JPS58177048A - ダイバ−シテイ通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） この発明は、マルチパスフェージング等により符号誤り
率特性が著しく劣化するディジタル移動通信において、
伝送特性の改善を図るために用いるダイパーシティ通信
方式に関するものである。

（背景技術） 従来のディジタル移動通信におけるダイパーシティ通信
方式には、１）選択ダイパーシティ、ＩＩ）アンテナ切
替ダイパーシティ、１ｉｉ）時間ダイパーシティなどが
ある。１）の選択ダイパーシティは複数のアンテナパ受
信機を用い、これらのうち最も高い受信レベルを与える
受信機出力を選択するものであるが、方式上複数の受信
機を必要とするため改善効果は優れていても高価なもの
となり、さらに装置が大型化するなどの欠点があった。

また、１１）のアンテナ切替ダイパーシティは複数のア
ンテナと１台の受信機を用い、受信レベルがしきい値レ
ベルを下回ると他のアンテナに切り替えるというもので
あり、受信機が１台で構成でき小形・経済化に適する長
所があるものの、アンテナ切替時に搬送波の振幅、位相
に不連続が生じ、これが検波出力に大ぎな切替雑音とし
て現れるために符号誤り特性が大幅に劣化するという致
命的な欠点があった。ｌ１１）の時間ダイパーシティは
上述の欠点はないものの、遅延時間間隔をおいて送信さ
れた信号間の相関が低いという原理を用いたものである
ため、フェージング速度が遅くなるとダイパーシティ核
間の相関が大きくなり、移動体が停止するとダイパーシ
ティ効果がなくなるという欠点があった。

（発明の課題） 本発明はこのような欠点を除去するために、アンテナ切
替ダイパーシティで問題となる切替雑音による符号誤り
を時間ダイパーシティの符号冗長性を用いて補償すると
ともに、移動体の移動速度が小さいときに時間ダイパー
シティ効果が減少するのをアンテナ切替ダイパーシティ
で補償するようにしたもので、以下図面について詳細に
説明する。

（発明の構成および作用） 第１図は、本発明のダイパーシティ通信方式における送
受信信号の時間割当て方法の一実施例である。なお簡単
のため、インターレース送信回数は２回、ダイパーシテ
ィ受信アンテナ切替本の場合について説明する。

符号イヒされた音声信号やファクシミリ信号等の送信す
べき信号のデータ系列ｌを（ａ、）　（ｉは整数）、実
際に送信機から送出される符号器出力データ系列２を（
ｂｌ）、受信データ系列５を（Ｃ１）、合成回路から出
力される復号デー°夕系列６を（ｄｌ）と表現する。（
ａｌ）はクロック周波数ｆ、のデータ系列であり、イン
ターレース回数がＮ回のとき（ｂｌ）のクロック周波数
ｆ０′はＮｆｃに設定する必要がある。本実施例では２
回であるため、ｆｃ′−２ｆ０としである。（ａｔ）は
後述する送信装置内の符号器において次のように（ｂｌ
）へと符号化される。（ｂｉ）の奇数タイムスロット（
ｂＪ＋＋　）には、そのとき入力されているデータ（ａ
ｌ）がそのまま割当てられる。即ちｂ２ｊ＋１　”’　
ａｉとする。一方、（ｂｌ）の偶数タイムスロット（ｂ
２ｊ）にはインターレース送信されるｎビット遅延デー
タ（ａｔ−ｎｌが割当てられる。即ち、ｂ２ｊ−ａｌ−
ｎとする。遅延量ｎビットはフェージングの半周期程度
以上の任意の値に設定する。このようにして、（ａｌ）
はインターレース配置された後送出される。

以上のような符号化を行うと図に示すように、ａｎはｂ
４ｎ及びｂ２ｎ＋１のタイムスロットに割当てられ、ｂ
２ｎ＋１の両隣りｂ２ｎ、ｂ２ｎ＋２にはそれぞれ”Ｏ
＋ａ１が割当てられ、遅延なしと遅延ありのデータが交
互に送信される。

受信側では、受信レベル３を常に監視しており、受信レ
ベルがしきい値レベル（ＳＬ）を上から下へ横切ったと
きアンテナを切り替える動作をする。

第１図では、アンテナ１からアンテナ２へ切り替えてい
る。この切替動作により、受信レベルの高いアンテナ２
に受信機を接続でき、受信レベル分布を改善できるため
誤り車行性も改善される。アンテナ切替法には、１）受
信レベルがしきい値レベルを上から下へ横切ったときの
み切替を行う方法（５ｗ１ｔｃｈ　＆　５ｔａｙ　）、
ｉｉ）受信レベルがしきい値レベルを上回るまで、一定
周期で切替を続ける方法（５ｗ１ｔｃｈ　＆Ｅｘａｍｉ
ｎｅ　）　、ｉｉｉ　）’１Ｎ数のしきい値レベルを設
定し、これと受信レベルを比較して切替を行う方法（特
願昭５５−０８４７９３参照）などが可能である。

ところが、アンテナ切替を行うと受信信号の搬送波振幅
・位相に不連続が生じるため、検波出力には切替雑音が
現れ、受信データ出力に符号誤りを生ずることとなる。

従来、この切替雑音の有効な除去法は提案されておらず
、アンテナ切替方式を用いたシステムの実現が困難なも
のとなっていた。

切替雑音による符号誤りは切替直後から数ビツト後まで
の領域で発生し、その量は変復調方式や受信帯域幅等に
よって異なる。例えば信号速度１６ｋｂｐｓ　、切替頻
度４０回／秒、切替１回当りの符号誤りビット数を２ビ
ツトと仮定すると、誤り率は５Ｘ１０−”より良い値に
はならなし１０本発明で（土、切替直後の切替雑音領域
を指示する信号を発生し、インターレース状にくり返し
送信されたＮ個のデータのうち、切替雑音領域内に入っ
て（するデータを除去したデータの中で最も高−・受信
レベルに対応するデータを出力するというアルコ°１ノ
ズムに従って時間ダイパーシティ受信を行い、かつ切替
雑音の影響を軽減する。第１図の実施例でしま０４ｎ＋
４〜Ｃｄ　ｎ＋６の３ビツトが切替雑音領域にあるため
、これらを除去してｄＺｎ＋２にはｃ２ｎ＋ｓを、ｄ２
ｎ＋３に（まＣ２１＋７を出力する。他の領域、例えば
ｃ２ｙ、＋＋とＣ４ｎ、Ｃ２ｎ＋３ト０４ｎ＋２では受
信レベルの高（１方のデータをそれぞれｄ２ｎ　ｒ　ｄ
２ｎ＋１に出力する。以上説明したように、本発明はア
ンテナ切替方式により受信レベル分布を改善し、時間ダ
イノく−シテイにより切替雑音の除去及び受信レベルに
基づ（選択ダイノ（−シティを行い、これらの相乗効果
により大きな符号誤り率改善効果を得るものである。

第２図は時間割当て方法の一実施例である。本実施例に
おける符号化方法を以下に説明する。

符号器は、フェージングの半周期と同程度ないしはそれ
以上の時間間隔に相当するビット数（２ｎ−１）ビット
だけ互いに隔てた２ピツトの送信データ（ｎは整数、基
準クロックをｆｃとする）について１ビツトの誤り検出
ビットを求め、これらの３ビツトを１つのグループとし
て送信データはほぼリアルタイムに、誤り検出ビットは
後の送信データよりさらに前記時間間隔にほぼ等しい時
間間隔をおいて出力する。このように時間間隔を設定し
ておけば、グループ内の各ビットが受信されるときの受
信レベルがほぼ無相関となるため、復調されたデータ系
列ではグループ内のビットが同時に符号誤りを生ずる確
率を小さくできる。第１図中から例を取り挙げると、送
信データａ１は符号器出力データｂ２に、ａ２ｎはｂ３
ｎに、符号誤り検出ビットａ、■ａ２ｎはｂ６ｎ−２（
ｐ４ｎ二２）に割当てられ、各ビット間の間隔はｆ。′
を基準クロックとすれば（３ｎ−２）ビットとなる。た
だし、■は符号誤り検出ビットな求める演算を意味する
ものとする。この符号化を式で表現すれば、ｋを整数と
じて＝　ａ３に一６ｎ＋５　■ａ３に一３ｎ＋３１　ｂ
３に＋２　：”２に＋１と表せる。符号誤り検出ビット
作成方法としては、ハリティ、チェックサム等各種の方
法があるが、１ビット誤り検出法である限りいずれを用
いても本発明の性能には影響しない。以上の説明は送信
データ２ピツトにつき１ビツトの符号誤り検出ピントを
付加する場合の例であるが、一般に送信データＮビット
をグループとする場合には伝送効率η−Ｎ／（Ｎ＋１）
となり、より伝送効率は良くなる。

受信側では次のアルゴリズムに従って復号する。

１）グループ力のビットが切替雑音領域内にない場合に
は、グループ毎に誤り検出を行い、（１）誤りがない場
合には、データビットを間隔（２ｎ−１）ビットでその
まま出力する。

（２）誤りが検出された場合には、受信レベルを比較し
て最低レベルに対応するビットが（ａｌいずれか一方の
データビットであれば、そのビットに誤りが生じたとみ
なしてこれを訂正する。

腔 （ｂｌ誤り検出ビットであれば、（１）と同様データビ
ットをそのまま出力する。

１１）１ピントが切替雑音領域内にあるときには、（ａ
）それが誤り検出ビットであれば、データビットをその
まま出力する。

（ｂ）データビットであれば、これをグループ内の他の
ビットから生成し補間する。

１ｉｉ）　　２ピツト以上切替雑音領域内にあるときは
、データビットをそのまま出力する。

即ち、各グループ毎に１ビツト付加されている誤り検出
ビットの冗長性を利用して１ビット誤り訂正を行うアル
ゴリズムであり、切替雑音及び受信レベル低下に起因す
る符号誤りを除去できる。

ディジタル移動通信では受信レベルと誤り率の間に密接
な関係があり、受信゛レベルの低下につれ誤り率か急激
に劣化するという性質がある。従って、受信レベルの最
も低いビットに誤りが生じたとみなし、これを訂正する
という方法を用いれば、誤訂正の危険はほとんどなく、
かつ前述のようにグループ内のビットが同時誤りを生じ
る確率を低（押える符号化を施しであるため、復調デー
タに含まれる誤りの大部分が正しく訂正された復号デー
タ出力を得ることができる。また、上記アルゴリズム中
の１１１）のようなケースは、アンテナ切替周期が（３
ｎ−２）ビットの遅延時間間隔に一致したときのみ発生
するもので、発生確率はかなり低（問題とはならない。

第３図は、本発明のダイパーシティ通信方式における送
受信系の一実施例である。端子９から入力された送信デ
ータは符号器１０で前述の符号化を受けた後、変調器１
１に搬送波発生器１３から出力される搬送波信号ととも
に加えられ、ＭＳＫ等の変調を受は電力増幅器１２で所
要送信電力にまで増幅されて、送信アンテナ１４から送
出される。ダイパーシティ受信アンテナ１５　、１６で
受信された電波はアンテナ切替器１７で一方が選択され
た後、受信機１８で検波され、受信データ系列が復号器
１４に、受信レベル信号が制御回路加に入力される。制
御回路は受信レベルに基づき前述の切替アルゴリズム及
び復号アルゴリズムに従って、アンテナ選択信号をアン
テナ切替器に復号制御信号を復号器に出力する。復号デ
ータ系列は出力端子２１に得られる。

ここで、ダイパーシティ受信アンテナには空間ダイパー
シティ、偏波ダイパーシティ、指向性ダイパーシティ等
いずれのダイパーシティ枝構成法に基づくアンテナを用
いても良（、アンテナの数は２本以上何本用いても良い
。

第４図は、第３図に示した本発明の実施例中の符号器１
０の一構成例のブロック図である。入力端子３０から入
力された送信データは、（Ｎ−１）１１ｉ！ｉｌのｎビ
ットシフトレジスタ３３〜３５を通してＮ個の入力端子
を持つゲート回路３６に加えられる。シフトレジスタは
送信クロック（周波数ｆｃ）でシフトされる。ゲート回
路は周波数Ｎｆｏの高速クロックに基づいてＮ個の入力
を順次切り替え、符号器出力データとして端子３７に出
力する。クロック発生回路３２は周波数ｆ。とＮｆｏ０
２つのクロック信号を発生し、シフトレジスタ、送信ク
ロック出力端子３１及びゲート回路３６に出力する。こ
の符号器からはＮロインターレース信号が得られる。

第５図は、符号器１０の一構成例のブロック図である。

入力端子（ト）から入力された送信データは、（Ｎ−１
）個の（２ｎ−１）ビットシフトレジスタ３３〜３５を
通った出力とともに■印で示した誤り検出ピント発生器
あに加えられるとともに、ｆｃ′−（１＋７ｑ　）ｆ、
のクロックで動作する（　３　ｎ　−２）ビットシフト
レジスタ３９で遅延を受けた誤り検出ビットと一緒にゲ
ート回路あに入力される。（Ｎ−１−１）個の入力端子
のうちＮ個には送信データが、１個には誤り検出ビット
が入力されているゲート回路はクロック周波数ｆｃ′で
順次入力を切り替え、端子四に符号器出力データとして
出力する。クロック発生回路３２は周波数ｆｃとｆｃ′
の２つのクロック信号を発生し、シフトレジスタ、送信
クロンク出力端子３１及びゲート回路に出力する。この
符号器か１：、、 らは送信データＮビットにつき１ビツトの誤り検出ビッ
トが付加された伝送効率Ｎ／（Ｎ＋１）の符号器出力デ
ータが得られる。

第６図は、第３図に示した本発明の実施例中の復号器１
９、制御回路２０の一構成例を示すブロック図である。

入力端子５２から入力された受信レベル信号は遅延回路
６７を通った出力とそれぞれゲート回路６４　、６５を
通った後、インターレース信号の各ビットに対応する受
信レベル信号としてレベル比較回路６３に加えられ、レ
ベルの高い方のピントを選択するよう指示する信号とし
て合成器６２に加えられる。受信レベル信号はレベル比
較回路６９においてしきい値発生回路７０の出力レベル
と比較され、下回ったときアンテナ切替信号がアンテナ
選択信号発生回路７１に加えられ、アンテナ選択信号出
力端子５５を通して他の受信アンテナへの切替が起る。

このとき合成禁止タイミング発生回路７２は切替直後の
数ビツト間のデータの使用を禁止するタイミング信号を
出力し、シフトレジスタ７３で遅延されたタイミング信
号とともにゲート回路６．４　、６５に加える。ゲート
回路は合成禁止タイミングには、そのレベル高力を最低
レベルに押えることにより、このレベルに対応するデー
タが選択されることがないように動作する。一方、受信
データは端子５１から入力され、ｎビットシフトレジス
タ５６を通して組合せ検出回路５９及び合成器６２に加
えられる。

組合せ検出回路は正しいタイムスロットの組合せを検出
し、このタイミングを復号クロック発生回路６０に出力
し、再生クロックの分周りセットタイミングとすること
により、復号クロックを得る。

合成器６２は受信レベルの高い方のデータを復号クロッ
クタイミングで取り出し、復号データとして端子５４に
出力する。

第７図は、復号器１９、制御回路加の一構成例を示すブ
ロック図である。合成器６２の動作アルゴリズムが第２
図に対する説明で述べたものである点を除けば、第６図
とほぼ同様の構成である。以下、異なる点のみを説明す
る。受信レベル信号、受信データ系列、合成禁止タイミ
ング信号に対する遅延回路、シフトレジスタが各１個多
くあること、グループ内の１ビツト以上が合成禁止タイ
ミング内にあれば誤り検出回路６１に対し、誤りを検出
したとみなす信号を合成器６２に出力するよう指示する
ための論理和回路があること、復号クロソクタイミング
を指示する回路が組合せ検出回路から誤り検出回路６１
に変わっていること、などが異なる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明のダイパーシティ通イぎ方式
は、アンテナ切替時に発生する切替雑音に起因する符号
誤りを時間ダイパーシティの符号冗長性を利用して補間
・除去するとともに、低速移動時に時間ダイパーシティ
効果が減少するのをアンテナ切替方式によって補償する
ようにしたダイパーシティ通信方式であるから、切替雑
音による符号誤り率の劣化及び移動速度低下に伴うダイ
パーシティ効果の減少といった劣化要因の影響を受ケニ
＜＜、理論値に近いダイパーシティ効果が得られること
、アンテナ切替方式と時間ダイパーシティ方式は互いに
異なる次元で得られるダイパーシティ効果であるため、
゛等価的なダイパーシティ枝の数は各々の枝の数の乗積
値になり、どちらか一方の方式のみで枝の数を増やすよ
りもさらに効率良くダイパーシティ効果を増大させるこ
とができること、受信機が１台で済み移動通信で不可欠
の条件である小型・経済化に適すること、制御回路はや
や複雑になるものの、そのほとんどがディジタル回路で
あるためＬＳＩ化に適するとともに、マイクロコンビー
ータによるソフトウェア制御への置き替えが容易である
こと、上記のように大きなダイパーシティ効果を有する
伝送システムが簡易な構成で実現できるため、通常の音
声通信のみならずファクシミリ等の画像通信及びデータ
通信など極めて高品質の伝送路を必要とする通信に対し
ても、アンテナの数及び信号のインターレース回数を所
要品質が得られる値に設定することによって容易に実現
できること、などの利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図は送受信データ系列の時間割当て構成例
を示す図、第３図は本発明によるダイパーシティ通信方
式における送受信装置の一実施例の構成を示すプロ）り
図、第４図と第５図は符号器の一構成例を示すブロック
図、第６図と第７図は復号器及び制御回路の一構成例を
示すブロック図である。 １・・・・・・送信データ系列、 ２・・・・・・符号器出力データ系列、３・・・・・・
受信レベル信号、 ４・・・・・・アンテナ選択信号、 ５・・・・・・受信データ系列、６・・・・・・復号デ
ータ系列、】Ｏ・・・・・・送信装置、　　　　１１・
・・・・・受信装置、１２・・・・・・送信データ入力
端子、１３・・・・・・符号器、１・１・・・・・・変
調器、　　　　　１５・・・・・・電力増幅器、１６・
・・・・搬送波発生器、　１７・・・・・・送信アンテ
ナ、１８〜１９・・・・・・ダイパーシティ受信アンテ
ナ、２０・・・・・・アンテナ切替器、２１・・・・・
・受信機、２２・・・・・・復号器、　　　　ｎ・・・
・・・制御回路、２４・・・・・・復号データ出力端子
、３０・・・・・・送信データ入力端子、：３１・・・
・・・送信クロック出力端子、３２・・・・・・クロッ
ク発生回路、 ：３３〜３５・・・・・・シフトレジスタ、３６・・・
・ゲート回路、　　３７・・・・・・符号器出力端子、
：３８・・・・・・誤り検出ビット発生器、３９・・・
・・・シフトレジスタ、 ５０・・・・・・・再生クロック入力端子、５１・・・
・・・受信データ入力端子、５２・・・・・・受信レベ
ル入力端子、５３・・・・・・復号クロック出力端子、
５４・・・・・・復号データ出力端子、５５・・・・・
・アンテナ選択信号出力端子、５６〜５７・・・・・・
シフトレジスタ、５９・・・・・・組合せ検出回路、 ６０・・・・・復号クロック発生回路、６１・・・・・
・誤り検出回路、　６２・・・・・・合成器、６３・・
・・・・レベル比較器、　６４〜６６・・・・・・ゲー
ト回路、６７〜６８・・・・・・遅延回路、　６９・・
・・・・レベル比較回路、７０・・・・・しき（・値発
生回路、 ７１・・・・・・アンテナ選択信号発生回路、７２・・
・・・・合成禁止タイミング発生回路、７３〜７４・・
・・・・シフトレジスタ特許出願人　　日本電信電話公
社 特許出願代理人　　　弁理士　山　本　恵　−尾５　図 ３に 尾６　目

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）ディジタル移動通信において、送信側では送信デ
   ータをフェージングの半周期と同程度ないしはそれ以上
   の時間間隔をおいて２回以上くり返すインターレース信
   号に変換する符号化手段を具備し、受信側では複数のア
   ンテナから成るダイパーシティ受信アンテナと、前記ダ
   イパーシティ受信アンテナを切り替えるアンテナ切替手
   段と、受信レベルがしきい値レベルを上から下へ横切っ
   たトキアンテナを他のアンテナに切り替えるように前記
   アンテナ切替手段に指示を与える切替制御手段と、アン
   テナ切替に伴う切替雑音の影響を受けた受信データを除
   去した上で、インターレースされた各回の受信信号を複
   数のダイパーシティ枝に現れる受信信号とみなし、それ
   ぞれの受信レベルに応じて選択・合成する復号化手段と
   を具備し、切替雑音によって符号誤りが生じている受信
   データを排除し、代りに他の回に送受信されたデータで
   これを補間することによって切替雑音によるダイパーシ
   ティ効果の劣化を軽減することを特徴とするダイパーシ
   ティ通信方式。 （２）切替制御手段として、受信レベルがしきい値レベ
   ルを下回っているときには受信レベルがしきい値レベル
   を上回るまで受信レベル検出に必要な時間を周期として
   ダイパーシティ受信アンテナを次々と切り替えるように
   アンテナ切替手段に指示を与える切替制御手段を用いる
   ことを特徴とする特許請求範囲第１項記載のダイパーシ
   ティ通信方式。 （３）切替制御手段として、複数個のしきい値を設け、
   受信レベルがその時設定されているしきい値レベル以下
   になったときにはアンテナを切り替えるようにアンテナ
   切替手段に指示を与えるとともに、切替後しきい値を一
   段低いしきい値に変更し、また受信レベルがそのとき設
   定されているしきい値より高いしきい値以上になった場
   合には、しきい値を一段高いしきい値に変更するように
   、アンテナの切替及びしきい値の変更を受信レベルに応
   じて自動的に制御する切替制御手段を用いることを特徴
   とする特許請求範囲第１項記載のダイパーシティ通信方
   式。 （４）ディジタル移動通信において、送信側では、フェ
   ージングの半周期と同程度ないしはそれ以上の時間間隔
   だけ互いに隔てた２ビツト以上の送信データに対して、
   １ビツトの誤り検出符号を付加する符号化手段を具備し
   、受信側では、複数のアンテナから成るダイパーシティ
   受信アンテナと、前記ダイパーシティ受信アンテナを切
   り替えるアンテナ切替手段と、受信レベルがしきい値レ
   ベルを上から下へ横切ったときアンテナを他のアンテナ
   に切り替えるように前記アンテナ切替手段に指示を与え
   る切替制御手段と、アンテナ切替に伴う切替雑音の影響
   を受けた受信データを除去し、こ）１１ れな誤り検出ビットを用いて補間するとともに、切替雑
   音の影響のない受信データに対しては常時誤り検出を行
   い、誤りが検出された場合には最も低い受信レベルに対
   応するデータに誤りが生じたとみなし、これを訂正する
   復号化手段とを具備し、切替雑音のために符号誤りが生
   じたデータを誤り検出ビットを用いて補間することによ
   って切替雑音によるダイパーシティ効果の劣化を軽減す
   るこベルを下回っているときには受信レベルがしきい値
   レベルを上回るまで受信レベル検出に必要な時間を周期
   として、ダイパーシティ受信アンテナを次々と切り替え
   るようにアンテナ切替手段に指示を与える切替制御手段
   を用いることを特徴とする特許請求範囲第４項記載のダ
   イパーシティ通信方式。 （６）　　切替制御手段として、複数個のしきい値を設
   け、受信レベルがそのとき設定されているしきい値レベ
   ル以下に存っだときにはアンテナを切り替えるようにア
   ンテナ切替手段に指示を与えるとともに、切替後しきい
   値を一段低いしきい値に変更し、また受信レベルがその
   とき設定されているしきい値より高いしきい値以上にな
   った場合には、しきい値を一段高いしきい値に変更する
   ように、アンテナの切替及びしきい値の変更を受信レベ
   ルに応じて自動的に制御する切替制御手段を用いること
   を特徴とする特許請求範囲第４項記載のダイパーシティ
   通信方式。