JP3273161B2 - 負荷駆動回路 - Google Patents
負荷駆動回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
て負荷を駆動する負荷駆動回路にかかり、例えば負荷と
して蛍光ランプを用いそれを発光駆動するための負荷電
流であるランプ電流を可変して蛍光ランプを例えば液晶
バックライト用として用いた場合にそのバックライトの
輝度を変化させるのに好適な負荷駆動回路に関する。
て負荷を駆動する負荷駆動回路にかかり、例えば負荷と
して蛍光ランプを用いそれを発光駆動するための負荷電
流であるランプ電流を可変して蛍光ランプを例えば液晶
バックライト用として用いた場合にそのバックライトの
輝度を変化させるのに好適な負荷駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６を参照して負荷として蛍光ランプを
用いそれを液晶バックライトなどの照明装置に使用した
場合の従来の負荷駆動回路について説明する。
用いそれを液晶バックライトなどの照明装置に使用した
場合の従来の負荷駆動回路について説明する。
【０００３】この駆動回路は、電池などの直流電源Ｖｉ
ｎと、この直流電源Ｖｉｎから供給される電力を変換し
て出力する電力変換部ＰＣと、電力変換部ＰＣからの直
流を交流に変換するインバータＩＶと、このインバータ
ＩＶからの交流出力によって発光駆動される蛍光ランプ
ＦＬと、蛍光ランプＦＬ内を流れるランプ電流の誤差分
を検出するランプ電流誤差検出回路ＬＤとを有してい
る。
ｎと、この直流電源Ｖｉｎから供給される電力を変換し
て出力する電力変換部ＰＣと、電力変換部ＰＣからの直
流を交流に変換するインバータＩＶと、このインバータ
ＩＶからの交流出力によって発光駆動される蛍光ランプ
ＦＬと、蛍光ランプＦＬ内を流れるランプ電流の誤差分
を検出するランプ電流誤差検出回路ＬＤとを有してい
る。
【０００４】電力変換部ＰＣは、ステップダウンチョッ
パであり、ＩＣで構成され帰還信号に応答したチョッ
ピング駆動信号を出力するパルス幅制御回路ＰＷＭ
と、このチョッピング駆動信号の入力に応答して直流
電源Ｖｉｎの電力を変換するようにチョッピング動作を
するスイッチングトランジスタＱ１とを有している。
パであり、ＩＣで構成され帰還信号に応答したチョッ
ピング駆動信号を出力するパルス幅制御回路ＰＷＭ
と、このチョッピング駆動信号の入力に応答して直流
電源Ｖｉｎの電力を変換するようにチョッピング動作を
するスイッチングトランジスタＱ１とを有している。
【０００５】電力変換部ＰＣにおけるパルス幅制御回路
ＰＷＭは、三角波状の発振波形で内部発振しているとと
もに、入力されてくる帰還信号のレベルでその発振波
形をスライスし、発振波形のスライス幅に対応してスイ
ッチングトランジスタＱ１をチョッピング動作させて、
直流電源Ｖｉｎをチョッピングして該スイッチングトラ
ンジスタＱ１のコレクタ側にはそのスライス幅に対応し
たオンデューティーを有するチョッピングパルスを出
力するようになっている。
ＰＷＭは、三角波状の発振波形で内部発振しているとと
もに、入力されてくる帰還信号のレベルでその発振波
形をスライスし、発振波形のスライス幅に対応してスイ
ッチングトランジスタＱ１をチョッピング動作させて、
直流電源Ｖｉｎをチョッピングして該スイッチングトラ
ンジスタＱ１のコレクタ側にはそのスライス幅に対応し
たオンデューティーを有するチョッピングパルスを出
力するようになっている。
【０００６】ここで帰還信号はランプ電流誤差検出回
路ＬＤで検出されたランプ電流の誤差分に応じてレベル
が変化するものであり、したがって、帰還信号のレベ
ルでパルス幅制御回路ＰＷＭの発振波形をスライスする
ことでチョッピングパルスの波形のオンデューティー
のパルス幅はランプ電流の誤差分を打ち消して所定のラ
ンプ電流に対応していることになり、その結果、蛍光ラ
ンプＦＬは所定の輝度で発光動作できるようになってい
る。
路ＬＤで検出されたランプ電流の誤差分に応じてレベル
が変化するものであり、したがって、帰還信号のレベ
ルでパルス幅制御回路ＰＷＭの発振波形をスライスする
ことでチョッピングパルスの波形のオンデューティー
のパルス幅はランプ電流の誤差分を打ち消して所定のラ
ンプ電流に対応していることになり、その結果、蛍光ラ
ンプＦＬは所定の輝度で発光動作できるようになってい
る。
【０００７】インバータＩＶは、定電流インダクタＬ
と、起動抵抗Ｒ３，Ｒ４と、互いのエミッタが共通に接
続されることでプッシュプル接続された一対のトランジ
スタＱ２，Ｑ３と、これら両トランジスタＱ２，Ｑ３の
コレクタ間に並列に接続された共振コンデンサＣ２と、
一次側巻線ＮＰが同じく両トランジスタＱ２，Ｑ３のコ
レクタ間に並列に接続されたトランスＴと、このトラン
スＴの二次側巻線ＮＳの一端側に接続されたランプ電流
制限用コンデンサＣＢとを有している。
と、起動抵抗Ｒ３，Ｒ４と、互いのエミッタが共通に接
続されることでプッシュプル接続された一対のトランジ
スタＱ２，Ｑ３と、これら両トランジスタＱ２，Ｑ３の
コレクタ間に並列に接続された共振コンデンサＣ２と、
一次側巻線ＮＰが同じく両トランジスタＱ２，Ｑ３のコ
レクタ間に並列に接続されたトランスＴと、このトラン
スＴの二次側巻線ＮＳの一端側に接続されたランプ電流
制限用コンデンサＣＢとを有している。
【０００８】このインバータＩＶにおいては、電力変換
部ＰＣから定電流インダクタＬを介してチョッピングパ
ルスが与えられると、起動抵抗Ｒ３，Ｒ４により、互
いにプッシュプル接続されたトランジスタＱ２，Ｑ３は
順方向にバイアスされて導通を開始する。
部ＰＣから定電流インダクタＬを介してチョッピングパ
ルスが与えられると、起動抵抗Ｒ３，Ｒ４により、互
いにプッシュプル接続されたトランジスタＱ２，Ｑ３は
順方向にバイアスされて導通を開始する。
【０００９】この場合、両トランジスタＱ２，Ｑ３の電
流増幅率のわずかな差によっていずれか一方が他方より
深く導通する。例えば、この場合、一方のトランジスタ
Ｑ２が深く導通したとすると、トランスＴのベース帰還
巻線ＮＢの正帰還作用によって他方のトランジスタＱ３
が逆方向にバイアスされて該一方のトランジスタＱ２は
完全にオン状態となり、トランスＴの一次側巻線ＮＰと
共振コンデンサＣ２とで並列共振する。
流増幅率のわずかな差によっていずれか一方が他方より
深く導通する。例えば、この場合、一方のトランジスタ
Ｑ２が深く導通したとすると、トランスＴのベース帰還
巻線ＮＢの正帰還作用によって他方のトランジスタＱ３
が逆方向にバイアスされて該一方のトランジスタＱ２は
完全にオン状態となり、トランスＴの一次側巻線ＮＰと
共振コンデンサＣ２とで並列共振する。
【００１０】この共振電圧がベース帰還巻線ＮＢに帰還
され両トランジスタＱ２，Ｑ３は交互にオンオフを繰り
返すことになる。その結果、一次側巻線ＮＰ両端には正
弦波の交流が発生する。この交流はトランスＴの一次側
巻線ＮＰと二次側巻線ＮＳとの変成比によって昇圧さ
れ、二次側巻線ＮＳ両端には高い交流が発生することに
なる。
され両トランジスタＱ２，Ｑ３は交互にオンオフを繰り
返すことになる。その結果、一次側巻線ＮＰ両端には正
弦波の交流が発生する。この交流はトランスＴの一次側
巻線ＮＰと二次側巻線ＮＳとの変成比によって昇圧さ
れ、二次側巻線ＮＳ両端には高い交流が発生することに
なる。
【００１１】蛍光ランプＦＬは一端側がコンデンサＣＢ
に他端側がランプ電流検出抵抗Ｒ８を介してトランスＴ
の二次側巻線ＮＳの他端側に接続されている。そして、
蛍光ランプＦＬにはインバータＩＶのトランスＴの二次
側巻線ＮＳに発生する高い交流電圧によって流れるラン
プ電流がコンデンサＣＢを介して流れ込む。これによっ
て、蛍光ランプＦＬは発光する。
に他端側がランプ電流検出抵抗Ｒ８を介してトランスＴ
の二次側巻線ＮＳの他端側に接続されている。そして、
蛍光ランプＦＬにはインバータＩＶのトランスＴの二次
側巻線ＮＳに発生する高い交流電圧によって流れるラン
プ電流がコンデンサＣＢを介して流れ込む。これによっ
て、蛍光ランプＦＬは発光する。
【００１２】ランプ電流誤差分検出回路ＬＤは、前記検
出抵抗Ｒ８と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ３と、
基準電源Ｖｒｅｆと、第１の比較回路としての誤差分比
較回路ＯＰとを有しており、検出抵抗Ｒ８によってラン
プ電流を検出するとともに、この検出に対応して得られ
るコンデンサＣ３両端間の電圧を誤差分比較回路ＯＰの
一方の入力端子＋に対してランプ電流の誤差分の検出電
圧として与える。
出抵抗Ｒ８と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ３と、
基準電源Ｖｒｅｆと、第１の比較回路としての誤差分比
較回路ＯＰとを有しており、検出抵抗Ｒ８によってラン
プ電流を検出するとともに、この検出に対応して得られ
るコンデンサＣ３両端間の電圧を誤差分比較回路ＯＰの
一方の入力端子＋に対してランプ電流の誤差分の検出電
圧として与える。
【００１３】誤差分比較回路ＯＰにおいてはこの検出電
圧を他方の入力端子−の基準電源Ｖｒｅｆからの基準値
と比較するとともに、その比較に対応した電圧をランプ
電流の誤差分としての帰還信号として電力変換部ＰＣ
のパルス幅制御回路ＰＷＭに出力する。こうして、電力
変換部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭは前述した動作を
行うようになっている。
圧を他方の入力端子−の基準電源Ｖｒｅｆからの基準値
と比較するとともに、その比較に対応した電圧をランプ
電流の誤差分としての帰還信号として電力変換部ＰＣ
のパルス幅制御回路ＰＷＭに出力する。こうして、電力
変換部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭは前述した動作を
行うようになっている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の駆動回路における各部の波形について図７を参照し
て説明すると、図７ａはインバータＩＶのトランスＴの
一次側巻線ＮＰのセンタータップとグランドとの間にあ
らわれる交流波形ーを示しており、図７ｂは電力変
換部ＰＣのスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ側
にあらわれるチョッピングパルスの波形を示してお
り、図７ｃは電力変換部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭ
の発振波形と、ランプ電流誤差分検出回路ＬＤの誤差分
比較回路ＯＰから出力される帰還信号の波形を示して
いる。
来の駆動回路における各部の波形について図７を参照し
て説明すると、図７ａはインバータＩＶのトランスＴの
一次側巻線ＮＰのセンタータップとグランドとの間にあ
らわれる交流波形ーを示しており、図７ｂは電力変
換部ＰＣのスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ側
にあらわれるチョッピングパルスの波形を示してお
り、図７ｃは電力変換部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭ
の発振波形と、ランプ電流誤差分検出回路ＬＤの誤差分
比較回路ＯＰから出力される帰還信号の波形を示して
いる。
【００１５】このような波形の関係において、電力変換
部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭでの発振動作による図
７ｂのチョッピングパルスの波形と、インバータＩＶ
での共振による図７ａの交流波形ーとは、互いに非
同期の関係にあるので、図７ｂのチョッピングパルス
の波形の位相と図７ａのインバータの出力である交流波
形ーの位相とは互いに対してはランダムな関係とな
るので電力変換部ＰＣからインバータＩＶへ伝達される
電力には多少の差異が生じてくることになり得る。
部ＰＣのパルス幅制御回路ＰＷＭでの発振動作による図
７ｂのチョッピングパルスの波形と、インバータＩＶ
での共振による図７ａの交流波形ーとは、互いに非
同期の関係にあるので、図７ｂのチョッピングパルス
の波形の位相と図７ａのインバータの出力である交流波
形ーの位相とは互いに対してはランダムな関係とな
るので電力変換部ＰＣからインバータＩＶへ伝達される
電力には多少の差異が生じてくることになり得る。
【００１６】そのため、インバータＩＶから蛍光ランプ
ＦＬに与えられる交流出力波形ーには図７ａのハッ
チングで示されるような歪みが発生し、このことにより
蛍光ランプＦＬへのランプ電流は変動し易く蛍光ランプ
ＦＬの発光が安定せずちらついてしまうという課題があ
る。
ＦＬに与えられる交流出力波形ーには図７ａのハッ
チングで示されるような歪みが発生し、このことにより
蛍光ランプＦＬへのランプ電流は変動し易く蛍光ランプ
ＦＬの発光が安定せずちらついてしまうという課題があ
る。
【００１７】一方、このような蛍光ランプＦＬのちらつ
き防止策としてチョッピングパルスの周波数を高くし
てインバータＩＶへの電力の伝達量の変化を抑制する手
法もあるが、これではチョッピングパルスの周波数が
高くなることによってスイッチングトランジスタＱ１で
のチョッピング動作時のスイッチング損失を招き、電力
の変換効率の低下を来すという別の課題が残されるもの
となる。
き防止策としてチョッピングパルスの周波数を高くし
てインバータＩＶへの電力の伝達量の変化を抑制する手
法もあるが、これではチョッピングパルスの周波数が
高くなることによってスイッチングトランジスタＱ１で
のチョッピング動作時のスイッチング損失を招き、電力
の変換効率の低下を来すという別の課題が残されるもの
となる。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る本発明の
駆動回路においては、スイッチング素子をチョッピング
駆動信号によって動作させることで直流電源をスイッチ
ング素子を介してチョッピングする電力変換部と、この
チョッピングパルスの入力に応答動作するインバータ
と、インバータ出力で駆動される負荷に流れる電流の誤
差分に対応した帰還信号を出力する検出回路とを有し、
前記インバータが、エミッタが共通に接続された一対の
トランジスタと、両トランジスタそれぞれのコレクタ間
に並列に接続された共振コンデンサおよびトランスとを
有し、前記トランジスタの一次側巻線のセンタータップ
にあらわれる電圧波形を前記帰還信号のレベルと比較す
る第２の比較回路を設け、且つ、前記検出回路が、前記
負荷電流に対応した電圧を基準値と比較する第１の比較
回路を有し、この第１の比較回路からの負荷電流の誤差
分に対応した出力を前記帰還信号として前記第２の比較
回路に出力し、この第２の比較回路の出力をチョッピン
グ駆動信号とすることにより前記スイッチング素子の動
作と前記インバータの動作とを同期させることを特徴と
する構成によって上述した課題を解決している。
駆動回路においては、スイッチング素子をチョッピング
駆動信号によって動作させることで直流電源をスイッチ
ング素子を介してチョッピングする電力変換部と、この
チョッピングパルスの入力に応答動作するインバータ
と、インバータ出力で駆動される負荷に流れる電流の誤
差分に対応した帰還信号を出力する検出回路とを有し、
前記インバータが、エミッタが共通に接続された一対の
トランジスタと、両トランジスタそれぞれのコレクタ間
に並列に接続された共振コンデンサおよびトランスとを
有し、前記トランジスタの一次側巻線のセンタータップ
にあらわれる電圧波形を前記帰還信号のレベルと比較す
る第２の比較回路を設け、且つ、前記検出回路が、前記
負荷電流に対応した電圧を基準値と比較する第１の比較
回路を有し、この第１の比較回路からの負荷電流の誤差
分に対応した出力を前記帰還信号として前記第２の比較
回路に出力し、この第２の比較回路の出力をチョッピン
グ駆動信号とすることにより前記スイッチング素子の動
作と前記インバータの動作とを同期させることを特徴と
する構成によって上述した課題を解決している。
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】図１は、本発明の実施の形態に係る負荷駆
動回路の回路図であり、図６と対応する部分には同一の
符号を付し、その同一の符号に係る部分についての詳し
い説明は省略する。
動回路の回路図であり、図６と対応する部分には同一の
符号を付し、その同一の符号に係る部分についての詳し
い説明は省略する。
【００２３】本発明の負荷駆動回路は、負荷として蛍光
ランプを用いるとともに図６で示される従来のパルス幅
制御回路ＰＷＭを省略し、これに代えて第２の比較回路
としてレベル比較回路ＯＰ１を設けている。そして、こ
のレベル比較回路ＯＰ１の出力部をスイッチングトラン
ジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ２を介して接続し、かつこ
のレベル比較回路ＯＰ１の一方の入力端子＋をトランス
Ｔのセンタータップに分圧抵抗Ｒ９を介して接続し、他
方の入力端子−をランプ電流誤差分検出回路ＬＤ内の誤
差分比較回路ＯＰの出力部に接続した構成としている。
この分圧抵抗Ｒ９はもう１つの分圧抵抗Ｒ１０とでトラ
ンスＴのセンタータップとグランドとの間に直列に接続
されている。
ランプを用いるとともに図６で示される従来のパルス幅
制御回路ＰＷＭを省略し、これに代えて第２の比較回路
としてレベル比較回路ＯＰ１を設けている。そして、こ
のレベル比較回路ＯＰ１の出力部をスイッチングトラン
ジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ２を介して接続し、かつこ
のレベル比較回路ＯＰ１の一方の入力端子＋をトランス
Ｔのセンタータップに分圧抵抗Ｒ９を介して接続し、他
方の入力端子−をランプ電流誤差分検出回路ＬＤ内の誤
差分比較回路ＯＰの出力部に接続した構成としている。
この分圧抵抗Ｒ９はもう１つの分圧抵抗Ｒ１０とでトラ
ンスＴのセンタータップとグランドとの間に直列に接続
されている。
【００２４】動作を図２を参照して説明する。図２ａは
インバータＩＶの交流波形ーと、帰還信号のレベ
ルとを示しており、図２ｂはチョッピングパルスの波
形を示している。図２ａで帰還信号のレベルは点線と
実線で示されており、ランプ電流の誤差分に応じて帰還
信号のレベルが変化することを示している。また、図
２ｂでもチョッピングパルスの波形は点線と実線とで
示されており、点線の帰還信号と点線のチョッピング
パルスとが対応し、実線の帰還信号と実線のチョッ
ピングパルスとが対応している。
インバータＩＶの交流波形ーと、帰還信号のレベ
ルとを示しており、図２ｂはチョッピングパルスの波
形を示している。図２ａで帰還信号のレベルは点線と
実線で示されており、ランプ電流の誤差分に応じて帰還
信号のレベルが変化することを示している。また、図
２ｂでもチョッピングパルスの波形は点線と実線とで
示されており、点線の帰還信号と点線のチョッピング
パルスとが対応し、実線の帰還信号と実線のチョッ
ピングパルスとが対応している。
【００２５】直流電源Ｖｉｎは電力変換部ＰＣのスイッ
チングトランジスタＱ１でチョッピングされ、スイッチ
ングトランジスタＱ１のコレクタ側にはチョッピングパ
ルスが出力される。インバータＩＶは電力変換部ＰＣ
からのチョッピングパルスの入力に応答して上述した
動作によってトランスＴの二次側巻線ＮＳ側に高い交流
出力を出力し、これによって蛍光ランプＦＬにはランプ
電流が流れて該蛍光ランプＦＬが発光駆動される。そし
て、ランプ電流誤差分検出回路ＬＤは、検出抵抗Ｒ８で
検出したランプ電流の誤差分を検出しその比較回路ＯＰ
からその誤差に対応したレベルの帰還信号を出力す
る。
チングトランジスタＱ１でチョッピングされ、スイッチ
ングトランジスタＱ１のコレクタ側にはチョッピングパ
ルスが出力される。インバータＩＶは電力変換部ＰＣ
からのチョッピングパルスの入力に応答して上述した
動作によってトランスＴの二次側巻線ＮＳ側に高い交流
出力を出力し、これによって蛍光ランプＦＬにはランプ
電流が流れて該蛍光ランプＦＬが発光駆動される。そし
て、ランプ電流誤差分検出回路ＬＤは、検出抵抗Ｒ８で
検出したランプ電流の誤差分を検出しその比較回路ＯＰ
からその誤差に対応したレベルの帰還信号を出力す
る。
【００２６】この帰還信号は、レベル比較回路ＯＰ１
の一方の入力端子−に与えられる。このレベル比較回路
ＯＰ１の他方の入力端子＋にはインバータＩＶの交流出
力ーが与えられており、帰還信号はレベル比較回
路ＯＰ１においてこの交流出力ーとレベル比較され
ることになる。例えば帰還信号のレベルが図２ａの実
線レベルであれば、レベル比較回路ＯＰ１はそれに対応
したチョッピング駆動信号を出力する結果、スイッチ
ングトランジスタＱ１のコレクタ側には図２ｂの実線で
示されるチョッピングパルスが出力されることとな
る。
の一方の入力端子−に与えられる。このレベル比較回路
ＯＰ１の他方の入力端子＋にはインバータＩＶの交流出
力ーが与えられており、帰還信号はレベル比較回
路ＯＰ１においてこの交流出力ーとレベル比較され
ることになる。例えば帰還信号のレベルが図２ａの実
線レベルであれば、レベル比較回路ＯＰ１はそれに対応
したチョッピング駆動信号を出力する結果、スイッチ
ングトランジスタＱ１のコレクタ側には図２ｂの実線で
示されるチョッピングパルスが出力されることとな
る。
【００２７】したがって、このチョッピングパルスは
インバータＩＶの動作と完全に同期したものとなるの
で、電力変換部ＰＣからインバータＩＶに伝達される電
力量を安定させることが可能となり、インバータＩＶか
らの交流出力で駆動される蛍光ランプＦＬは安定したラ
ンプ電流でちらつきなく発光駆動される。
インバータＩＶの動作と完全に同期したものとなるの
で、電力変換部ＰＣからインバータＩＶに伝達される電
力量を安定させることが可能となり、インバータＩＶか
らの交流出力で駆動される蛍光ランプＦＬは安定したラ
ンプ電流でちらつきなく発光駆動される。
【００２８】なお、上述の実施の形態においては、レベ
ル比較回路ＯＰ１の入力端子＋にはトランスＴの一次側
巻線ＮＰのセンタータップからの交流を入力している
が、この入力端子＋へはインバータＩＶの任意の箇所か
らの交流を入力しても上述の同期を図るうえでは同様に
実施できる。
ル比較回路ＯＰ１の入力端子＋にはトランスＴの一次側
巻線ＮＰのセンタータップからの交流を入力している
が、この入力端子＋へはインバータＩＶの任意の箇所か
らの交流を入力しても上述の同期を図るうえでは同様に
実施できる。
【００２９】なお、上述の実施の形態においては、負荷
として冷陰極管である蛍光ランプを用いたが、図３で示
すように熱陰極管である蛍光ランプＦＬ１を用いるとと
もに、この蛍光ランプＦＬ１での陰極Ｋ１，Ｋ２をトラ
ンスＴの巻線ＮＦ１，ＮＦ２に接続した構成のものでも
よく、また、他の形態の発光ランプで同様に実施しても
よい。
として冷陰極管である蛍光ランプを用いたが、図３で示
すように熱陰極管である蛍光ランプＦＬ１を用いるとと
もに、この蛍光ランプＦＬ１での陰極Ｋ１，Ｋ２をトラ
ンスＴの巻線ＮＦ１，ＮＦ２に接続した構成のものでも
よく、また、他の形態の発光ランプで同様に実施しても
よい。
【００３０】なお、上述の実施の形態においては、負荷
として蛍光ランプであったが、図４で示すようにトラン
スＴの二次側巻線ＮＳにコンデンサＣ４，Ｃ５とダイオ
ードＤ３，Ｄ４とからなる回路を設け、この回路で直流
高圧を得て負荷である抵抗ＶＲに出力できるようにした
直流高圧電源とした構成のものでもよい。図４の場合で
は上述の同期を図れるという効果とともに従来の高価な
パルス幅制御回路を用いていないから、コストダウンを
図れるという効果がある。
として蛍光ランプであったが、図４で示すようにトラン
スＴの二次側巻線ＮＳにコンデンサＣ４，Ｃ５とダイオ
ードＤ３，Ｄ４とからなる回路を設け、この回路で直流
高圧を得て負荷である抵抗ＶＲに出力できるようにした
直流高圧電源とした構成のものでもよい。図４の場合で
は上述の同期を図れるという効果とともに従来の高価な
パルス幅制御回路を用いていないから、コストダウンを
図れるという効果がある。
【００３１】なお、上述の実施の形態においては第２の
比較回路として高速で動作するが高価なレベル比較回路
ＯＰ１を設けたが、このレベル比較回路ＯＰ１に代え
て、図５で示すように安価なトランジスタＱ４，Ｑ５で
構成してもよい。
比較回路として高速で動作するが高価なレベル比較回路
ＯＰ１を設けたが、このレベル比較回路ＯＰ１に代え
て、図５で示すように安価なトランジスタＱ４，Ｑ５で
構成してもよい。
【００３２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、次の効果
を得られる。
を得られる。
【００３３】請求項１の発明 本発明の駆動回路によれば、スイッチング素子をチョッ
ピング駆動信号によって動作させることで直流電源をス
イッチング素子を介してチョッピングする電力変換部
と、このチョッピングパルスの入力に応答動作するイン
バータと、インバータ出力で駆動される負荷に流れる電
流の誤差分に対応した帰還信号を出力する検出回路とを
有し、前記インバータが、エミッタが共通に接続された
一対のトランジスタと、両トランジスタそれぞれのコレ
クタ間に並列に接続された共振コンデンサおよびトラン
スとを有し、前記トランジスタの一次側巻線のセンター
タップにあらわれる電圧波形を前記帰還信号のレベルと
比較する第２の比較回路を設け、且つ、前記検出回路
が、前記負荷電流に対応した電圧を基準値と比較する第
１の比較回路を有し、この第１の比較回路からの負荷電
流の誤差分に対応した出力を前記帰還信号として前記第
２の比較回路に出力し、この第２の比較回路の出力をチ
ョッピング駆動信号とすることにより前記スイッチング
素子の動作と前記インバータの動作とを同期させること
から、電力変換部のチョッピングパルスとインバータ出
力との同期運転が可能となる結果、負荷電流を安定化で
き、例えば負荷として蛍光ランプのような冷陰極管を用
いた場合にそれをちらつきなく発光駆動できる。また、
従来のようにＩＣで構成された高価なパルス幅制御回路
を使用しないから、コストダウンが可能となる。また、
スイッチング素子を用い高い周波数で駆動することもな
くなり、スイッチング素子での損失を抑えることで電力
変換部での電力の変換効率にも優れたものとなる。ま
た、インバータの交流波形の半サイクル単位での電力伝
達量の安定化を図れ、一層の負荷電流の安定化が可能と
なる。さらに、負荷電流の誤差分に正確に対応した動作
が可能となる。
ピング駆動信号によって動作させることで直流電源をス
イッチング素子を介してチョッピングする電力変換部
と、このチョッピングパルスの入力に応答動作するイン
バータと、インバータ出力で駆動される負荷に流れる電
流の誤差分に対応した帰還信号を出力する検出回路とを
有し、前記インバータが、エミッタが共通に接続された
一対のトランジスタと、両トランジスタそれぞれのコレ
クタ間に並列に接続された共振コンデンサおよびトラン
スとを有し、前記トランジスタの一次側巻線のセンター
タップにあらわれる電圧波形を前記帰還信号のレベルと
比較する第２の比較回路を設け、且つ、前記検出回路
が、前記負荷電流に対応した電圧を基準値と比較する第
１の比較回路を有し、この第１の比較回路からの負荷電
流の誤差分に対応した出力を前記帰還信号として前記第
２の比較回路に出力し、この第２の比較回路の出力をチ
ョッピング駆動信号とすることにより前記スイッチング
素子の動作と前記インバータの動作とを同期させること
から、電力変換部のチョッピングパルスとインバータ出
力との同期運転が可能となる結果、負荷電流を安定化で
き、例えば負荷として蛍光ランプのような冷陰極管を用
いた場合にそれをちらつきなく発光駆動できる。また、
従来のようにＩＣで構成された高価なパルス幅制御回路
を使用しないから、コストダウンが可能となる。また、
スイッチング素子を用い高い周波数で駆動することもな
くなり、スイッチング素子での損失を抑えることで電力
変換部での電力の変換効率にも優れたものとなる。ま
た、インバータの交流波形の半サイクル単位での電力伝
達量の安定化を図れ、一層の負荷電流の安定化が可能と
なる。さらに、負荷電流の誤差分に正確に対応した動作
が可能となる。
【００３４】
【００３５】
【図１】本発明の一実施形態に係る負荷駆動回路の回路
図である。
図である。
【図２】図１の駆動回路の各部の波形図である。
【図３】本発明の他の実施の形態に係る回路図である。
【図４】本発明のさらに他の実施の形態に係る回路図で
ある。
ある。
【図５】本発明のさらに他の実施の形態に係る回路図で
ある。
ある。
【図６】従来の負荷駆動回路の回路図である。
【図７】図６の駆動回路の各部の波形図である。
Ｖｉｎ 直流電源 ＰＣ 電力変換部 Ｑ１ スイッチングトランジスタ ＩＶ インバータ ＦＬ 蛍光ランプ ＬＤ ランプ電流誤差分検出回路 ＯＰ１ 第２の比較回路としてのレベル比較回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−153507（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−327257（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−327261（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−111289（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 3/155 H02M 7/538 H05B 41/282
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子をチョッピング駆動信
号によって動作させることで直流電源をスイッチング素
子を介してチョッピングする電力変換部と、 このチョッピングパルスの入力に応答動作するインバー
タと、 インバータ出力で駆動される負荷に流れる電流の誤差分
に対応した帰還信号を出力する検出回路とを有し、 前記インバータが、エミッタが共通に接続された一対の
トランジスタと、両トランジスタそれぞれのコレクタ間
に並列に接続された共振コンデンサおよびトランスとを
有し、前記トランジスタの一次側巻線のセンタータップ
にあらわれる電圧波形を前記帰還信号のレベルと比較す
る第２の比較回路を設け、且つ、前記検出回路が、前記
負荷電流に対応した電圧を基準値と比較する第１の比較
回路を有し、この第１の比較回路からの負荷電流の誤差
分に対応した出力を前記帰還信号として前記第２の比較
回路に出力し、この第２の比較回路の出力をチョッピン
グ駆動信号とすることにより前記スイッチング素子の動
作と前記インバータの動作とを同期させることを特徴と
する負荷駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14939796A JP3273161B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 負荷駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14939796A JP3273161B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 負荷駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09331680A JPH09331680A (ja) | 1997-12-22 |
| JP3273161B2 true JP3273161B2 (ja) | 2002-04-08 |
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ID=15474245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14939796A Expired - Fee Related JP3273161B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 負荷駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3273161B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ITMI20012453A1 (it) * | 2001-11-21 | 2003-05-21 | Vlm Spa | Circuito elettronico di alimentazione in alta frequenza per lampade |
| KR100900463B1 (ko) * | 2002-12-06 | 2009-06-02 | 삼성전자주식회사 | 전원공급장치 및 이를 이용한 액정표시장치 |
| JP2005129004A (ja) | 2003-10-03 | 2005-05-19 | Sharp Corp | 駆動システムおよび交流変換装置 |
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| JP2006187115A (ja) | 2004-12-27 | 2006-07-13 | Toshiba Corp | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
| KR20130071327A (ko) * | 2011-12-20 | 2013-06-28 | 오투 마이크로, 인코포레이티드 | 복수 출력을 가진 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 |
-
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- 1996-06-11 JP JP14939796A patent/JP3273161B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH09331680A (ja) | 1997-12-22 |
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