JPS58175333A

JPS58175333A - ダイバ−シテイ通信方式

Info

Publication number: JPS58175333A
Application number: JP57057377A
Authority: JP
Inventors: Toshio Miki; 三木　俊雄
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1982-04-08
Filing date: 1982-04-08
Publication date: 1983-10-14
Also published as: JPS6342457B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、マルチパスフェージング等のために伝送特性
が著しく劣化するディジタル移動通信において、伝送特
性を改善し良好な通信を実現するためのダイパーシティ
通信方式に関するものである。

（背景技術）従来ダイパーシティ通信方式には基地局及び移動局の両
−局あるいは一方の局において送信及び受信ダイパーシ
ティの両方あるいは一方を行う方式があった。移動通信
においては、（ａ）移動局はできる限り簡易な構成とし
、小型・経済化を図ること、（ｂｌ移動局ではバッテリ
ー負荷を減らす必要があり、低送信電力化による低消費
電力化に努めること、（Ｃｌマルチパスフェージングに
よる伝送特性の劣化を、周波数の有効利用を図りつつ改
善すること、なる条件が強く要求されろ。従って、移動
局にお℃・て送信ダイパーシティを行うには複数のアン
テナ・送信機が必要であることから、（ａ）、　（ｂ）
の要求条件に反すると℃・う欠点がある。

また、移動局において受信ダイパーシティを行うには複
数のアンテナが必要であり（ａ）の条件に反する。以上
のことから、従来方式では基地局送信及び受信ダイパー
シティを行うのが比較的条件に合致した方法であると言
える。しかし、送信ダイパーシティでは通常のダイパー
シティ無しの通信に比べ４７３倍以上のスペクトルを必
要とするため、この方法では上り、下りの回線で所要ス
ペクトル量に差異を生じ、上り回線（移動局→基地局）
でスペクトルを無駄に使用することとなる欠点があった
。しかも、この方法では上り、下りの回線で伝送時４′
１の改善葉がほぼ同程度となるため、移動局の所要送信
′電力を基地局のそれに比べてさらに減少させることが
できないという欠点もあった。

（発明の課題）本発明はこれらの欠点を除去するために、基地局から移
動局への下り回線ではオフセット送信ダイバージアイを
行い、移動局から基地局への上り回線では下り回線と同
一の周波数帯域幅を使用する時間ダイパーシティを行う
ことを特徴とし、その目的は周波数の有効利用を図りつ
つ移動局の規模をほとんど増すことなしに伝送特性を改
善することにある。

（発明の構成および作用）第１図は本発明のダイパーシティ通信方式におけろ基地
局・移動局の一構成例であって、１は基地局、２は移動
局である。

基地局では、端子３から入力した送信データを搬送波発
生器６７で発生する互いに一定の周波数関係にある搬送
波信号と合わせてＦＭ（又はＰＭ）ｉｐ４器４，５にて
ＦＭ（又はＰＭ）変調した後、電力増幅器８，９で所要
送信電力にまで増幅し、アンテナ１２　、１３から送信
する。アンテナ１２と１３は、その送信信号及び受信信
号のレベル変動の相関が互いに低くなるように距離を離
して設置する（空間ダイパーシティ）か、又は異なる指
向性あるいは偏波特性を持つアンテナを設置する。搬送
波信号の周波数、関係及び第１図以外の構成法によるオ
フセット送信ダイパーシティ技術については特願昭５５
−０１７８０６の［送信ダイパーシティ通信方式］に説
明されているごと（，２つの適当に離間した周波数の搬
送波を用いて信号を伝送し、受信側でこれらを同時に受
信することにより、２つの電力の和を受信するものであ
る。本構成例では２ブランチ周波数オフセット送信ダイ
パーシティが行わ　　　　　　　１れる。他の構成法に
よれば変調指数オフセットあろいは波形オフセント送信
ダイパーシティが実現できるが、それぞれ必要とする周
波数帯域幅が異なろ。送受分波器］（１、１１はアンテ
ナを共用するために用いる。

一方、アンテナ１２　、１３で受信された電波はダイパ
ーシティ受信機口で２ブランチ受信ダイノ；−シティを
施され復調出力データとして復号器１５に加えられろ。

復号器は時間ダイノく−シテイの復号操作を行い、端子
１６に仮号データを出力する。即ち基地局の受信系は空
間又は偏波、指向性と時間ダイパーシティを同時に行う
。ダイノく−シテイ受信機は、最大比合成、等利得合成
、選択ダイノく−シティ等のダイパー／ティ受信法のう
ち、（・ずれかを行う。

移動局では、アンテナ加で受信した電波を送受分波器２
１で分波した後、遅延検波などオフセント送信ダイパー
シティに適した検波回路を有する受信機２２で復調し受
信データとして端子２３に出力する。一方、送信系は端
子２１から入力された送信データは符号器５で時間ダイ
・く−シテイ符号化を受けた後、Ｉ”Ｍ（又はＰＭ）変
調器２６で搬送波発生器２７で発生された搬送波信号と
ともにＦＭ（又はＰＭ）変調され、電力増幅器間で増幅
されてアンテナ加かも送信されろ。このように、移動局
の構成はきわめて簡易であり、通常の送受信機に符号器
５が付加されるのみである。

以上説明したように本発明のダイノぐ−シテイ通信方式
では、１）下り回線（基地局→移動局）ではオフセット送信ダ
イパーシティ；１１）上り回線（移動局→基地局）では空間（又は指向
性、偏波）と時間ダイノ（−シティを行うことにより移
動局の規模をほとんど大きくすることなく、上り、下り
の回線の伝送特性の改善を図っている。オフセント送信
ダイノζ−ンテイは、通常の通信に比べ所要周波数帯域
幅が４／３倍程度以上の値をとる。従って上り回線では
、この所要帯域幅の増分に等し−・枝の数を有する時間
ダイパーシティを採用する。例えば、周波数オフセット
送信、１ピノ）　ｓｉｎ遅延検波を用（・る方式の場合
には所要帯域幅が３／２倍となるため、３／２枝時間ダ
イノ；−シティを採用する。このように設定することに
より上り、下りの回線での所要帯域幅が同一値となり、
周波数の有効利用が図才１ろ。し２がも、上り回線では
各ダイパーシティの相乗効果があり、例えば基地局２ブ
ランチ受信、：３／２枝時間ダイパーシティでは、等価
的に３枝の効果が得られ、下り回線の２枝より大きな伝
送特性改善効果が得られろ。このため、移動局所要送信
電力をより低くすることができ、移動局送信機の一層の
小型化が図れる。また、変調指数オフセットや波形オフ
セット送信ダイパーシティでは更に所要帯域幅が太きい
ため、より枝数の多し・時間ダイパーシティを用いるこ
とができる。

第２図（Ａ）　、　（Ｂ）は上り回線に用いる時間ダイ
パーシティの符号構成例で、（Ａ）は２枝の場合、（Ｂ
）は３／２枝の場合の例である。まず、（Ａ）について
説明する。

符号化された音声信号やファクシミリ信号等の伝送すべ
き信号のデータ系列側を（ａ、）＜ｔは整数）、実際に
送信機から送出される信号のデータ系列２１を（ｂ、）
（）は整数）受信装置から出力される復調出力信号のデ
ータ系列２２を（Ｃ２）と表現する。（ａ、１はクロッ
ク周波数ｆ。のデータ系列であり、インターレース回数
がＮ回のとき（ｂ、）のクロック周波数Ｊｃ′はＮｆｃ
に設定する必要がある。本実施例では２回であるため、
ｆｃ’−２ｆｃ　としである。（−）は後述する送信装
置内の符号器において次の様に（ｂｌへと符号化される
。（ｂ、）の奇数タイムスロットト（ｂ２．＋１）には、そのとき大刀されているデータ
（町）がそのまま割当てられる。即ちｂ２Ｌ＋１＝ａｔ
とする。一方、（ｂ−１の偶数タイムスロット”２Ｚ＋
２１）には、インターレース送信されるｎピノと遅延データ（
Ｃ７−ｎ＋が割当てられる。即ち、ｂ２．＋。−ａＬ。

とする。遅延量ｎビットはフェージングの半周期程度以
上の任意の値に設定する。このようにして、（ａ、ｌは
インターレース配置された後、送出される。

以上の様な符号化を行うと図に示すようにａｌはｂ３及
ヒｂ２ｏ＋４のタイムスロットに割当てられ”　２ｎ＋
２の両隣りｂ２ｎ＋Ｉ　、ｂ２ｎ＋３　Ｋはそれぞれａ
。”’ｎ＋１が割当てられ、遅延無しと遅延有りのデー
タが交互に送信されろ。

一方、受信装置では受信機検波出力から（ｂ、）、クロ
ック町生回路出力から２ｆｃの周波数の再生クロックが
得られ、各クロックタイミングでのデータ１）は２ｎ＋
１ビツト以前に併られたデータｂｊ−２ｎ−１ノと各々の受信レベルに応じて合成され、識別判定回路を
通った後復調データ出力（Ｃ４）となる。（Ｃ，１は互
（・に杓号誤り率の相関が低い２個のデータｂ。

とｂ）’−２ｎ−１から選択・合成されて得られるため
、（町）をそのまま伝送した場合よりも低い符号誤り率
が得られろ。＋　ｂ卯の組合せとしては、図からもわか
るように偶数タイムスロット、及び奇数タイムスロット
の２通りの組合せがあり、後述する組合せ検出回路でい
ずれが正しい組合せかを検出する。

以上の説明は２枝時間ダイパーシティの場合について述
べたが、一般にＮ枝時間ダイパーシティの場合には、（
ｂ、）がクロック周波数Ｎｆｃの信号系列となり、ｔａ
、＋の１ビツト分の時間内にＮビットのタイムスロット
な持つ。各タイムスロットには”ｉ、ａｔ−ｎ、ａｔ−
２１＋　”’＋ａｉ−（Ｎ−１）ｎのＮビ、トが入り、
受信脚１ではＮ通りのＮビットからなるタイムスロット
の組合せの中がら正しい組合せを検出し復調する。この
組合せ検出は、Ｎ通りの組合せのうち最も組合せ内のＮ
ビットの一致度の高い組合せを選ぶという方法により実
現できる。正しい組合せを選ぶと（・う方法により実現
できろ。正しい組合せ以外の組合せでは異なるデータビ
ットの組合せとなるため、０と１がランダムに組み合わ
され一致度が高くなることはなく、組合せ検出を誤るこ
とは少なく、かつ一度引込めばクロック同期がはずれな
い限り、組合せ検出がはずれることもない。また、組合
せ検出が正しく動作するまでの過渡時間には、（ｂ、）
をＮビットおきにサンプルし、（Ｃ１）とすることによ
って正しい復調出方が得られろ。

次に第２図（ＢＩ　Ｋついて説明する。

符号器はフェージングの半周期と同程度な℃・しはそれ
以上の時間間隔に相当するビット数（２ｎ−＋）ピント
だけ互見・に隔てた２ビツトの送信データ（ｎは整数、
基準クロックをｆ。とする）について１ビツトの誤り検
出ピントを求め、これらの３ビツトを一つのグループと
して送信データはほぼリアルタイムに、誤り検出ピット
は後の送信データよりさらに前記時間間隔にほぼ等しい
時間間隔をおいて出力する。このように時間間隔を設定
しておけば、グループ内の各ビットが受信されるととの
受信レベルがほぼ無相関となるため、復調されたデータ
系列ではグループ内のビットが同時に符号誤りを生ずる
確率を小さくできる。第２図中から例を取り挙げると、
送信データａ１は符号器出力データｂ２に、ａ２ｎはｂ
３ｎに、符号誤り検出ビットａ１■”２ｎはｂ６ｏ−２
に割り当てられ、各ビット間の間隔は（ｂ戸のクロック
周波数ｆ。′を基準クロックとすれば（３ｎ−２）ビッ
トとなる。ただし、■は符号誤り検出ピットを求める演
算を意味するものとする。この符号化を式で表現すれば
、ｋを整数としてｂ３に：ａ２ｋＩ＋）３に＋１：ｐ２に＝　”３に一６
１＋５■ａ３に一３０＋３１ｂ３に＋２：ａ２に＋１と
表せる。符号誤り検出ビット作成方法としては、２パリ
ティ−、チェックサム等各種の方法があるが、１ビット
誤り検出法である限りいずれを用いても本発明の性能に
は影響しない。以上の説明は送信データ２ビツトにっき
１ビツトの符号誤り検出ピットを付加する場合の例であ
るが、一般に送信データＮビットをグループとする場合
には伝送効率η＝Ｎ／（Ｎ＋１）となり、より伝送効率
は良くなる。

受信側では次のアルゴリズムに従って復号する。

各グループ毎に誤り検出を行い、（１）誤りが無℃・場合には、データビットを間隔（２
ｎ−１）ピントでそのまま出力する。

（２）誤りが検出された場合には、受信レベルを比較し
て最低レベルに対応するビットが（ａｌ　　いずれが一方のデータビットであれば、その
ビットに誤りが生じたとみなしてこれを訂正する。　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　１（ｂｌ　　誤り検出ピットであれば、（１）
と同様にデータビットをそのまま出力する。

即ち、各グループ毎に１ビツト付加されている誤り検出
ピットの冗長性を利用して１ビット誤り別正を行うアル
ゴリズムであり、フェージングに伴う受信レベル低下に
起因する符号誤りを除去できる。ティジタル移動通信で
は受信レベルと誤り率の間に密接な関係があり、受信レ
ベルの低下につれ誤り率が急激に劣化するという性質が
ある。

従って、受信レベルの最も低いビットに誤りが生じたと
みなし、これを訂正するという方法を用（・れば、誤訂
正の危険はほとんど無く、かつ前述のよダにグループ内
のビットが同時誤りを生じる確率を低く押える符号化を
施しであるため、復調データに含まれる誤りの大部分が
正しく削正された復号データ出力を得ろことができる。

第３図（Ａ）　、　（Ｂｌは第１図に示した本発明の実
施例中の符号器５の一構成例である。

第３図（Ａｌにおいて、入力端子４０から入力された送
信データは、（Ｎ−１）個のｎビットシフトレジスタ４
３〜４５を通してＮ個の入力端子を持つゲート回路４６
に加えられる。シフトレジスタは送信クロック（周波数
ｆ。）でシフトされる。ゲート回路は、周波数Ｎｆ−ｏ
の高速クロックに基づいてＮ個の入力を順次切り替え、
符号器出力信号を出力端子４２に出力する。クロック発
生回路４７はｆ。及びＮｆｏの２つのクロックを発生し
シフトレジスタ及びゲート回路に供給するとともに端子
４１に出力する。

第３図（Ｂ）においてクロック発生回路４７は周波数ｆ
ｏとｆｃ′の２つのクロック信号を発生し、ｆｏをシフ
トレジスタ４３〜４５及び送信クロック出力端子４１に
出力するとともに、ｆｏ′をゲート回路４６に出力する
。音声符号器やファクシミリなどの送信データ源は、端
子４１の送信クロックに同期させた送信データを入力端
子４０に加えろ。−送信データはＮ−１個の（２ｎ−＋
）ビットのシフトレジスタ４３〜４５を通った出力とと
もに■印で示した誤り検出ビット生成８回ＭＫ加えられｆ。′で（３ｎ−２）ビットのシフトレ
ジスタ４９で遅延されゲート回路に加えられる。Ｎ＋１
個の入力端子のうち、Ｎ個には送信データが、１個には
誤り検出ピットが入力されているゲート回路４６はクロ
ック周波数ｆ。′で順次入力を切り替え、符号器出力デ
ータ系列（Ｃ１）を端子４２に出力する。

第２図（Ｂｌに示した伝送効率２／３の場合には、シフ
トレジスタは２個で済み簡易な構成となる。

第４図（Ａ）及び（Ｂ）は第１図に示１〜だ本発明の実
施例中の復号器１５の一構成例である。

第４図（Ａ）において、３枝の場合について説明する。

入力端子５２から入力された受信レベル信号は遅延回路
６３〜６４を通った後、インターレース信号の各ビット
に対応する３個の受信レベル信号として合成制御信号発
生回路６２に加えられる。合成制御信号発生回路は予め
定められたアルゴリズムに従って受信レベルに応じた合
成係数を求め、合成制御信号として合成器６１に出力す
る。一方、受信機検波出力は受信信号入力端子５１から
入力され、２個のｎビットシフトレジスタ５５〜５６を
通して３個の入力端子を持つ組合せ検出回路５７及び合
成器６１に加えられる。組合せ検出回路では３個のタイ
ムスロットの組合せのうち、正しい組合せを検出し、こ
のタイミングを示すリセット信号を復号クロック発生回
路６０に出力する。復号クロック発生回路はこのリセッ
トタイミングを用いて入力端子間から入力された再生ク
ロックを３分周し、後述Ｔろ合成回路出力信号に同期し
た受信クロックを合成器６１及び出力端子５３に出力す
る。合成器は受信クロックタイミングにおいて、３個の
受信信号を合成制御信号に基づき合成して、合成器出力
信号を出力端予調に出力する。上記の説明かられかるよ
うに、この図の回路は３個のタイムスロットにおいてイ
ンターレース送信された信号を各々の受信レベルに応じ
て合成するので、合成出力信号は合成する前の℃・ずれ
の信号よりも低い符号誤り率を持つこととなる。

次に第４図（Ｂｌにより３／２枝の場合について説明す
る。受信機から出力さ、れる再生クロック信号（クロッ
ク周波数ｆ。′）、受信データ系列、受信レベルは各々
入力端子５０〜５２に加えられる。受信データは（３ｎ
−２）ビットのシフトレジスタ５５　、５６ヲ通った出
力とともに合成器６１に入力される。復号クロック発生
回路口は、受信データ系列を監視し、統計的処理を祈り
ことによって再生クロックｆ。′から復号クロックｆ。

を生成する。以下この方法について説明する。第２図（
Ｂｌの（−）が受信データ系列として復号器に与えられ
るが、互（・に（３ｎ−２）ビット離れたデータの組合
せには、例えば’　ｌ）２　（”　１）、ｂ３ｎ（ａ２
ｎ）　＋　ｂ６ｎ−２＋　ｌ　（ｂ３（”２）　＋ｂ３
ｎ＋１＋ｂ６ｎ−＋（ａ４ｎ−１月。

（ｂ４＋　ｂ３ｎ＋２（ａ２１１＋１　）＋　ｂ６ｎ（
ａ４ｎ）ｌの３通りのバタンかある。

このうち正しく誤り検出を行うことのできる組合せは最
初のバタンのみであり、他の２つは誤った組合せである
。従って各パタンに対して誤り検出を行うと、正しいパ
タンに比べ他の２つは誤り力書突出される確率か冒く、
統計的に正しい、バタンを見出すことが可能となる。復
号クロック発生回路はこのような統計的処理を行うとと
もに、正しいパタンを与えろタイミング信号から復号ク
ロックを発生し合成器６１及び端子５３に出力する。

合成器６１は端子５２かも入力され、遅延回路６３　。

６４を通った受信レベルに基づいて、第２図（Ｂｌにつ
いての説明の項で述べたアルゴリズムに従って誤り訂正
した復号データ系列を端子５４に出力する。

第５図は本発明のダイパーシティ通信方式における平均
符号誤り率特性の計算例であり、曲線７２はダイパーシ
ティ無しの場合、７０は下り回線、７１は上り回線の場
合である。なお、条件としては情報伝送速度１６ｋｂｐ
ｓ　、　ＭＳ　Ｋ　（Ｍｉｎｉｍｕｍ−Ｓｈｉｆｔ−Ｋ
ｅｙｉｎｇ）変調、下り回線は２ブランチ周波数オフセ
ット送信ダイパーシティ（１ピノ）ｓｉｎ遅延検波）、
上り回線は２ブランチ空間ダイパーシティ及び３／２枝
時間ダイパーシティで選択合成法を用いるものと仮定し
た。図かられかるように本発明によって誤り率特性は大
幅に改善されており、特に上り回線はさらに大きな効果
が得られて（・る。

（発明の効果）以上説明したように、本発明のダイパーシティ通信方式
は基地局において送信ダイパーシティを行うとともに上
り回線に時間ダイパーシティを導入したダイパーシティ
通信方式であるから、１）上り、下りの各回線での所要
周波数帯域幅が同一値となり、スペクトラムをフルに活
用できろこと。

１１）上り回線の伝送特性改善度が増加するため、移動
局の送信電力をさらに低減することができろこと。

ｉｉｉ　）移動局は通常の送受信機に時間ダイバーンテ
ィ符号器を加えた簡易な構成となり、その小型経済化が
図れることなどの利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による通信方式の実施例を示すブロック
図、第２図（Ａｌ　、　（Ｂｌは本発明通信方式におけ
ろ移動局から基地局への信号の符号構成例、第３図（Ａ
）　ｌ　（Ｂ）は第１図の符号器５の構成例、第４図（
Ａｌ　、　（川は第１図の復号器１５の構成例、第５図
は本発明通信方式における誤り率特性例を示す図であ、
ろ。ｌ・・・基地局装置、２・・・移動局装置、３・・・送
信データ出力端子、４．訃・・ドＭ（又はＰＭ）変調器
、６．７・・搬送波発生器、８，９・・・電力増幅器、
１０　、１１・・・送受分波器、１２　、１３・・・ア
ンテナ、１４・・・ダイパーシティ受信機、１５・・・
復号器、１６・・・受信データ出力端子、２０・・アン
テナ、２１・・・送受分波器、２２・・受信機、２３・
・・受信データ出力端子、２１・・・送信データ入力端
子、５・・・符号器、２６・・・ＰＭ（又はＰＭ）変調
器、２７・・・搬送波発生器、訃・・・電力増幅器、３
１・・・送信データ系列、３２・・・符号器出力データ
系列、３：３・・・復号データ系列、４０・・・送信デ
ータ入力端子、１１・・送信クロック出力端子、４２・
・・符号器出力端子、４３〜４５・・シフトレジスタ、
４６・・・ゲート回路、４７・・クロック発生回路、４
８・・・誤り検出ビット発生回路、４９・・・シフトレ
ジスタ、５０・・・再生クロック入力端子、５１・・受
信データ入力端子、５２・・・受信レベル入力端子、５
３・・・復号クロック出力端子、５４・・・復号データ
出力端子、５５　、５６・・・シフトレジスタ、５７・
・・組合せ検出回路、５８・・・誤り検出ピント発生回
路、５９・・・誤り検出回路、６０・・・復号クロック
発生回路、６１・・・合成器、６２・・・レベル比較器
、６３　、６４・・・遅延回路、７０・・・下り回線の
誤り率特性、特許出願人　　日本電信電話公社特許出願代理人　升埋士　山　８本　恵　−第　２　図
（Ａ）第　２　図（Ｂ）第　４　図（Ａ）第５図ｍ送スす４外電隻カビしくｄＢｌ

Claims

【特許請求の範囲】

固定基地局と複数の移動局との間のディジタル移動通信
において、基地局から移動局への方向の回線にはオフセ
ット送信ダイパーシティを行ない、移動局から基地局へ
の方向の回線には時間ダイノく−シティを行ない、両方
向の回線で用いる周波数帯域幅を同一の値とすることを
特徴とするグイ・（−シティ通信方式。