JP2894336B1 - スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 ビット誤り率を改善できるスペクトラム拡散
ダイバーシチ送受信機を提供することを目的とする。 【解決手段】 １系列の送信データに対して第１の誤り
訂正符号化器１０１で誤り訂正符号化してＮブランチに
分岐し、遅延素子１０２ー１〜１０２−Ｎ−１で異なる
遅延時間を付与して第２の誤り訂正符号器１０６でＮビ
ットの情報データ系列として誤り訂正符号化し、インタ
リーブ、変調、スペクトラム拡散、合成を順次行ない、
符号化多重信号を送信機１０７から送信し、これを受信
機で受信し、分岐回路でＭ分岐後、スペクトラム逆拡
散、復調、デインタリーブを順次行ない、第１の誤り訂
正復号回路でＮビットの情報ビットに復号し、ブランチ
信号間の遅延差を遅延手段で遅延調整後、多数決判定回
路で多数決判定し、第２の誤り訂正復号器で第１の誤り
訂正符号器に対応した誤り訂正復号化を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散ダイバーシチ送受信機に関し、特に、厳しいマルチパ
スフェージングが問題となるディジタル無線伝送におい
て、スペクトラム拡散による符号化多重とインタリーブ
およびブランチ信号間の誤り訂正符号化を利用したスペ
クトラム拡散ダイバーシチ送受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル通信に適用するダイバーシチ
方式に関して、たとえば、特開平０７ー１４３１０１号
公報（以下、第１公報という）には、フェージングによ
って生じるデータの欠落を防止するダイバーシチ方式に
ついて開示されている。この第１公報の場合には、送信
データを誤り訂正符号化器で符号化した後に、周波数の
異なる複数の送信機と送信アンテナとを用いた複数の回
線により、１つの符号の各ビット情報を同時に送信す
る。これに対応して受信部では、受信アンテナを通して
複数の受信機により、１つの符号の各ビット情報を同時
に受信し、誤り訂正複合器により誤りを訂正する旨が開
示されている。

【０００３】このようなフェージング回線における無線
伝送では、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェー
ジングには、フラットフェージングと選択性フェージン
グとに大別することができる。このうち、前者のフラッ
トフェージングとは、マルチパス伝搬は発生していない
が、直接受信波自体の伝搬途中で振幅と位相の変動を受
けるものである。一方、後者の選択性フェージングと
は、マルチパス伝搬が発生し、その各々のマルチパスに
よる到来電波が独立の振幅、位相の変動を受けるもので
ある。

【０００４】この選択性フェージングの場合には、受信
信号は、複数のマルチパス波の合成波となるため、位相
変動の状況により、ある周波数において逆相合成となる
ことあがある。すなわち、受信スペクトラムに周波数選
択的なフェージング（ノッチ）が発生する。これに対し
て、前記フラットフェージングの場合には、受信レベル
の変動が問題となり、受信波形そのものは、歪みを受け
ない。しかし、マルチパスによる選択性フェージングの
場合には、受信レベル変動に加えて、受信波形に歪みが
発生する。

【０００５】以上のようなフェージング回線に対して
は、従来からダイバーシチ受信および適応等価技術が用
いられている。これらのダイバーシチ受信および適応等
価技術には、種々の方式があるが、ここでは、マルチパ
ス歪みに対して、効果的であるとされるスペクトラム拡
散技術を従来の技術として述べることにする。スペクト
ラム拡散通信は、本来軍事用の妨害電波に対してロバス
ト通信を行うことを目的としてきたものである。

【０００６】一方、遅延時間の長いマルチパス波は所望
の主波信号との相関が低くなる。この場合、スペクトラ
ム拡散を適用すると、マルチパス波は拡散符号と相関が
取れなくなり、逆拡散操作において抑圧される。すなわ
ち、スペクトラム拡散は、マルチパス波も妨害とみなす
ことで、一種の適応等価器であるということができる。
しかし、遅延時間の短いマルチパス波は、主波信号との
相関が高くなり、逆拡散による抑圧は期待できなくな
る。

【０００７】この場合、マルチパス波と主波との間で逆
位相の関係になった場合には、レベル低下、すなわち、
フェードアウトが発生し得る。このようなフェードアウ
トに対処するには、複数の伝搬経路の無相関性を利用し
たダイバーシチ受信が不可欠となる。図６は、従来のダ
イバーシチ受信方式の説明図である。図６において、送
信機４０１は無指向性アンテナ１個を用いて送信を行う
と仮定する。この送信機４０１の無指向性アンテナから
放射された電波は、ダイバーシチパス４０４を直接伝搬
経路とするとともに、反射を含むダイバーシチパス４０
３、４０５をそれぞれ伝搬経路として伝搬して、受信機
４０２で受信されるマルチパス伝搬が発生するモデルを
考える。

【０００８】これらのダイバーシチパス４０３〜４０５
のそれぞれを伝搬した電波が受信機４０２で受信される
場合の受信電界レベルの変動は図７〜図９に示されてい
る。この図７〜図９は横軸に時間を取り、縦軸に受信電
界レベルを取って示したものであり、図７はダイバーシ
チパス４０３、図８はダイバーシチパス４０４、図９は
ダイバーシチパス４０５をそれぞれ伝搬した電波の受信
電界強度のレベル変動を示している。この場合、伝搬経
路が空間的に相違するために、フェージングはそれぞれ
独立となり、受信レベル変動はそれぞれ上記図７〜図９
のごとくになる。

【０００９】このようなモデルに対してダイバーシチ受
信は、それぞれのダイバーシチブランチのうちのフェー
ドアウトしていない部分を選択または合成を行い、フエ
ードアウトの確率を減少するようにする。このような形
態のダイバーシチは伝搬経路の無相関性を利用している
ために、空間ダイバーシチまたはパスダイバーシチと呼
ばれている。このパスダイバーシチを実現する手段とし
て、通常、複数アンテナを用いたアダプティブ・アレイ
などが用いられる。

【００１０】すなわち、アダプティブ・アレイの指向性
制御により、複数のマルチパス到来波を抽出して、最大
比合成すれば、ダイバーシチ合成が可能となる。しか
し、一般に、空間ダイバーシチでは、アンテナが複数個
必要となり、コスト面で不利になる。特に、マイクロ波
通信では、アンテナの価格が高く、装置も大規模となる
ために、安易にアンテナの数を増すわけいかない。

【００１１】そこで、この空間ダイバーシチの欠点を改
善するために、スペクトラム拡散による符号化多重と時
間ダイバーシチを利用したダイバーシチ方式が特開平０
８ー１９１２８９号公報（以下、第２公報という）に開
示されている。この従来技術を図１０と図１１により説
明する。図１０は送信部Ａの構成を示すブロック図であ
り、図１１は受信部Ｂの構成を示すブロック図である。
まず、図９の送信部Ａから説明する。送信データは、誤
り訂正符号器５０１に入力されると、送信データの誤り
を訂正した後にマルチブランチに分岐して、インタリー
ブ回路５０３ー１に入力するとともに、遅延素子５０２
ー１〜５０２−Ｎ−１に入力する。

【００１２】これらの遅延素子５０２ー１〜５０２−Ｎ
−１により、各ブランチ間のデータに遅延差を持たせ、
各ブランチを時間ダイバーシチとして利用する。遅延差
をもたせたデータはインタリーブ回路５０３ー２〜５０
３−Ｎにより各ブランチにおいて、それぞれ独立のイン
タリーブを行い、変調器５０４ー１〜５０４−Ｎに送出
され、それぞれのブランチごとに変調される。各変調器
５０４ー１〜５０４−Ｎで変調された信号は、それぞれ
スペクトラム拡散回路５０６ー１〜５０６−Ｎに送出さ
れ、そこで、スペクトラム（符号）の拡散を行う。

【００１３】各スペクトラム拡散回路５０１ー１〜５０
５−Ｎでスペクトラムの拡散が行われた後に、合成回路
５０６に出力する。合成回路５０６は、各ブランチの送
信信号を合成する。ここで、各ブランチは、同一周波数
帯の信号であり、これを合成したものは、符号化多重信
号となる。この合成回路５０６の出力は、送信器５０７
により無線周波数帯に変換され、送信アンテナ５０８で
電波として送信される。

【００１４】次に、図１１を参照して、受信部Ｂについ
て説明する。この受信部Ｂでは、受信アンテナ５０９で
受信された受信信号は、受信機５１０に入力される。こ
の受信機５１０で無線周波数からスペクトラム拡散の周
波数帯に変換され、分岐回路５１２−１〜５１２ーＮの
Ｎ分岐される。Ｎ分岐されたＮブランチの受信信号はＮ
個の送信部に対応したスペクトラム逆拡散回路５１３ー
１〜５１３ーＮに入力され、スペクトラムの逆拡散を行
う。スペクトラム逆拡散回路５１３ー１〜５１３ーＮで
スペクトラムの逆拡散を行った後に、各ブランチごと
に、復調器５１３ー１〜５１３ーＮに入力されて復調を
行う。

【００１５】このスペクトラムの逆拡散と復調を行う過
程で、この符号化多重された受信信号が対応するブラン
チごとに、抽出されることになる。この抽出分離された
受信信号は、それぞれＮ個のデインタリー部回路５１４
−１〜５１４ーＮに入力されて、デインタリーブが行わ
れる。Ｎブランチの各デインタリーブ回路でデインタリ
ーブされた受信信号は、遅延素子５１５−１〜５１５ー
Ｎー１に導かれ、送信側で加えられた遅延差を取り除
き、Ｎ個各ブランチの受信信号のタイミングを合わせ
る。この各遅延素子５１５ー１〜５１５ーＮー１を通過
した受信信号は多数決判定回路５１６に送出される。

【００１６】多数決判定回路５１６で、受信信号の多数
決判定が行われた後に、誤り訂正復号器５１７に送出さ
れる。この誤り訂正復号器５１７により受信信号の最終
的な誤りの訂正を受けて、受信データとして出力する。
このような第２公報で示す従来のダイバーシチ方式の場
合には、マルチパスフェージングなどに起因するバース
ト誤りをインタリーブにより単にランダム化するだけで
なく、遅延処理により時間ダイバーシチを行い、フェー
ジングに対して回線品質の向上を図ることができるもの
である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記の第１公報の場合
には、ダイバーシチブランチの合成を各ブランチの多数
決により判定を行っている。たとえば、ブランチ数が１
０の場合に、３個のブランチがディジタル信号の「１」
を示し、残りの７個のブランチがディジタル信号の
「０」を示した場合は、多数決判定回路は「０」と判定
する。しかし、「１」のブランチが５個で、「０」のブ
ランチも５個あった場合には、どちらが正しい判定であ
るのかの区別がつかなくなるという課題がある。また、
ブランチごとの誤り確率もランダムであるため、「１」
が正しい信号であるにもかかわらず、大半のブランチが
「０」に誤る可能性もある。この場合は、多数決判定回
路は、単純に大多数の「０」を判定出力してしまう。

【００１８】この発明は、上記従来の課題を解決するた
めになされたもので、装置規模の縮小と、従来以上のビ
ット誤り特性の改善を期すことができるスペクトラム拡
散ダイバーシチ送受信機を提供することを目的とする。

【００１９】また、この発明は、上記目的に加えて、構
成の簡略化と誤り訂正付加ビットを削減するとができ、
ダイバーシチ自体により回線品質確保が可能となり、周
波数の有効利用が可能となるスペクトラム拡散ダイバー
シチ送受信機を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機
は、１系列送信データに対して誤り訂正符号化を行って
Ｎ（正の整数）ブランチに分岐する第１の誤り訂正符号
化手段と、 前記Ｎブランチに分岐された各ブランチに
それぞれ異なる遅延時間を与える第１の遅延手段と、前
記第１の遅延手段を通過するＮブランチの出力をＮビッ
トの情報伝達データ系列として誤り訂正符号化を行い、
Ｍ（正の整数）ビットの符号化データ系列を生成して、
この符号化データ系列をＭブランチのダイバーシチ信号
として送出する第２の誤り訂正符号化手段と、前記第２
の誤り訂正符号化手段のＭビットのデータ系列出力にイ
ンタリーブを行うインタリーブ手段と、前記インタリー
ブ手段のＭブランチ出力に対してそれぞれ個別に変調を
行う変調手段と、前記変調手段の各ブランチ出力に対し
てそれぞれ異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行
うスペクトラム拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段
によりスペクトラム拡散された各ブランチの信号を合成
して符号化多重する合成手段と、前記合成手段により得
られる符号化多重信号を送信する送信手段と、を有する
送信部と；前記符号化多重信号を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信された受信信号をＭ分岐させる分岐
手段と、前記分岐手段で分岐されたＭブランチ信号に対
して送信部の複数の前記拡散符号によりスペクトラム逆
拡散を行って符号化分離するスペクトラム逆拡散手段
と、前記スペクトラム逆拡散手段により符号化分離され
たＭブランチの受信信号に対してそれぞれ個別に復調を
行う復調手段と、前記復調手段により復調されたＭブラ
ンチの受信信号に対して送信部のインタリーブと逆のデ
インタリーブを行うデインタリーブ手段と、前記デイン
タリーブ手段によりデインタリーブされたＭブランチの
信号出力を送信部の第２の誤り訂正手段に対応したＮビ
ットの情報ビットに復号してこの情報ビットをＮブラン
チのデータとして出力する第１の誤り訂正復号手段と、
前記第１の誤り訂正復号手段により得られるＮブランチ
のデータ信号に対して送信部の遅延手段で得られたブラ
ンチ信号間の遅延差を吸収すべく前記デインタリーブ手
段により得られる各ブランチ出力にそれぞれ異なる遅延
時間を与えて遅延時間を調整する第２の遅延手段と、前
記第２の遅延手段による各ブランチ信号に対して多数決
判定を行う多数決判定手段と、前記多数決判定手段によ
る判定データに対して送信部の第１の誤り訂正符号化手
段に対応した誤り訂正復号化を行う第２の誤り訂正復号
手段と、を有する受信部と；を備えることを特徴とす
る。

【００２１】また、この発明のスペクトラム拡散ダイバ
ーシチ送受信機は、１系列の送信データをＮブラッチに
分岐した各ブランチにそれぞれ異なる遅延時間を与える
第１の遅延手段と、前記第１の遅延手段を通過するＮブ
ランチの出力をＮビットの情報データ系列として誤り訂
正符号化を行い、Ｍビットの符号化データ系列を生成
し、この符号化データ系列をＭブランチのダイバーシチ
信号として送信する誤り訂正符号化手段と、前記誤り訂
正符号化手段のビットのデータ系列出力にインタリーブ
を行うインタリーブ手段と、前記インタリーブ手段のＭ
ブランチ出力に対してそれぞれ個別に変調を行う変調手
段と、前記変調手段の各ブランチ出力に対してそれぞれ
異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行うスペクト
ラム拡散手段と、前記スペクトラム拡散手段によりスペ
クトラム拡散された各ブランチの出力信号を合成して符
号化多重する合成手段と、前記合成手段により符号化多
重された符号化多重信号を送信する送信手段と、を有す
る送信部と；前記符号化多重信号を受信する受信手段
と、前記受信手段で受信された受信信号をＭ分岐させる
分岐手段と、前記Ｍブランチ信号に対して送信部の複数
の前記拡散信号によりスペクトラム逆拡散を行って符号
化分離するスペクトラム逆拡散手段と、前記スペクトラ
ム逆拡散手段により符号化分離されたＭブランチの受信
信号に対してそれぞれ個別に復調を行う復調手段と、前
記復調手段により復調されたＭブランチの受信信号に対
して送信部のインタリーブと逆のデインタリーブを行う
デインタリーブ手段と、前記デインタリーブ手段による
Ｍブランチの出力信号を送信部の誤り訂正符号化手段に
対応したＮビットの情報ビットに復号を行い、この情報
ビットをＮブランチのデータとして出力する誤り訂正復
号手段と、前記誤り訂正復号手段によるＮブランチのデ
ータ信号に対して前記送信部の第１の遅延手段で与えら
れたブランチ信号間の遅延差を吸収すべく、前記デイン
タリーブ手段による各ブランチ出力のそれぞれ異なる遅
延時間を与えて遅延調整を行う第２の遅延手段と、前記
第２の遅延手段による各ブランチ信号に対して多数決判
定を行う多数決判定手段と、を有する受信部と；を備え
ることを特徴とする。

【００２２】この発明によれば、送信部において、第１
の誤り訂正符号化手段により、１系列送信データに対し
て誤り訂正符号化を行って、Ｎブランチに分岐して第１
の遅延手段で各ブランチごとに異なる遅延時間を与えた
後に、第２の誤り訂正符号化手段に出力する。第２の誤
り訂正符号化手段では、Ｎブランチの送信データをＮビ
ットの情報伝達データ系列として誤り訂正符号化を行っ
て、Ｍビットの符号化データ系列を生成してＭブランチ
のダイバーシチ信号としてインタリーブ手段に出力し
て、インタリーブを行い、Ｍブランチの変調手段で変調
を行った後に、Ｍブランチのスペクトラム拡散手段で各
ブランチに異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行
う。Ｍブランチのスペクトラム拡散された信号を合成手
段で合成して符号多重化して送信機で符号化多重信号を
送信する。受信部では、符号化多重信号を受信した後
に、分岐手段によりＭブランチに分岐した受信信号に対
して、Ｍブランチごとにスペクトラム逆拡散手段で送信
部の拡散符号によりスペクトラム逆拡散を行って符号化
分離し、Ｍブランチの復調手段でこの符号化分離された
Ｍブランチの受信信号に対して復調してＭブランチのデ
インタリーブ手段に出力する。各デインタリーブ手段で
は、送信部のインタリーブとは逆のデインタリーブを行
って、誤り訂正復号手段に出力し、そこで送信部の第２
の誤り訂正符号化手段に対応したＮビットの情報ビット
に復号してＮブランチのデータ信号として第２の遅延手
段に出力する。第２の遅延手段において、第１の遅延手
段で得られたブランチ信号間の遅延差を吸収するように
デインタリーブ手段により得られた各ブランチ出力にそ
れぞれ異なる遅延時間を与えた後に、多数決判定手段で
各ブランチ信号に対して多数決判定を取り、その判定デ
ータに対して第２の誤り訂正復号手段において、第１の
誤り訂正符号化手段に対応した誤り訂正復号を行う。

【００２３】また、この発明によれば、送信部におい
て、１系列の送信データはＮブランチに分岐されて、各
ブランチで第１の遅延手段により異なる遅延時間を付与
して、誤り訂正符号化手段に入力すると、誤り訂正符号
化手段によりＮブランチのＮビットの情報データ系列と
して誤り訂正符号化を行って、Ｍビットの符号化データ
系列を生成して、Ｍブランチのダイバーシチ信号とし
て、インタリーブ回路でインタリーブした後にＭブラン
チごとに変調器により変調する。Ｍブランチの変調信号
は各ブランチごとにスペクラム拡散手段によりそれぞれ
異なる拡散符号によりスペクトラム拡散を行って合成手
段により合成して、符号化多重し、送信機により送信す
る。受信部では、受信手段で符号化多重信号を受信し
て、分岐手段でその受信信号をＭ分岐して、Ｍブランチ
ごとに受信信号をスペクトラム逆拡散手段に入力して送
信部の拡散符号により逆拡散を行って符号化分離し、Ｍ
ブランチの復調手段でそれぞれ復調する。復調されたＭ
ブランチの受信信号をブランチごとにデインタリーブ手
段で送信部のインタリーブと逆のデインタリーブを行っ
た後に、誤り訂正復号手段で送信部の誤り訂正手段に対
応したＮビットの情報ビットに復号してＮブランチのデ
ータ信号として第２の遅延手段に出力する。第２の遅延
手段では、Ｎブランチのデータ信号に対して第１の遅延
手段で与えられたブランチ信号間の遅延差を吸収するよ
うに、デインタリーブ手段の各出力信号にそれぞれ異な
る遅延時間を与えて遅延調整を行って、多数決判定手段
で各ブランチの信号に対する多数決の判定を行って受信
データを出力する。

【００２４】

【発明の実施の形態】次に、この発明のスペクトラム拡
散ダイバーシチ送受信機の実施の形態について図面を参
照して説明する。図１はこの発明の第１の実施の形態に
おける送信部Ａの構成を示すブロック図であり、図２は
第１の実施の形態における受信部Ｂの構成を示すブロッ
ク図である。まず、図１の送信部Ａの構成から説明す
る。図１において、１系列の送信データが第１の誤り訂
正符号化手段としての第１の誤り訂正符号器１０１に入
力するようになっている。

【００２５】この第１の誤り訂正符号器１０１は、１系
列の送信データに対して誤り訂正符号化を行い、出力系
統をＮ（正の整数：図１の実施の形態では、Ｎ−１系統
が示されている。）ブランチに分岐して出力するように
なっている。第１の誤り訂正符号器１０１は、１系列の
送信データに対して誤り訂正符号化を行うものであり、
この第１の誤り訂正符号器１０１の第１ブランチの出力
端は、第２の誤り訂正符号化手段としての第２の誤り訂
正符号器１０９の遅延素子１０９−ａ１と、チェックビ
ット生成回路１０９−ｂ１に直接接続されている。第１
の誤り訂正符号器１０１の第２ブランチの出力端は遅延
素子１０２ー１ａを通して遅延素子１０９ーａ２とチェ
ックビット生成回路１０９ｂに接続されている。

【００２６】同様にして、第１の誤り訂正符号器１０１
の第Ｎ−１ブランチの出力端は遅延素子１０２ーＮ−１
を通して遅延素子１０９ーａＮとチェックビット生成回
路１０９ｂに接続されている。

【００２７】遅延素子１０２ー１，１０２ーＮ−１によ
りそれぞれ第１の誤り訂正符号器１０１のＮブランチの
出力に異なる遅延時間を持たせるようにしている。ま
た、第２の誤り訂正符号器１０９内において、Ｎブラン
チのそれぞれのブランチごとに、遅延素子１０９ーａ１
〜１０９ーａＮによりデータに遅延時間をもたせるよう
になっている。第２の誤り訂正符号器１０９内のチェッ
クビット生成回路１０９ｂでは、入力されるＮブランチ
の信号に対して、第２の誤り訂正符号化を行って、新た
なブランチ信号列Ｘ^M-N-1，Ｘ⁰を生成して、インタリー
ブ回路１０３Ｎ＋１，１０３ーＭに出力するようになっ
ている。インタリーブ回路１０３Ｎ＋１，１０３ーＭ
（正の整数）はチェックビット生成回路１０９ｂから出
力されるデータ系列に対してインタリーブを行うもので
ある。

【００２８】インタリーブ回路１０３Ｎ＋１，１０３ー
Ｍの各出力は変調器１０４ーＮ＋１，１０４−Ｍの入力
端に接続されている。各変調器１０４ーＮ＋１，１０４
ーＭの出力端はスペクトラム拡散回路１０５ーＮ＋１，
１０５ーＭの各入力端に接続されている。スペクトラム
拡散回路１０５ーＮ＋１，１０５ーＭの各出力端は合成
手段としての合成回路１０６の入力端に接続されてい
る。このようにして、第２の誤り訂正符号器１０９は、
チェックビット生成回路１０９ｂと遅延素子１０９ーａ
１〜１０９ーａＮにより構成されている。

【００２９】第２の誤り訂正符号器１０９内の各遅延素
子１０９ーａ１〜１０９ーａＮの出力端からは、それぞ
れインタリーブ回路１０３ー１〜１０３−Ｎの各入力端
にブランチ信号列送信データＸ^M-1，Ｘ^M-2，Ｘ^M-Nを送
出するようにしている。インタリーブ回路１０３ー１〜
１０３−Ｎはそれぞれ各遅延素子１０９ーａ１〜１０９
ーａＮの出力のデータ系列にインタリーブを行うもので
ある。インタリーブ回路１０３ー１〜１０３−Ｎの各出
力端は、変調手段としての変調器１０４ー１〜１０４−
Ｎの各入力端に接続されている。変調器１０４ー１〜１
０４−Ｎの各出力端はスペクトラム拡散回路１０５ー１
〜１０５−Ｎの各入力端に接続されている。各変調器１
０４ー１〜１０４−Ｍは、インタリーブ回路１０３ー１
〜１０３−Ｍの出力データを変調するものである。

【００３０】スペクトラム拡散手段としてのスペクトラ
ム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｎは、変調器１０４ー
１〜１０４−Ｍの出力信号にそれぞれ異なる拡散符号に
よりスペクトラム拡散を行うものであり、その各出力信
号は、合成回路１０６の入力端に入力されるようになっ
ている。合成回路１０６は、各スペクトラム拡散回路１
０５ー１〜１０５−Ｍによりスペクトラム拡散された信
号を合成して符号化多重すものである。合成回路１０６
の出力端は送信機１０７の入力端に接続され、送信機１
０７のアンテナから符号化多重信号の送信電波が送信さ
れるように構成している。

【００３１】このように、送信部Ａは、第１の誤り訂正
符号器１０１、遅延素子１０２ー１〜１０２−Ｎ−１、
第２の誤り訂正符号器１０９、インタリーブ回路１０３
ー１〜１０３−Ｍ、変調器１０４ー１〜１０４−Ｍ、ス
ペクトラム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｍ、合成回路
１０６、送信機１０７、アンテナ１０８から構成されて
いる。この図１を図１０と比較しても明らかなように、
図１の送信部Ａの構成は、図１０の従来例の送信部の構
成に対して、破線Ｄ１で包囲した部分が図１０の構成に
新たに追加された部分である。

【００３２】次に、図２を参照して、この第１の実施の
形態における受信部Ｂの構成について説明する。図２に
おいて、１個の受信アンテナ１１０で送信部Ａから送信
される符号化多重信号を受信して受信信号が受信手段と
しての受信機１１１に入力されるようになている。受信
機１１から出力される受信信号は、分岐手段としての分
岐回路１１２に送出するようになっている。

【００３３】分岐回路１１２は、受信信号をＭブランチ
に分岐して、スペクトラム逆拡散手段としてのスペクト
ラム逆拡散１１３ー１〜１１３−Ｍの各入力端に入力さ
れるようになっている。スペクトラム逆拡散１１３ー１
〜１１３−Ｍは分岐されたＭブランチの受信信号に対し
て送信部Ａの複数の拡散符号によりスペクトラム逆拡散
を行って、符号化分離してＭブランチの各復調器１１４
ー１〜１１４−Ｍの入力端に送出するようになってい
る。各復調器１１４ー１〜１１４−Ｍは、符号化分離さ
れたＭブランチの受信信号を復調して、Ｍブランチのデ
インタリーブ回路１１５ー１〜１１５−Ｍに出力信号、
すなわち、復調された受信信号を送出するようになって
いる。

【００３４】Ｍブランチのデインタリーブ回路１１５ー
１〜１１５−Ｍは、それぞれ受信信号に対して、送信部
におけるインタリーブとは逆のデインタリーブを行っ
て、第１の誤り訂正復号手段としての第１の誤り訂正復
号回路１１６の入力端に、受信データＶ^M-1〜Ｖ^M-N-1，
Ｖ⁰を出力するようになっている。第１の誤り訂正復号
回路１１６は、デインタリーブされたＭブランチの受信
信号を送信部Ａにおける誤り訂正符号器１０９に対応し
たＮビットの情報ビットに復号して、Ｎブランチのデー
タとして遅延素子１１７ー１〜１１７−Ｎ−１の各入力
端に情報ビットＸ^M-1〜Ｘ^M-Nを出力するようになってい
る。各遅延素子１１７ー１〜１１７−Ｎ−１は、送信部
Ａの遅延素子１０２ー１〜１０２−Ｎ−１により遅延時
間を付加することによるブランチ間の時間差を補正する
ためのものである。

【００３５】各遅延素子１１７ー１〜１１７−Ｎ−１を
通過した受信信号は、多数決判定回路１１８に送出する
ようになっている。多数決判定回路１１８は、各遅延素
子１１７ー１〜１１７−Ｎ−１を通過した各ブランチの
受信信号に対して多数決判定を行うものであり、この多
数決判定回路１１８の出力信号は、第２の誤り訂正復号
手段としての第２の誤り訂正復号器１１９に送出するよ
うになっている。第２の誤り訂正復号器１１９は、多数
決判定回路１１８の出力データに対して、送信部Ａにお
ける誤り訂正符号器１０１の誤り訂正符号化に対応し
て、誤り訂正符号の復号を行うものである。

【００３６】以上のようにして、受信部Ｂは、アンテナ
１１０、受信機１１１、スペクトラム逆拡散回路１１３
ー１〜１１３−Ｍ、復調器１１４ー１〜１１４−Ｍ、デ
インタリーブ回路１１５ー１〜１１５−Ｍ、誤り訂正復
号回路１１６、遅延素子１１７ー１〜１１７Ｍ、多数決
判定回路１１８、誤り訂正復号器１１９から構成されて
いる。この図２の受信部Ｂの構成は、図１１で示した従
来例の受信部の構成と比較しても、明らかなように、図
２における破線Ｄ２で包囲した部分が、図１１の受信部
の構成に対して、新たに追加された部分である。

【００３７】次に、図２の受信部Ｂにおける第２の誤り
訂正復号回路１１６の内部構成の一実施の形態について
図３を参照して説明する。図３は、この第２の誤り訂正
復号回路１１６の構成を示すブロック図であり、前記デ
インタリーブ回路１１５ー１０１１５−Ｍからそぞれ出
力される受信データＶＭ−１〜ＶＭ−Ｎ−１，Ｖ０はそ
れぞれシンドローム計算回路２０１に入力されるように
なっているとともに、受信データＶ^M-1，Ｖ^M-2，Ｖ^M-N
はそれぞれＮ個の遅延素子２０４ー１，２０４−２，２
０４−Ｎを通して、ＥＸＯＲ（排他的論理和）回路２０
３ー１、２０３ー１、２０３ーＮの各一方の入力端にも
入力されるようになっている。

【００３８】シンドローム計算回路２０１の出力は誤り
訂正パルス発生回路２０２に出力するようになってい
る。この誤り訂正パルス発生回路２０２には、シンドロ
ームをアドレスとしたシンドローム・テーブルがＲＯＭ
などの記憶手段にあらかじめ書き込まれており、指定し
たシンドロームに対応した誤りパターンが誤り訂正パル
ス発生回路２０２からＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３
ーＮの他方の入力端に出力されるようになっている。各
ＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３ーＮの出力端からそれ
ぞれ情報ビットＸ^M-1〜Ｘ^M-Nが出力され、前記図２で示
した遅延素子１１７ー１〜１１７ーＮー１に送出するよ
うになっている。

【００３９】次に、以上のように構成された第１の実施
の形態の動作について説明する。この第１の実施の形態
では、周波数帯域を広げる周波数ダイバーシチや、マル
チパス伝搬に依存する空間ダイバーシチを採用するので
はなく、符号化多重を用いた時間ダイバーシチと、イン
タリーブを用いたバースト誤り訂正と多数決判定と、ブ
ランチ間誤り訂正との組み合わせているものであり、以
下に、まず、送信部Ａの動作から説明する。マルチパス
フェージングなどに起因する瞬断などで生じるバースト
誤りを生じた送信データが第１の誤り訂正符号器１０１
に入力するこにより、送信データに誤り訂正符号化を行
って、この送信データをＮブランチに分岐して、第２の
誤り訂正符号器１０９の遅延素子１０９ーａ１とチェッ
クビット生成回路１０９ーｂ１に送出するとともに、遅
延素子１０２ー１，１０２−Ｎ−１を通して、遅延素子
１０９−ａ２，１０９−ａＮおよびチェックビット生成
回路１０９ーｂ１に出力する。

【００４０】これらの遅延素子１０２ー１，１０２−Ｎ
−１と遅延素子１０９ーａ１，１０９−ａ２，１０９−
ａＮをそれぞれ通過することにより、異なる遅延時間が
付与されて遅延時間処理がなされ、ブランチ間に遅延時
間をもたせた時間ダイバーシチとして利用される。この
遅延時間処理を行うことにより、ブランチ間の時間相関
性を減少させる。遅延素子１０２ー１，１０２−Ｎ−１
を通過した送信データと、第１の誤り訂正符号器１０１
から直接第２の誤り訂正符号器１０９に入力される送信
データはチェックビット生成回路１０９ーｂ１に入力さ
れる。

【００４１】この第２の誤り訂正符号器１０９は、Ｎブ
ランチの送信信号に対して、第２の誤り訂正符号化を行
う。この第２の誤り訂正符号化はＮブランチの平行する
データ列をＮビットの情報データとみなして、この情報
ビットからブロック符号の誤り訂正技術と同様に、チェ
ックビット生成回路１０９ーｂ１により新たなブランチ
信号列を生成する。図１における第２の誤り訂正符号器
１０９の出力は、Ｍブランチの並列データであり、上位
ブランチより、Ｘ^M-1，Ｘ^M-2・・・，Ｘ^M-N，・・・Ｘ⁰
と定義する。

【００４２】ここで、Ｘ^M-1からＸ^M-Nまでは、情報ビッ
トを多項式表現した場合の多項式の次数を示す。同様
に、Ｘ^M-NからＸ⁰はチェックビットを多項式表現した場
合の多項式の次数を示す。すなわち、第２の誤り訂正符
号器１０９の出力するデータ列をデータブロックと取り
扱った場合には、Ｍ次式の誤り訂正ブロック符号とみな
すことができる。

【００４３】ここで、情報ビットの多項式はメッセージ
多項式Ｍ（Ｘ）とおき、誤り訂正技術における生成多項
式をＧ（Ｘ）とした場合、符号倫理による下記［数１］
のような多項式が成立する。

【００４４】

【数１】

【００４５】この「数１」において、Ｑ（Ｘ）は商、Ｒ
（Ｘ）は剰余である。［数１］の両辺に剰余Ｒ（Ｘ）に
ｍｏｄ２を加算すると、次の［数２］となる。

【００４６】

【数２】

【００４７】この［数２］は、生成多項式Ｇ（Ｘ）で割
り切れる。すなわち、上記［数２］を次に記す［数３］
のごとき送信データとして送信を行う。

【００４８】

【数３】

【００４９】上記［数３」の送信データＵ（Ｘ）にビッ
ト誤りパターンＥ（Ｘ）が加わった場合、受信データＶ
（Ｘ）は次の［数４］で表現することができる（受信部
Ｂの動作については、図２、図３で後に説明する。）。

【００５０】

【数４】

【００５１】上記受信データＶ（Ｘ）を生成多項式Ｇ
（Ｘ）で割ると、次の［数５］のごとくになる。

【００５２】

【数５】

【００５３】この［数５］において、Ｅ（ｘ）＝０、す
なわち、ビット誤りが発生していない場合には、上記
［数５］には、剰余は発生しない。ただし、Ｅ（Ｘ）≠
０の場合、すなわち、ビット誤りが発生している場合に
は、［数５］に剰余Ｅ（Ｘ）／Ｇ（Ｘ）が発生する。

【００５４】なお、ビット誤りパターンＥ（Ｘ）を生成
多項式Ｇ（Ｘ）で割ったときの剰余は一般にシンドロー
ムパターンと呼ばれ、誤りパターンＥ（Ｘ）と１対１の
関係にある。したがって、受信部Ｂ側でシンドロームを
求めれば、誤りパターンＥ（Ｘ）を特定でき、誤り訂正
が可能となる。

【００５５】以上のような誤り訂正原理に基づき、図１
における第２の誤り訂正符号器１０９のチェックビット
生成回路１０９ーｂ１は情報ビットによるメッセージ多
項式Ｍ（Ｘ）を生成多項式Ｇ（Ｘ）で割り算を行い、そ
の剰余Ｒ（Ｘ）をチェックビット系列（Ｘ^M-N-1，・・
・Ｘ⁰）としてインタリーブ回路１０３ーＮ＋１〜１０
３−Ｍに出力する。このチェックビット生成の演算に
は、ある一定の時間ηを要する。このチェックビットと
情報ビットとのタイミングを一致させるために、情報ビ
ット側に遅延調整用のＮ個の遅延素子１０９ーａ１〜１
０９−ａＮに情報ビットのデータを入力する。したがっ
て、第２の誤り訂正符号器１０９の出力するＭ列のデー
タ列はＭビットの送信データになり、上記［数３］の送
信データに該当する。

【００５６】上記Ｍ列の送信データ系列は第２の誤り訂
正符号器１０９から送信データ列としてＸ^M-1，Ｘ^M-2，
Ｘ^M-N，Ｘ^M-N-1，Ｘ⁰として、インタリーブ回路１０３
ー１〜１０３−Ｎ、１０３ーＮ＋１〜１０３−Ｍに出力
され、それぞれインタリーブ回路１０３ー１〜１０３−
Ｎ、１０３ーＮ＋１〜１０３−Ｍでインタリーブを行
い、変調器１０４ー１〜１０４−Ｎ，１０４ーＮ＋１〜
１０４−Ｍでそれぞれ１次変調を行う。この変調器１０
４ー１〜１０４−Ｎ，１０４ーＮ＋１〜１０４−Ｍで１
次変調された変調信号は、スペクトラム拡散回路１０５
ー１〜１０５−Ｎ，１０５−Ｎ＋１〜１０５−Ｍに送出
され、スペクトラム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｎ，
１０５−Ｎ＋１〜１０５−Ｍでそれぞれ２次変調、すな
わち、スペクトラム拡散を行う。

【００５７】スペクトラム拡散回路１０５ー１〜１０５
−Ｎ，１０５−Ｎ＋１〜１０５−Ｍの出力信号は合成回
路１０６に送出される。合成回路１０６では、スペクト
ラム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｎ，１０５−Ｎ＋１
〜１０５−Ｍの出力信号の多重化、すなわち、符号分割
多重を行う。合成回路１０６の出力は、送信器１０７に
送出され、この送信器１０７により送信データ系列を無
線周波数に変換して送信アンテン１０８から電波として
送信を行う。

【００５８】この場合、インタリーブ回路１０３ー１〜
１０３−Ｎ、変調器１０４ー１〜１０４−Ｎ、スペクト
ラム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｎ、合成回路１０
６、送信機１０７、送信アンテナ１０８は、それぞれ図
１０で示した従来例の送信部のインタリーブ回路５０３
ー１〜５０３ーＮ，変調器４０４ー１〜５０４−Ｎ，ス
ペクトラム拡散回路５０５ー１〜５０５−Ｎ、合成回路
５０６、送信機５０７、送信アンテナ５０８に該当す
る。この図１におけるこれらのインタリーブ回路１０３
ー１〜１０３−Ｎ、変調器１０４ー１〜１０４−Ｎ、ス
ペクトラム拡散回路１０５ー１〜１０５−Ｎ、合成回路
１０６、送信機１０７、送信アンテナ１０８の従来例と
の相違点は、従来例では、Ｎビットの情報データ列に対
してこの第１の実施の形態では、Ｎビットの情報データ
に加えて、（Ｍ−Ｎ）ビットのチェックビット・データ
列の追加を行い、その合計でＭブランチの信号処理を行
っている点が異なる。

【００５９】ところで、通常の誤り訂正では、一列の入
力データをシフトレジスタなどに蓄えて、ブロックデー
タとして処理するが、この第１の実施の形態では、複数
のブランチの入力データをブロックデータとして処理す
るようにしており、これをダイバーシチ・ブランチ間誤
り訂正もしくはブランチ間誤り訂正と称する。

【００６０】次に、この第１の実施の形態における受信
部Ｂの動作について、図２、図３を参照して説明する。
まず図２の受信部Ｂにおける受信アンテナ１１０で受信
された受信波は受信器１１１に入力され、この受信機１
１において、無線周波数帯からスペクトラム拡散信号帯
に周波数変換されて、分岐回路１１２に入力される。分
岐回路１１２では、受信信号をＭブランチに分岐する。
この分岐されたＭブランチの受信信号はそれぞれＭ個の
スペクトラム逆拡散回路１１３ー１〜１１３−Ｎ，１１
３−Ｎ＋１〜１１３−Ｍに入力される。スペクトラム逆
拡散回路１１３ー１〜１１３−Ｎ，１１３−Ｎ＋１〜１
１３−Ｍは、それぞれの受信信号をスペクトラム逆拡
散、すなわち、符号分割多重波の分離を行う。

【００６１】このＭブランチのスペクトラム逆拡散回路
１１３ー１〜１１３−Ｎ，１１３−Ｎ＋１〜１１３−Ｍ
の各出力信号は、復調器１１４ー１〜１１４Ｎ，１１４
−Ｎ＋１〜１１４−Ｍに送出される。各復調器１１４ー
１〜１１４Ｎ，１１４−Ｎ＋１〜１１４−Ｍは、送信部
Ａにおいて、変調器１０４ー１〜１０４−Ｎ，１０４ー
Ｎ＋１〜１０４−Ｍでそれぞれ行われた１次変調に対応
して、復調を行う。Ｍブランチの１１４ー１〜１１４
Ｎ，１１４−Ｎ＋１〜１１４−Ｍで復調された各復調信
号はＭ個のデインタリーブ回路１１５ー１〜１１５−
Ｎ，１１５−Ｎ＋１〜１１１５−Ｍに送出される。

【００６２】各デインタリーブ回路１１５ー１〜１１５
−Ｎ，１１５−Ｎ＋１〜１１５−Ｍでは、送信部Ａにお
けるインタリーブ回路１０５ー１〜１０５−Ｎ，１０５
−Ｎ＋１〜１０５−Ｍでのインタリーブに対応したデイ
ンタリーブを行う。各デインタリーブ回路１０５ー１〜
１０５−Ｎ，１０５−Ｎ＋１〜１０５−Ｍのから出力さ
れる受信データＶ^M-1，Ｖ^M-2，Ｖ^M-N，Ｖ^M-N-1，Ｖ⁰は
第１の誤り訂正復号回路１１６に入力される。ここまで
の受信部Ｂでの動作の図１１に示した従来例の受信部と
の相違点は、ダイバーシチブランチのうち、（Ｎ＋１）
番目からＭ番目までの（Ｍ−Ｎ）本ブランチはチェック
ビット信号に対応しており、第１の誤り訂正復号回路１
１６において、誤り訂正復号に用いられ、チェックビッ
トのブランチはデータ系列として出力されない点であ
る。

【００６３】この誤り訂正復号回路１１６において、Ｍ
ブランチの入力データ系列、すなわち、受信データ系列
Ｖ^M-1，Ｖ^M-2，Ｖ^M-N，Ｖ^M-N-1，Ｖ⁰をＭビットのブロ
ックデータとみなして、これを送信部Ａと同様、多項式
Ｖ（Ｘ）で表現する。この多項式Ｖ（Ｘ）は前記［数
４］で示すように誤りパターンＥ（Ｘ）が付加されてい
る。この第１の誤り訂正復号回路１１６の動作につい
て、図３を参照して説明する。受信データ系列Ｖ^M-1，
Ｖ^M-2，Ｖ^M-N，Ｖ^M-N-1，Ｖ⁰の受信デー多Ｖ（Ｘは、第
１の誤り訂正復号回路１１６内のシンドローム計算回路
２０１に入力されるとともに、受信データ系列Ｖ^M-1，
Ｖ^M-2，Ｖ^M-Nは遅延素子２０４ー１〜２０４−Ｎに入力
する。

【００６４】このうち、シンドローム計算回路２０１に
おいて、前記［数５］に示す生成多項式による乗算を行
う。この場合の乗算、すなわち、シンドロームを求め、
このシンドロームを誤り訂正パルス発生回路２０２に出
力する。誤り訂正パルス発生回路２０２では、シンドロ
ームをアドレスとしたシンドローム・テーブルがＲＯＭ
などの記憶手段によりあらかじめ書き込まれており、指
定されたシンドロームに対応した誤りパターンがこの誤
り訂正パルス発生回路２０２から出力される。

【００６５】この誤りパターンは、Ｎビットの情報ブロ
ック中のビット誤りの位置を示しており、ビット誤りの
ブランチに対して誤り訂正パルス「１」が出力される。
ビット誤りでないブランチに対しては、「０」が出力さ
れる。誤り訂正パルスは、各Ｎブランチに設けられたＥ
ＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３ーＮの他方の入力端に入
力される。ＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３ーＮの一方
の入力端には、前記受信データ系列Ｖ^M-1，Ｖ^M-2，Ｖ
^M-Nが遅延素子２０４ー１〜２０４−Ｎを通して入力さ
れており、したがって、ＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０
３ーＮは誤り訂正パルス発生回路２０２から出力される
誤り訂正パルスと、この受信データ系列Ｖ^M-1，Ｖ^M-2，
Ｖ^M-Nとの排他的論理和（ｍｏｄ２加算）が取られる。

【００６６】この排他的論理和を取った結果、ＥＸＯＲ
回路２０３ー１〜２０３ーＮから、Ｎビットの情報ビッ
トＸ^M-1，Ｘ^M-1 ，・・・Ｘ^M-NがＮブランチの並列デ
ータとして出力される。Ｎ個の遅延素子２０４ー１〜２
０４−Ｎはシンドローム計算回路２０１および誤り訂正
パルス発生回路２０２などの一連の動作が完了するまで
に要する時間だけ情報ビットを遅延させるためのもので
あり、ＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３ーＮで情報ビッ
トと誤り訂正パルスのタイミングを一致させる役割をも
つ。図２の受信部Ｂにおける第１の誤り訂正復号回路１
１６のＮブランチの受信信号は、送信部Ａで与えた遅延
素子１０２ー１〜１０２−Ｎ−１による時間ダイバーシ
チのための遅延差を調整する必要がある。

【００６７】そこで、ＥＸＯＲ回路２０３ー１〜２０３
ーＮから出力される情報ビットＸ^M-1，Ｘ^M-2，・・・Ｘ
^M-Nは、図２における遅延素子１１７ー１〜１１７−Ｎ
−１を通して、第２の誤り訂正復号器１１９側に送出す
ることにより、Ｎブランチの受信信号は、遅延素子１１
７ー１〜１１７−Ｎ−１によりＮブランチ間の時間差を
キャンセルされている。このＮブランチの受信信号、す
なわち、情報ビットＸ^M-1，Ｘ^M-2，・・・Ｘ^M-Nは、遅
延素子１１７ー１〜１１７−Ｎ−１を通過した後に多数
決判定回路１１８に入力する。多数決判定回路１１８で
は、Ｎブランチの受信信号の最終的な多数決の判定を取
り、より確からしいデータに判定した後に、第２の誤り
訂正復号器１１９に送出して、最終的な誤り訂正復号を
行って、受信データとして、この第２の誤り訂正復号器
１１９から出力する。なお、遅延素子１１７ー１〜１１
７−Ｎ−１、多数決判定回路１１８、誤り訂正復号器１
１９は、従来例の図１１で示した受信部の遅延素子５１
５ー１〜５１５−Ｎ−１、多数決判定回路５１６、誤り
訂正復号器５１７に対応しており、基本動作は同じであ
る。

【００６８】以上説明したように、この第１の実施の形
態では、マルチスパス・フェージングなどに起因した瞬
断などで生じるバースト誤りを第１の誤り訂正符号器と
インタリーブとにより訂正するだけではなく、遅延さ処
理を与えることにより、ブランチ間の時間相関性を減少
させ、ダイバーシチ送受信を行ない、かつブランチ間に
第２の誤り訂正符号器で誤り訂正処理を施し、単なるダ
イバーシチだけではなく、ダイバーシチを誤り訂正手段
として利用している。さらに、各ブランチ間の多数決を
取る多数決判定処理により、複数のダイバーシチブラン
チ信号を最も確かな１列のデータ系列に変換しており、
多数決判定回路で等価的にビット誤りが極力抑制され
る。

【００６９】さらに、第１の誤り訂正に対応した誤り訂
正復号を行ない、回線品質の向上を図っている。したが
って、スペクトラム拡散通信において、固定の複数アン
テナ、または、アダプティブアレイなどによる空間ダイ
バーシチもしくは周波数ダイバーシチを用いなくても、
符号化多重によるダイバーシチ受信が可能となる。

【００７０】また、この第１の実施の形態では、Ｎブラ
ンチのダイバーシチ信号にダイバーシチ・ブランチ間の
誤り訂正を行う第２の誤り訂正復号化手段を追加してい
るので、図１０、図１１で示した従来例と比較してこの
第１の実施の形態の場合には、ビット誤り改善効果が高
まるとは明白である。したがって、上記図１０、図１１
で示した従来例における多数決判定回路においては、多
数決が２分されて、どちらが正しいか、判定がつかない
場合には、ビット誤りを生じる確率が高かったが、この
第１の実施の形態では、多数決判定を行う前に、送信部
Ａの第１の誤り訂正符号器に対応して第２の誤り訂正復
号手段により誤り訂正復号化を行っているので、多数決
判定回路での多数決判定においては、大多数か、少数か
の判定を明確にでき、ビット誤りを抑制できる効果を奏
する。このように、第１の実施の形態においては、上記
第２公報の場合（すなわち、図１０、図１１に示した従
来例）に有する課題を改善することができる。

【００７１】次に、この発明の第２の実施の形態につて
説明する。図４はこの第２の実施の形態における送信部
Ａの構成を示すブロック図であり、図５はその受信部Ｂ
の構成を示すブロック図である。この第２の実施の形態
における送信部Ａの構成は、図４を図１と比較しても明
らかなように、図４の構成では、図１における第１の誤
り訂正符号器１０１を削除した構成となっており、その
他の部分は図１と同じである。また、第２の実施の形態
における受信部Ｂに関しても、図２と図５とを対比しも
明かなように、図５では、図２で示されている第２の誤
り訂正復号器１１９が省略されている。

【００７２】したがって、図４において、図１と対応す
る部分には、符号３００台を付し、添え字は図１と同一
符号を付して、構成ならびに動作の重複説明を省略す
る。同じく、図５において、図２と対応する部分には、
符号３００台を付し、添え字は図２と同一符号を付し
て、構成ならびに動作の重複説明を省略する。なお、こ
の第２の実施の形態においても、受信部Ｂの誤り訂正復
号回路３１６は前記第１の実施の形態の場合と同様に、
図３に示すように構成されている。このような第２の実
施の形態の送信部Ａにおいて、第１の誤り訂正符号器１
０１を削除したことに関しては、前記第２の公報に記載
されている。

【００７３】この第２の公報の記載によれば、多数決判
定手段がすでに誤り訂正に近い効果を持つためとされて
いる。しかし、この発明の第２の実施の形態では、さら
に、ブランチ間のデータの符号ビットの誤りを訂正する
誤り訂正符号器３０９により、ビット誤りの発生を極力
抑制しているとともに、多数決判定回路３１８の併用に
より、ビット誤り率を極力改善されている。

【００７４】上記第１の実施の形態においては、上述し
たように、常にビット誤りが完全に消去されるとは限ら
ないが、ダイバーシチブランチ数Ｎを増加させるこで、
多数決判定とブランチ間のビット誤り訂正によりかなり
ビット誤り率が改善されることは明白である。したがっ
て、この第２の実施の形態においては、第１の実施の形
態から第１の誤り訂正符号器１０１と第２の誤り訂正復
号器１１９を除去しても、回線品質を高めることがで
き、しかも、第１の誤り訂正符号器１０１と第２の誤り
訂正復号器１１９を除去することにより、その分の誤り
訂正付加ビットが不要となり、信号帯域をそれだけ拡大
することなく、ダイーバーシチそのものにより回線品質
の確保が可能となる。換言すれば、限られた周波数資源
を考慮すると、周波数有効利用面でのメリットが大き
い。

【００７５】このように、第２の実施の形態において、
送信部Ａにおいて、第１の誤り訂正符号器１０１を省略
したとしても、前記第１の実施の形態の場合と同様に、
高い回線品質を得ることができ、この第２の実施の形態
においても、十分な効果が得られる。なお、この発明
は、上記第１、第２の実施の形態に限定されるものでは
なく、この発明の技術思想の範囲内で変形例、応用例、
周辺技術はこの発明に含まれるものである。たとえば、
材料の置換、設定数値の変更、３個の端末装置をＮ個の
装置に拡張するごとき構成要素の数量の増加などは、こ
の発明の技術思想の範囲内に含まれることはいうまでも
ない。

【００７６】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、送信
部側で１系列の送信データに対して第１の誤り訂正符号
化手段により誤り訂正を行ってＮブランチに分岐してそ
れぞれ異なる遅延時間を与えた後に、第２の誤り訂正符
号化手段によりＮビットの情報データ系列として誤り訂
正符号化を行ない、Ｍビットの符号化データ系列を生成
後にインタリーブするとともに、受信部側では、Ｍブラ
ンチの受信信号をデインタリーブした後に、第１の誤り
訂正復号手段により第２の誤り訂正符号化手段に対応し
たＮビットの情報ビットに復号化し、Ｎブランチのデー
タ信号に対し、送信部側で与えられた遅延差を受信部の
遅延手段で吸収して多数決判定手段で多数決を取って、
第１の誤り訂正符号化手段に対応した誤り訂正復号化を
するようにしたので、ダイバーシチブランチを単なるダ
イバーシチだけでなく、誤り訂正手段にも活用すること
になり、多数決判定手段の前後でビット誤り率を改善す
るこできる。したがって、多数決判定手段においても、
多数決が２分されるようなことを回避することができ、
多数決の正確さをより一層高めるとができるとともに、
最終的なビット誤りをほぼ抑圧することができる。

【００７７】また、この発明によれば、送信部側で１系
列の送信データをＮブランチに分岐して各ブランチにそ
れぞれ遅延手段により異なる遅延時間を付与し、誤り訂
正符号化手段によりＮブランチの出力をＮビットの情報
データ系列として誤り訂正符号化を行って、Ｍビットの
符号化データ系列を生成することによりＭブランチのダ
イバーシチ信号とした後にインタリーブするとともに、
受信部側では、Ｍブランチの受信信号をデインタリーブ
した後に、誤り訂正復号化手段により送信部側の誤り訂
正符号化手段に対応したＮビットの情報ビットに復号化
して、Ｎブランチのデータ信号とし、このＮブランチの
データ信号に対して遅延手段により送信部側で遅延した
遅延差を調整して、各ブランチ信号に対して多数決判定
手段により多数決を取るようにしたので、ダイバーシチ
ブランチを単なるダイバーシチだけでなく、誤り訂正手
段にも活用することになり、多数決判定手段の前段でビ
ット誤り率を改善するこできる。したがって、多数決判
定手段においても、多数決が２分されるようなことを回
避することができ、多数決の正確さをより一層高めると
ができるとともに、最終的なビット誤りをほぼ抑圧する
ことができる。また、送信部側では、一方の誤り訂正符
号化手段を削除し、受信部側では、これに対応する誤り
訂正復号手段を削除することができるので、その分誤り
訂正付加ビットが不要となり、信号帯域をそれだけ拡大
することなく、ダイバーシチそのもにより回線品質の確
保が可能となり、周波数有効利用面での効果が大であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機の第１の実施の形態における送信部の構成を示すブ
ロック図である。

【図２】この発明のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機の第１の実施の形態における受信部の構成を示すブ
ロック図である。

【図３】図２の受信部における第１の誤り訂正復号回路
の内部構成を示すブロック図である。

【図４】この発明のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機の第２の実施の形態における送信部の構成を示すブ
ロック図である。

【図５】この発明のスペクトラム拡散ダイバーシチ送受
信機の第２の実施の形態における受信部の構成を示すブ
ロック図である。

【図６】従来のダイバーシチ受信方式の説明図である。

【図７】図６のダイバーシチ受信方式におけるダイバー
シチバス４０３の受信電界レベルの時間に対する変動特
性図である。

【図８】図６におけるダイバーシチ受信方式におけるダ
イバーシチバス４０４の受信電界レベルの時間に対する
変動特性図である。

【図９】図６におけるダイバーシチ受信方式におけるダ
イバーシチバス４０５の受信電界レベルの時間に対する
変動特性図である。

【１０】従来のダイバーシチ方式における送信部の構成
を示すブロック図である。

【図１１】従来のダイバーシチ方式における受信部の構
成を示すブロック図である。

【符号の説明】

Ａ……送信部、Ｂ……受信部、１０１……第１の誤り訂
正符号器、１０２ー１〜１０２−Ｎ−１，１０９ーａ１
〜１０９−ａＮ，１１７ー１〜１１７−Ｎ−１，２０４
−１〜２０４−Ｎ，３０２−１〜３０２−Ｎ−１，３０
９ーａ１〜３０９−ａＮ，３１７−１〜３１７−Ｎ−１
……遅延素子、１０９……第２の誤り訂正符号器、１０
９ーｂ１，３０９−ｂ１……チェックビット生成回路、
１０３ー１〜１０３−Ｎ，１０３−Ｎ＋１〜１０３−
Ｍ，３０３−１〜３０３０−Ｎ，３０３ーＮ＋１〜３０
３０−Ｍ……インタリーブ回路、１０４ー１〜１０４−
Ｎ，１０４−Ｎ＋１〜１０４ーＭ、３０４ー１〜３０４
−Ｎ，３０４−Ｎ＋１〜３０４−Ｍ……変調器、１０５
ー１〜１０５−Ｎ，１０５ーＮ＋１〜１０５−Ｍ，３０
５−１〜３０５−Ｎ，３０５−Ｎ＋１〜３０５−Ｍ……
スペクトラム拡散回路、１０６、３０６……合成回路、
１０７、３０７……送信機、１１２、３１２……分岐回
路、１１３ー１〜１１３−Ｎ，１１３ーＮ＋１〜１１３
ーＭ……スペクトラム逆拡散回路、１１４ー１〜１１４
−Ｎ，１１４−Ｎ＋１〜１１３−Ｍ……復調器、１１５
ー１〜１１５Ｎ，１１５−Ｎ＋１〜１１５Ｍ……デイン
タリーブ回路、１１６……第１の誤り訂正復号回路、１
１８，３１８……多数決判定回路、１１９……第２の誤
り訂正復号回路、２０１……シンドローム計算回路、２
０２……誤り訂正パルス発生回路、２０３ー１〜２０３
−Ｎ……ＥＸＯＲ回路、３０９……誤り訂正符号器、３
１６……誤り訂正復号回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/707 H04L 1/00 H04L 1/02

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １系列送信データに対して誤り訂正符号
   化を行ってＮ（正の整数）ブランチに分岐する第１の誤
   り訂正符号化手段と、 前記Ｎブランチに分岐された各ブランチにそれぞれ異な
   る遅延時間を与える第１の遅延手段と、 前記第１の遅延手段を通過するＮブランチの出力をＮビ
   ットの情報伝達データ系列として誤り訂正符号化を行
   い、Ｍ（正の整数）ビットの符号化データ系列を生成し
   て、この符号化データ系列をＭブランチのダイバーシチ
   信号として送出する第２の誤り訂正符号化手段と、 前記第２の誤り訂正符号化手段のＭビットのデータ系列
   出力にインタリーブを行うインタリーブ手段と、 前記インタリーブ手段のＭブランチ出力に対してそれぞ
   れ個別に変調を行う変調手段と、 前記変調手段の各ブランチ出力に対してそれぞれ異なる
   拡散符号によりスペクトラム拡散を行うスペクトラム拡
   散手段と、 前記スペクトラム拡散手段によりスペクトラム拡散され
   た各ブランチの信号を合成して符号化多重する合成手段
   と、 前記合成手段により得られる符号化多重信号を送信する
   送信手段と、 を有する送信部と；前記符号化多重信号を受信する受信
   手段と、 前記受信手段で受信された受信信号をＭ分岐させる分岐
   手段と、 前記分岐手段で分岐されたＭブランチ信号に対して送信
   部の複数の前記拡散符号によりスペクトラム逆拡散を行
   って符号化分離するスペクトラム逆拡散手段と、 前記スペクトラム逆拡散手段により符号化分離されたＭ
   ブランチの受信信号に対してそれぞれ個別に復調を行う
   復調手段と、 前記復調手段により復調されたＭブランチの受信信号に
   対して送信部のインタリーブと逆のデインタリーブを行
   うデインタリーブ手段と、 前記デインタリーブ手段によりデインタリーブされたＭ
   ブランチの信号出力を送信部の第２の誤り訂正手段に対
   応したＮビットの情報ビットに復号してこの情報ビット
   をＮブランチのデータとして出力する第１の誤り訂正復
   号手段と、 前記第１の誤り訂正復号手段により得られるＮブランチ
   のデータ信号に対して送信部の遅延手段で得られたブラ
   ンチ信号間の遅延差を吸収すべく前記デインタリーブ手
   段により得られる各ブランチ出力にそれぞれ異なる遅延
   時間を与えて遅延時間を調整する第２の遅延手段と、 前記第２の遅延手段による各ブランチ信号に対して多数
   決判定を行う多数決判定手段と、 前記多数決判定手段による判定データに対して送信部の
   第１の誤り訂正符号化手段に対応した誤り訂正復号化を
   行う第２の誤り訂正復号手段と、 を有する受信部と；を備えることを特徴とするスペクト
   ラム拡散ダイバーシチ送受信機。
2. 【請求項２】 前記第２の誤り訂正符号化手段は、前記
   第１の誤り訂正符号化手段でＮブランチに分岐されたＮ
   ブランチの平行するデータ列をＮビットの情報データと
   みなしてこの情報データの情報ビットによるメッセージ
   多項式を生成多項式で割り算を行ない、その剰余をチェ
   ックビット系列として出力するチェックビット生成回路
   と、 前記チェックビット生成回路による前記チェックビット
   生成の演算に要する時間遅れを調整して前記情報ビット
   とチェックビットとのタイミングを一致させるための第
   ３の遅延手段と、 を備えることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム
   拡散ダイバーシチ送受信機。
3. 【請求項３】 前記第１の誤り訂正復号手段は、前記デ
   インタリーブ手段から出力される受信データを生成多項
   式で乗算してシンドロームを計算するシンドローム計算
   回路と、 前記シンドローム計算回路から出力される前記シンドロ
   ームをアドレスとしてあらかじめ記憶手段に書き込まれ
   ている誤りパターンを出力する誤り訂正パルス発生回路
   と、 前記前記デインタリーブ手段から出力される受信データ
   を遅延する第４の遅延手段と、 前記第４の遅延手段を通過した前記受信データと前記誤
   り訂正パルス発生回路から出力される前記誤りパターン
   との排他的論理和をとってＮビットの情報をＮブランチ
   の並列データとして出力するＥＸＯＲ回路と、 を備えることを特徴とする請求項１記載のスペクトラム
   拡散ダイバーシチ送受信機。
4. 【請求項４】 前記誤り訂正パルス発生回路は、Ｎビッ
   トの情報ブロック中のビット誤りの位置を示してビット
   誤りのブランチに対しては訂正パルス「１」となり、か
   つビット誤りでないブランチに対しては「０」となる誤
   りパターンを出力することを特徴とする請求項３記載の
   スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機。
5. 【請求項５】 １系列の送信データをＮブラッチに分岐
   した各ブランチにそれぞれ異なる遅延時間を与える第１
   の遅延手段と、 前記第１の遅延手段を通過するＮブランチの出力をＮビ
   ットの情報データ系列として誤り訂正符号化を行い、Ｍ
   ビットの符号化データ系列を生成し、この符号化データ
   系列をＭブランチのダイバーシチ信号として送信する誤
   り訂正符号化手段と、 前記誤り訂正符号化手段のビットのデータ系列出力にイ
   ンタリーブを行うインタリーブ手段と、 前記インタリーブ手段のＭブランチ出力に対してそれぞ
   れ個別に変調を行う変調手段と、 前記変調手段の各ブランチ出力に対してそれぞれ異なる
   拡散符号によりスペクトラム拡散を行うスペクトラム拡
   散手段と、 前記スペクトラム拡散手段によりスペクトラム拡散され
   た各ブランチの出力信号を合成して符号化多重する合成
   手段と、 前記合成手段により符号化多重された符号化多重信号を
   送信する送信手段と、 を有する送信部と；前記符号化多重信号を受信する受信
   手段と、 前記受信手段で受信された受信信号をＭ分岐させる分岐
   手段と、 前記Ｍブランチ信号に対して送信部の複数の前記拡散信
   号によりスペクトラム逆拡散を行って符号化分離するス
   ペクトラム逆拡散手段と、 前記スペクトラム逆拡散手段により符号化分離されたＭ
   ブランチの受信信号に対してそれぞれ個別に復調を行う
   復調手段と、 前記復調手段により復調されたＭブランチの受信信号に
   対して送信部のインタリーブと逆のデインタリーブを行
   うデインタリーブ手段と、 前記デインタリーブ手段によるＭブランチの出力信号を
   送信部の誤り訂正符号化手段に対応したＮビットの情報
   ビットに復号を行い、この情報ビットをＮブランチのデ
   ータとして出力する誤り訂正復号手段と、 前記誤り訂正復号手段によるＮブランチのデータ信号に
   対して前記送信部の第１の遅延手段で与えられたブラン
   チ信号間の遅延差を吸収すべく、前記デインタリーブ手
   段による各ブランチ出力のそれぞれ異なる遅延時間を与
   えて遅延調整を行う第２の遅延手段と、 前記第２の遅延手段による各ブランチ信号に対して多数
   決判定を行う多数決判定手段と、 を有する受信部と；を備えることを特徴とするスペクト
   ラム拡散ダイバーシチ送受信機。
6. 【請求項６】 前記誤り訂正符号化手段は、Ｎブランチ
   の平行するデータ列をＮビットの情報データとみなして
   この情報データの情報ビットによるメッセージ多項式を
   生成多項式で割り算を行ない、その剰余をチェックビッ
   ト系列として出力するチェックビット生成回路と、 前記チェックビット生成回路による前記チェックビット
   生成の演算に要する時間遅れを調整して前記情報ビット
   とチェックビットとのタイミングを一致させるための第
   ３の遅延手段と、 を備えることを特徴とする請求項５記載のスペクトラム
   拡散ダイバーシチ送受信機。
7. 【請求項７】 前記誤り訂正復号手段は、前記デインタ
   リーブ手段から出力される受信データを生成多項式で乗
   算してシンドロームを計算するシンドローム計算回路
   と、 前記シンドローム計算回路から出力される前記シンドロ
   ームをアドレスとしてあらかじめ記憶手段に書き込まれ
   ている誤りパターンを出力する誤り訂正パルス発生回路
   と、 前記デインタリーブ手段から出力される受信データを遅
   延する第４の遅延手段と、 前記第４の遅延手段を通過した前記受信データと前記誤
   り訂正パルス発生回路から出力される前記誤りパターン
   との排他的論理和をとってＮビットの情報をＮブランチ
   の並列データとして出力するＥＸＯＲ回路と、 を備えることを特徴とする請求項５記載のスペクトラム
   拡散ダイバーシチ送受信機。
8. 【請求項８】 前記誤り訂正パルス発生回路は、Ｎビッ
   トの情報ブロック中のビット誤りの位置を示してビット
   誤りのブランチに対しては訂正パルス「１」となり、か
   つビット誤りでないブランチに対しては「０」となる誤
   りパターンを出力することを特徴とする請求項７記載の
   スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機。