を並列データ入力
として符号化率Ｒ＝Ｎ／Ｍのビタビ復号を行うビタビ復
号手段と、 前記ビタビ復号手段により出力されたＮビットの並列デ
ータ出力信号に対し、各ブランチ毎に異なる遅延時間を
それぞれ与えて遅延調整を行う複数の遅延手段と、 前記遅延手段による各ブランチ信号に対し多数決判定を
行い出力データとして出力している多数決判定手段とを
有する受信装置。 - 【請求項６】 請求項４記載の送信装置と、請求項５記
載の受信装置とから構成されているスペクトラム拡散ダ
イバーシティ送受信機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27143298A JP3293781B2 (ja) | 1998-09-25 | 1998-09-25 | スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機 |
| US09/400,292 US6556617B1 (en) | 1998-09-25 | 1999-09-21 | Spread spectrum diversity transmitter/receiver |
| EP19990118881 EP0989688B1 (en) | 1998-09-25 | 1999-09-24 | Spread spectrum diversity transmitter/receiver |
| DE1999622116 DE69922116T2 (de) | 1998-09-25 | 1999-09-24 | Spreizspektrumdiversitysender/-empfänger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27143298A JP3293781B2 (ja) | 1998-09-25 | 1998-09-25 | スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000101551A JP2000101551A (ja) | 2000-04-07 |
| JP3293781B2 true JP3293781B2 (ja) | 2002-06-17 |
Family
ID=17499957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27143298A Expired - Fee Related JP3293781B2 (ja) | 1998-09-25 | 1998-09-25 | スペクトラム拡散ダイバーシティ送受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6556617B1 (ja) |
| EP (1) | EP0989688B1 (ja) |
| JP (1) | JP3293781B2 (ja) |
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| JP2001267991A (ja) * | 2000-03-16 | 2001-09-28 | Sony Corp | 送信装置、送信方法、通信システム及びその通信方法 |
| US7770010B2 (en) * | 2000-09-18 | 2010-08-03 | Wideband Semiconductors Inc. | Dynamically configurable interleaver scheme using at least one dynamically changeable interleaving parameter |
| US6560471B1 (en) * | 2001-01-02 | 2003-05-06 | Therasense, Inc. | Analyte monitoring device and methods of use |
| US7418050B1 (en) * | 2002-05-09 | 2008-08-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO modulation in a wireless network with at least one degenerate node |
| JP4553556B2 (ja) * | 2003-03-25 | 2010-09-29 | 富士通株式会社 | 波長多重光信号の品質監視方法および装置、並びに、それを用いた光伝送システム |
| US7277644B2 (en) * | 2003-06-13 | 2007-10-02 | The Regents Of The University Of California | Fade-resistant forward error correction method for free-space optical communications systems |
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| JP4543846B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2010-09-15 | ソニー株式会社 | 無線通信装置、並びに伝送路測定装置 |
| US7281174B1 (en) | 2004-10-01 | 2007-10-09 | Rockwell Collins, Inc. | Diversity code combining scheme for turbo coded systems |
| US7689132B2 (en) * | 2005-06-07 | 2010-03-30 | Industrial Technology Research Institute | Interference-rejection coding method for an optical wireless communication system and the optical wireless communication system thereof |
| US8761610B2 (en) * | 2006-01-10 | 2014-06-24 | Ciena Corporation | Methods and systems for the performance analysis of fiber optic networks |
| US7742738B2 (en) * | 2006-12-27 | 2010-06-22 | Nortel Networks Limited | Method and system for diversity using orthogonal frequency/division multiplexing |
| US7925783B2 (en) * | 2007-05-23 | 2011-04-12 | Microsoft Corporation | Transparent envelope for XML messages |
| JP5181961B2 (ja) * | 2008-09-18 | 2013-04-10 | 沖電気工業株式会社 | 符号分割多重信号送信装置及び符号分割多重方法 |
| US9014111B2 (en) * | 2011-08-10 | 2015-04-21 | Industrial Technology Research Institute | Multi-block radio access method and transmitter module and receiver module using the same |
| US9112654B2 (en) * | 2011-08-16 | 2015-08-18 | Harris Corporation | Wireless communications device with multiple trellis decoders and related methods |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5465269A (en) * | 1994-02-02 | 1995-11-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for encoding and decoding a supplementary signal |
| JP2778498B2 (ja) | 1995-01-11 | 1998-07-23 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機 |
| US5926500A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-20 | Qualcomm Incorporated | Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system |
| JP2000501271A (ja) * | 1996-09-17 | 2000-02-02 | コーニンクレッカ、フィリップス、エレクトロニクス、エヌ．ヴィ． | 改善されたロック検出を用いる伝送システム |
| JP3437411B2 (ja) * | 1997-05-20 | 2003-08-18 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置及び送信装置並びにこれらを用いた基地局装置及び移動局装置 |
-
1998
- 1998-09-25 JP JP27143298A patent/JP3293781B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-09-21 US US09/400,292 patent/US6556617B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-24 EP EP19990118881 patent/EP0989688B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-24 DE DE1999622116 patent/DE69922116T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000101551A (ja) | 2000-04-07 |
| EP0989688A2 (en) | 2000-03-29 |
| DE69922116T2 (de) | 2006-03-02 |
| US6556617B1 (en) | 2003-04-29 |
| EP0989688A3 (en) | 2003-07-09 |
| EP0989688B1 (en) | 2004-11-24 |
| DE69922116D1 (de) | 2004-12-30 |
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