JP3533405B2 - より高い周波数の冷陰極蛍光灯電源 - Google Patents
より高い周波数の冷陰極蛍光灯電源Info
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Description
ディスプレーを背面照明するのに用いることが出来る冷
陰極蛍光灯(”CCFL”)用電源、詳しくは、キャパ
シタを用いて変圧器の磁心をリセットし且つその磁化イ
ンダクタンスを用いて負の半サイクル中にエネルギーを
蓄積・伝達する切り換え(スイッチング)モード・イン
バーター回路に関する。
の熱陰極蛍光灯(”FL”)と同様に、CCFLは高能
率で長寿命の光源である。比較すると、白熱電球はワッ
ト当たりの効率が15から25ルーメンの範囲であるの
に対して、FLとCCFLは何れもワット当たり40か
ら60ルーメンの範囲の効率をもつ。更に、白熱電球の
平均寿命は約1,000時間に過ぎない。しかしなが
ら、FLとCCFLは平均して、10,000時間以
上、持続するものである。
CCFLはFLに含まれるフィラメントを省いているこ
とである。そのより単純な機械的構成と高効率故に、小
型CCFLは一般に、液晶ディスプレー(”LCD”)
用背面照明源として用いられている。LCDは、カラー
(又は)であるにせよ、モノクロであるにせよ、携帯用
コンピュータやテレビ及び飛行機又は自動車の機器パネ
ルにお(い)けるディスプレーとして広く用いられてい
る。
るのには高い交流(”ac”)電圧を必要とする。典型
的な起動電圧は1,000ボルトAC(Vac)で、典
型的な動作電圧は約600Vacである。再充電可能な
バッテリー、携帯用コンピュータやテレビ、及び機器パ
ネル等の直流(”dc”)電力源から高い交流電圧を発
生するには、昇圧変圧器を有するdc/acインバータ
ーの使用が含まれる。
路は、電流供給Royer回路として一般に知られてい
る回路に基づいている。図1において一般参照符号10
で示されているRoyer回路は、可飽和磁心変圧器1
6と共に二つのNPN双極トランジスタ12と14を備
えている。トランジスタ12と14の各々のコレクタ1
8は、夫々、変圧器16の一次巻線22の対向端に接続
する。変圧器16の中央タップ24はバッテリー28の
正の端子26に接続する。トランジスタ12TP14の
エミッタはRoyer回路10の回路接地に並列に接続
し、Royer回路10にはバッテリー28の負の端子
34も接続する。変圧器16のフィードバック二次巻線
36はトランジスタ12と14のベース38間に接続す
る。バイアス抵抗42は、トランジスタ12のベース3
8とバッテリー28の正の端子26間に接続する。CC
GL44及び減結合キャパシタ46は、変圧器16の電
力出力二次側48に跨って直列に接続する。可飽和磁心
変圧器16の非線形透磁率に関連して双極トランジスタ
12と14の非線形電流ゲイン特性により、回路10は
自己発振する。従って、Royer回路10は、トラン
ジスタ12と14に対して如何なる外部クロック又はド
ライバー回路を要しない。
圧インバーターである。即ち、回路10は、一次巻線上
のターン数により分割された二次巻線上のターン数に比
例する一定比で昇圧する。その結果、Royer回路
は、入力電圧又は負荷電流が変化する場合、一定出力電
圧を維持出来ない。従って、電力をRoyer回路に供
給する為に、レギュレータ回路が一般に用いられる。通
常スイッチモード降圧変換器であるレギュレータ回路
は、一定入力電力をRoyer回路に供給し、出力負
荷、例えば、CCFLは一定電力を受け取ることにな
る。
た典型的な電流供給Royer回路を描写している。図
2に描写されたもので図1に描写されたRoyer回路
と共通な素子は、プライム記号(”’”)により区別さ
れた同一参照番号をもつ。図32に描写されたレギュレ
ータ回路は、PNP電力制御トランジスタ52、フリー
ホイーリング・ダイオード54、インダクター56、電
流感知抵抗58及びスイッチング・レギュレータ制御器
62を具備する。電力制御トランジスタ52のエミッタ
64はバッテリー28’の正の端子26’に接続する。
電力制御トランジスタ52のコレクタ66は、インダク
ター56と直列に変圧器16’の一次巻線22’の中央
タップ24とフリーホイーリング・ダイオード54の陰
極68に接続する。フリーホイーリング・ダイオード5
4の陽極72は回路接地に接続する。電流感知抵抗58
は、トランジスタ12と14のエミッタ32’と回路接
地間で直列に接続する。スイッチング・レギュレータ制
御器62はカリフォルニア州ミルピタスのリニア・テク
ノロジーにより市販されているLT1182又はLT1
183CCFL/LCD対照二重スイッチング・レギュ
レータ集積回路(”IC”)で良く、その電流感知入力
端子74はエミッタ32’と電流感知抵抗58間の分岐
に接続する。スイッチング・レギュレータ制御器62の
電力入力端子76は、バッテリー28’の正の端子2
6’に接続する。スイッチング・レギュレータ制御器6
2の出力端子78は電力制御トランジスタ52のベース
82に接続し、交互に、先ず電力制御トランジスタ52
を先ずオンにし、次いで電力制御トランジスタ52をオ
フにする。
2段の電力変換、即ち、図1の電力供給Royer回路
と直列に接続されたレギュレータを用いているので、そ
の電気的効率は比較的低く、即ち、約70〜80%であ
る。LCD背面照明は携帯用コンピュータやテレビにお
いて有意の量の電力、即ち20%から30%、を消費す
るので、Royer回路による過剰な電力消費は全充電
バッテリーにより提供される動作時間量を有意に減少す
る。更に、変圧器16又は16’は4巻線を必要とし、
その二つは直列に接続し一次巻線に中央タップ24又は
24’を提供する。4巻線構造と電力出力二次側48又
は48’に跨って発生する高電圧故に、変圧器16又は
16’は製造が比較的困難で、電弧故障を起こす傾向が
ある。
目的は、CCFL用の改良された電源を提供することで
ある。この発明の他の目的は、CCFL用の電気的によ
り効率的な電源を提供することである。この発明の他の
目的は、CCFL用のより単純な電源を提供することで
ある。この発明の他の目的は、単一段の電力変換のみを
有するCCFL用の電源を提供することである。この発
明の他の目的は、CCFL用のより信頼性があり且つ原
価有効な電源を提供することである。この発明の他の目
的は、部品が少ないCCFL用の電源を供給することで
ある。この発明の他の目的は、LCD背面照射において
消費される電力量を減少することである。
簡潔に云って、冷陰極蛍光灯(”CCFL”)を付勢す
る切り換え(スイッチング)モード電源である。このス
イッチングモード電源は、比較的低い直流(”dc”)
入力電圧を、CCFLに供給出来る高い交流(”a
c”)出力電圧に変換する。このスイッチングモード電
源は、第一の主端子と呼んでも良いソース端子を有し且
つ該スイッチモード電源の回路接地に接続する第一の半
導体スイッチを具備する。該第一の半導体スイッチの、
第二の主端子とも呼べる、ドレイン端子は昇圧変圧器の
一次巻線に接続する。該変圧器の該一次巻線と二次巻線
は好ましくは、線形透磁率を有する磁心の周りに配置さ
れる。該二次巻線は、該一次巻線のターン数より少なく
とも10倍、好ましくは50から100倍多いターン数
を有する。該一次巻線は、このスイッチングモード電源
に対する電源端子に連結された第二の端部を有する。
も呼べるソース端子は、好ましくは、上記電源端子と前
記変圧器の一次巻線の上記第二の端部に接続する。この
切り換えモード電源に含まれるキャパシタは、前記第二
の半導体スイッチの、第二の主端子とも呼べる、ドレイ
ン端子に接続する第一の端子を有する。該キャパシタの
第二の端子は、好ましくは、前記第一の半導体スイッチ
のドレイン端子と上記変圧器の一次巻線の第一の端部に
接続する。このように、直列接続第二半導体スイッチと
キャパシタは上記変圧器の一次巻線と並列に接続する。
回路は、信号を上記第一と第二の半導体スイッチに送信
して、これ等のスイッチをオン/オフする。該第二の半
導体スイッチがオフで且つ該第一の半導体スイッチがオ
ンである間、電流が上記変圧器の一次巻線と該第一の半
導体スイッチを通して流れる。該第一の半導体スイッチ
がオフで且つ該第二の半導体スイッチがオンである間、
電流は該一次巻線と上記直列接続第二半導体スイッチと
キャパシタを通して流れる。上記制御器回路は該第一と
第二の半導体スイッチを、該キャパシタのキャパシタン
スと上記変圧器の一次イングクタンスにより形成される
並列共振回路の共振周波数より高い周波数でオン/オフ
する。
キャパシタは、上記変圧器の二次巻炎の第一の端部に直
列に接続する。該減結合キャパシタンスの第二の端子と
該二次巻線の第二の端部は、CCFLが接続され得るこ
の切り換えモード電源に対する交流電力出力端子を提供
する。
用・効果は、添付する種々の図面図に例示されているよ
うな好ましい実施例の以下の詳細な説明からこの発明が
属する分野における当業技術者により容易に理解されよ
う。
ング)モードCCFL電源の好ましい実施例を、一般的
参照符号100を用いて例示している。CCFL電源1
00は、パワーN−チャネル金属酸化物シリコン電界効
果型トランジスタ(”MOSFET”)ゲート制御第一
半導体スイッチ102を含む。該第一半導体スイッチ1
02は、昇圧変圧器112の一次巻線108の第一の端
部106に接続するドレイン端子104を含む。該一次
巻線108の第二の端部114は、通常5ボルトと24
ボルトdcの範囲の電圧VINがこのCCFL電源10
0に供給される正の電圧電源端子116に接続する。ま
た、P−チャネルMOSFETゲート制御第二半導体ス
イッチ124のソース端子122は該電源端子116に
接続する。キャパシタ126は、該第二半導体スイッチ
124のドレイン端子128を上記第一半導体スイッチ
102のドレイン端子104と上記昇圧変圧器112の
一次巻線108との両方に連結する。該キャパシタ12
6は、その正極性端子が該第一半導体スイッチ102の
ドレイン端子104に接続するように向いている。該第
一半導体スイッチ102と上記第二半導体スイッチ12
4は両方とも、各々、一体逆ダイオードを含む。該第一
の半導体スイッチ102と該第二半導体スイッチ124
は、好ましくは、カリフォルニア州サンタ・クラーラの
Siliconix,Inc.により市販されているモ
デルSi9939DY−MOSFETである。
器112の二次巻線132は減結合キャパシタ134と
直列に接続する。CCFL136は、このCCFL電源
100用電力出力端子を構成する該減結合キャパシタ1
34の一端子と上記二次巻線132の一端に直列に接続
する。しかしながら、前記従来技術のRoyer回路1
0において前記変圧器16に対して採用されなければな
らない可飽和磁心材料の非線形透磁率とは対照的に、こ
のCCFL電源100の正常動作中に飽和しない線形透
磁率フェライト材料が上記昇圧変圧器112の磁心を形
成する。該昇圧変圧器112は、上記二次巻線132の
ターン数N2と上記一次巻線108のターン数N1の間
に少なくとも10:1で、一般に50:1から100:
1の範囲の比を有する。
パルス幅変調制御器IC142を採用し、N−チャネル
駆動出力ピン144からのN−チャネルMOSFET駆
動信号を上記第一半導体スイッチ102のゲート端子1
46(該第一半導体スイッチ102の制御端子とも呼称
することが出来る)へ、またP−チャネル駆動出力ピン
148からのP−チャネルMOSFET駆動信号を上記
第二半導体スイッチ124のゲート端子152(該第二
半導体スイッチ124の制御端子とも呼称される)へ供
給する。駆動信号を上記第一半導体スイッチ102と該
第二半導体スイッチに提供することに加えて、以下に詳
細に説明するように、上記制御器ICはまた、このCC
FL電源100の動作に要する電流感知、フィードバッ
ク補償、照明弱化制御、デューティーサイクル制限及び
クロック発振等の機能を提供する。
42を回路接地に電気的に接続する接地ピン158と該
制御器IC142を電源端子116に接続する電圧入力
ピン162を含む。該制御IC142内で、電圧入力接
続ピン162は電界効果型トランジスタ(”FET”)
166と不足電圧ロックアウト回路168に接続する。
該不足電圧ロックアウト回路168の出力端子172は
FET166のゲート端子174に接続する。上記制御
器IC142の電圧入力ピン162に供給される電圧が
該不足電圧ロックアウト回路168により設定される閾
値を超える間、上記ゲート端子174に供給される上記
出力端子172からの信号は上記FET166をオンに
したまま維持する。しかしながら、上記制御器IC14
2の電圧入力ピン162に供給される電圧がVINより
低い所定の閾値より低くなると、上記ゲート端子174
に供給される上記出力端子172からの信号は上記FE
T166をオフにし、それによって該制御回路IC14
2の動作を中断する。
C142内で上記不足電圧ロックアウト回路168に接
続するエネーブル・ピン176を含む。該エネーブル・
ピン176に特定電圧を印可すると、該不足電圧ロック
アウト回路168は、たとえ上記電圧入力ピン162に
供給される電圧が該不足電圧ロックアウト回路168に
より予め設定された閾値を超えても、上記FET166
をオフにする。上記エネーブル・ピン176により、携
帯用コンピュータに含まれる中央処理ユニット(”CP
U”)により実行される電力管理コンピュータ・プログ
ラムは、LCD背景照明をオン/オフすることによりコ
ンピュータの電力消費を都合良く管理する。
T166のドレイン端子178は電力を発振器182、
セット/リセット・フリップフロップ184、N−チャ
ネル電流増幅器186及び反転P−チャネル電流増幅器
188に供給する。該発振器182の抵抗端子192は
上記制御器IC142の抵抗ピン194に接続する。該
発振器182のキャパシタ端子196は該制御器IC1
42のキャパシタ・ピン198に接続する。タイミング
抵抗202とタイミングキャパシタ204は、夫々、上
記抵抗ピン194と該キャパシタ・ピン198と回路接
地間に接続する。該タイミング抵抗202の抵抗値と該
タイミングキャパシタ204のキャパシタンスは、上記
発振器182が約100から150キロヘルツ(”KH
z”)の周波数で発信するように選ばれる。
この100から150KHzの周波数で信号を設定入力
端子208に供給して上記フリップフロップ184をセ
ットする。該発振器182のキャパシタ端子196と上
記制御器IC142のキャパシタ・ピン198はまた、
比較器214の非反転入力端子212に接続する。該発
振器182の正常動作故に、該制御器IC142のキャ
パシタ・ピン198に在る鋸波波形が該比較器214の
反転入力216に在る電圧を超えると、該比較器214
は出力信号を上記セット/リセット・フリップフロップ
184をリセットするリセット端子入力端子218に送
信する。このようにして、上記発振器182と上記キャ
パシタ214は、交互に、該セット/リセット・フリッ
プフロップ184を該発振器182の発振周波数でセッ
ト/リセットする。
184は出力信号を閉前開回路222の入力に供給す
る。該閉前開回路222は別個の出力信号を上記N−チ
ャネル増幅器186と上記P−チャネル電流増幅器18
8の入力に、夫々、供給する。該N−チャネル電流増幅
器186と該P−チャネル電流増幅器188からの出力
信号は、夫々、前記N−チャネル駆動出力ピン144と
P−チャネル駆動出力ピン148に連結され、駆動信号
を前記ゲート制御半導体スイッチ102と124のゲー
ト端子146と152に供給する。
動されて、上記第一半導体スイッチと上記半導体スイッ
チ124は相補的デューティーサイクルモードで動作す
る。その結果、該制御器IC142により上記ゲート制
御半導体スイッチ102と124の夫々のゲート端子1
46と152に供給される駆動信号は、交互に、一スイ
ッチ102又は124をオンにする一方、他のスイッチ
102又は124をオフにする。該制御器IC142に
含まれる上記閉前開回路222は、該ゲート制御半導体
スイッチ102と124の両方が同時にオンにならない
ようにする。
ッチ102のソース端子234回路接地に連結する。該
電流感知抵抗232に在る電圧はフィードバック抵抗2
34を通して上記制御器IC142のフィードバック電
圧入力ピン234に供給される。該制御器IC142内
で、このフィードバック電圧は誤差増幅器244の反転
入力端子242に供給される。該誤差増幅器244の出
力端子246は該制御器IC142内で該制御器IC1
42のフィードバック・キャパシタ・ピン248に連結
される。フィードバック・キャパシタ252は該フィー
ドバック・キャパシタ・ピン248と上記フィードバッ
ク電圧入力ピン238間に連結される。このように構成
されて、上記誤差増幅器244は、上記フィードバック
抵抗236に供給されるフィードバック電圧信号に対す
る積分器として動作する。図3に描写された上記フィー
ドバック・キャパシタ252により提供される負のフィ
ードバックに加えて、該誤差増幅器244はまた、図3
に示されていない内部抵抗性フィードバックを含む。該
内部抵抗性フィードバックは増幅器の直流出力電圧を安
定化し且つ該誤差増幅器244の最大直流ゲインを制限
する。従って、該誤差増幅器244からの出力信号は、
上記電流感知抵抗232に跨って現れる平均電圧の比較
的長時間変化に対して比較的緩やかに、例えば、ミリ秒
で、応答する。
2を含む。該電圧基準262は一定電圧を、上記誤差増
幅器244の非反転入力端子266に接続された第二の
端子を有する第一の電圧分割器抵抗264の第一の端子
に印可する。該非反転入力端子266と回路接地間で制
御器IC142内で接続されるのは、第二の電圧分割器
抵抗268である。該制御器IC142の照明弱化制御
入力ピン272は該抵抗268をLCD照明弱化制御可
変抵抗274とフィルターキャパシタ276の両方に並
列に接続する。該並列接続抵抗268と274は上記抵
抗264と直列に接続し、上記電圧基準262により供
給される一定電圧を分割する。上記誤差増幅器244
は、この電圧分割器により上記非反転入力端子266に
供給される電圧を、前記電流感知抵抗232から前記反
転入力端子242が受信するフィードバック電圧と比較
する。該誤差増幅器244の出力端子246からの信号
は、該反転入力端子242と非反転入力端子266に印
可される電圧の差に比例し、基準電圧として前記比較器
214の反転入力216に供給される。かくして、上記
誤差増幅器244により発生される信号の電圧は、該比
較器214からの出力信号が前記セット/リセット・フ
リップフロップ184リセットする前記非反転入力端子
212に供給される鋸波波形に添う位置を制御する。
214の反転入力216と回路接地間に接続されたツェ
ーナー・ダイオード282を含む。該ツェーナー・ダイ
オード282の絶縁破壊電圧は、該比較器214の反転
入力216に印可される最大電圧が前記第一半導体スイ
ッチ102のデューティーサイクルを67%の予め設定
された最大値より低く制限するように選ばれる。即ち、
ツェーナー・ダイオード282は、上記比較器214の
反転入力216に印可される電圧を、該第一半導体スイ
ッチ102に対するオン時間が上記第二半導体スイッチ
124に対するオン時間の二倍以下になる最大値に制限
する。
24のゲート端子152とドレイン端子128間の電圧
を描写する第二スイッチゲート波形302上の時刻t1
は、ゲート制御半導体スイッチ102と124のゲート
端子146と152に印可される駆動信号の正の半サイ
クルの開始を示す。時刻t1において、第二半導体スイ
ッチ124は、該第二半導体スイッチ124のP−チャ
ネル駆動出力ピン148から供給される信号によりオフ
になる。その直後、第一半導体スイッチ102のゲート
端子146とソース端子234間の電圧を描写する第一
スイッチゲート波形304上の時刻t2において、制御
器IC142のN−チャネル駆動出力ピン144から送
信される信号は第一トランジスタスイッチ102をオン
にする。一次巻線電圧波形306により描写されている
ように、時刻t2における第一の半導体スイッチのオン
化は正の電圧を一次巻線108に跨って第一の端部10
6から第二の端部114に印可する。該一次巻線108
に跨ったこの電圧の印可により、電流は、図3における
矢印により表され且つIpで符号されているように、そ
して図4において第一スイッチドレイン→ソース電流波
形IDSにより示されているように、上記一次巻線10
8と第一半導体スイッチ102を流れる。
れ且つそれを通して電流は流れると、上記昇圧変圧器1
12の二次巻線132に跨って電圧が誘導される。該二
次巻線132に跨る電圧は前記直列接続減結合キャパシ
タ134とCCFLに跨って印可される。該二次巻線1
32に跨る電圧により、電流は、図3において矢印Is
により表され且つ図4において二次巻線波形312によ
り表されているように、上記直列接続減結合キャパシタ
134とCCFL136を流れる。該電流Isは、図4
の第一スイッチゲート波形304上を時刻t2から時刻
t3まで上記昇圧変圧器112の二次巻線132に流れ
続ける。
流の一部は、上記昇圧変圧器112の磁心に対する磁化
電流IMを構成する。時刻t1に始まって、磁化電流波
形314により図4に示された該磁化電流IMは速度V
IN/LPで増大する。ここで、LPは該昇圧変圧器1
12の一次巻線108のインダクタンスである。正の半
サイクル中に、上記第一半導体スイッチ102を流れる
電流IPは、第一スイッチドレイン→ソース電流波形3
08で表され、該磁化電流IMと前記CCFL136を
流れる交番電流の和に等しい:即ち、IP=IM+IS
(N2/N1)である。ここで、N2とN1は、夫々、
上記昇圧変圧器112の一次巻線108と二次巻線13
2のターン数である。
において、上記第一半導体スイッチ102はオフになっ
て、上記一次巻線108に跨った電圧の負の半サイクル
の開始を表す。時刻t3で瞬時的に、該一次巻線102
と上記二次巻線132に跨る電圧は、図4の一次巻線電
圧波形306により示されているように、逆転する。該
一次巻線108に跨る電圧の逆転により、電流は上記直
列接続キャパシタ126と第二半導体スイッチ124を
通して、始めに該第二半導体スイッチ124内に一体化
された逆ダイオードを通して、ループ状に流れる。時刻
t3において、磁化電流IMは、磁化電流波形314に
より表されているように、減少し始める。時刻t3の直
後に、上記第二スイッチゲート波形302上の時刻t4
において、該第二半導体スイッチ124はオンになる。
該第二半導体スイッチ124がオンになると、上記昇圧
変圧器112の一次巻線108を流れる電流の殆どは、
その時、該第二半導体スイッチ124内に一体化された
逆ダイオードを通ってよりは寧ろ、該第二半導体スイッ
チ124のドレイン端子128からソース端子に流れ
る。
して、上記一次巻線108からの磁化電流IM一部は上
記直列接続キャパシタ126と第二半導体スイッチ12
4を流れる。このCCFL電源100の安定状態動作
中、該キャパシタ126に跨る電圧は約一定のdc値に
なる。かかる状況下で、該キャパシタ126に跨る安定
状態電圧は、VIN*D/(1−D)に等しいものと計
算出来る。ここで、Dは上記第一半導体スイッチ102
のオン・デューティーサイクルである。この負の半サイ
クル中、CCFL136を流れる実質的全電流は上記昇
圧変圧器112の磁化電流IMにより支持される。
刻t5は、上記一次巻線108に跨る電圧の上記負のサ
イクルの終端を示し且つ上記第二半導体スイッチ124
がオフにになる瞬時を表す。該第二半導体スイッチ12
4がオンになると、このCCFL電源100の動作状態
が前記時刻t1に存在する動作状態に回復する。
ら時間t5−t1中にこのCCFL電源100の動作を
解析する一方法は、上記昇圧変圧器112のインダクタ
ンスと上記キャパシタンスが並列共振回路を形成し、C
CFLは上記一次巻線108と上記キャパシタ126の
両方に並列に接続された負荷と考えることである。この
ように解析されると、該昇圧変圧器112と該キャパシ
タ126の共振周波数は、このCCFL電源100の実
際の動作周波数よりずっと低くなければならない。好ま
しくは、該昇圧変圧器112のイングクタンスと該キャ
パシタ126のキャパシタンスは、このCCFL電源1
00の動作周波数が、好ましくは、上記共振周波数の7
から10倍大きいような共振周波数を設定するように選
ばれる。前記正のサイクル中、上記一次巻線108を流
れる電流Ipの約1/2がCCFL136の動作を付勢
する一方、Ipの他の半分は上記昇圧変圧器112のイ
ングクタンスに蓄積されたエネルギーを増大する。上記
負の半サイクル中、該昇圧変圧器112のイングクタン
スに蓄積されたエネルギーはCCFL136の動作を付
勢する。かくして、このCCFL電源100は、該CC
FL電源100の動作における各正の半サイクルと各負
の半サイクル中に、電力をCCFL136に、即ち上記
昇圧変圧器112の負荷に供給する。
に供給する電力量は、前記電源端子116から回路接地
に流れる平均電流が掛け合わされた該電源端子と回路接
地間に印可された電圧に比例する。上記第一半導体スイ
ッチ102のソース端子234と前記電流感知抵抗23
2との分岐でフィードバック抵抗236に印可される平
均電圧は、上記電源端子116から回路接地に流れる電
流に比例する。前記制御器IC142の動作は、上記ゲ
ート制御半導体スイッチ102と124の夫々のデュー
ティーサイクルを調整して上記電流感知抵抗232を流
れる平均電流を安定化し且つ、それに対応して、上記昇
圧変圧器112の一次巻線108を通して該電源端子1
16と回路接地間を流れる平均電流を安定化する。上記
電流感知抵抗232を流れる電流の相対量は、前記LC
D照明弱化制御可変抵抗274の抵抗値を調整すること
によって、変更出来る。該LCD照明弱化制御可変抵抗
の抵抗値を変化すると、該電流感知抵抗232を流れる
フィードバック安定化平均電流、即ち、上記昇圧変圧器
112の一次巻線108を通して上記電源端子116と
回路接地間を流れる平均電流の大きさが増減される。
ギーと上記昇圧変圧器112等の部品内の損失結合を通
して失われるエネルギーを除いて、このCCFL電源1
00に供給されるエネルギーの事実上の全てが直接CC
FL136に供給されるので、このCCFL電源100
の全電気的効率は、図2に示された電流供給Royer
回路10’の電気的効率より有意に高い。即ち、前述の
ように該電力供給回路10’の効率は約70〜80%で
あったが、この発明に従って適切に構成されたCCFL
電源100の効率は約90%となる。LCD背面照射は
携帯用コンピュータを動作するに要する電力の約20%
から30%を消費するので、LDCを背面照射するのに
要する電力量が10%から20%減少すると、全充電バ
ッテリーにより提供される動作時間が2%から6%増大
する。
例に付いて開示されたが、かかる開示は純粋に例示的な
ものと理解されるべきであり、発明を限定するものとは
解釈されるべきではない。即ち、例えば、この発明によ
るCCFL電源100は好ましくはゲート制御半導体ス
イッチ102と124に対してMOSFETsを具備す
るものであるが、この発明に従って、離散的ダイオード
と並列に接続された双極トランジスタを用いて回路を具
現することも出来る。かかるCCFL電源100の双極
トランジスタによる具現化においては、MOSFETゲ
ート制御半導体スイッチ102と124は双極NPNト
ランジスタにより置き換えられよう。従って、MOSF
ETのソースは双極トランジスタのエミッタに交換さ
れ、MOSFETのゲートは双極トランジスタのベース
に交換され、そしてMOSFETのドレインは双極トラ
ンジスタのコレクタに交換される。
4及びキャパシタ126の順序は、好ましい実施例に対
して上に開示されたものから逆にすることが出来よう。
尤も、その場合、制御信号を第二半導体スイッチ124
のゲート端子152に供給する為により複雑な制御器I
C142が要求されよう。同様に、昇圧変圧器112の
磁心は好ましくは線形透磁率フェライト材料から作られ
るが、非線形透磁率フェライト材料から作ることも出来
よう。尤も、かかる非線形透磁率材料はCCFL電源1
00の変換効率を低下することになろう。
ことなく、この発明種々の変更、修正及び/又は代替的
適用は、疑いも無く、以上の開示を読了した当業技術者
に示唆されよう。従って、本願の請求項は、この発明の
真の精神及び範囲内に該当するものとして全ての変更、
修正又は代替的適用を包括するものと解釈されるべきで
ある。
図である。
む電流供給Royer回路を描写する回路図である。
である。
る種々の電気的波形を描写する図である。
の半導体スイッチ;104:該第一の半導体スイッチの
ドレイン端子;112:昇圧変圧器;108:一次巻
線;106:一次巻線の第一の端部;114:一次巻線
の第二の端部;132:二次巻線;116:電源端子;
124:第二の半導体スイッチ;122:該第二の半導
体スイッチのソース端子;126:キャパシタ;12
8:該第二の半導体スイッチのドレイン端子;134:
減結合キャパシタ;136:CCFL;142:パルス
幅変調制御器IC;144:N−チャネル駆動出力ピ
ン;146:第一の半導体スイッチのゲート端子;14
8:P−チャネル駆動出力ピン;152:上記第二の半
導体スイッチのゲート端子;162:電圧入力ピン;1
66:電界効果型トランジスタ(FET);164:該
FETのソース端子;168:不足電圧ロックアウト回
路;172:該回路の出力端子;174:該FETのゲ
ート端子;176:エネーブル・ピン;178:上記F
ETのドレイン端子;182:発振器;184:セット
/リセット・フリップフロップ;186:N−チャネル
電流増幅器;188:P−チャネル電流増幅器;19
2:上記発振器の抵抗端子;194:上記ICの抵抗ピ
ン;196:上記発振器のキャパシタ端子;198:キ
ャパシタ・ピン;202:タイミング・ピン;204:
タイミング・キャパシタ;206:上記発振器の出力端
子;208:上記フリップフロップのセット入力端子;
214:比較器;212;該比較器の非反転入力端子;
216:該比較器の反転入力;218:上記フリップフ
ロップもリセット入力端子;222:閉前開回路;23
2:電流感知抵抗;234:上記第一の半導体スイッチ
のソース端子;236:フィードバック抵抗;238:
フィードバック電圧入力ピン;244:誤差増幅器;2
42:該増幅器の反転入力端子;246:該増幅器の出
力端子;248:フィードバック・キャパシタ・ピン;
252:フィードバック・キャパシタ;262:電圧基
準;264:第一の電圧分割器抵抗;266:上記誤差
増幅器の非反転入力端子;268:第二の電圧分割器抵
抗;272:照明弱化制御入力ピン;274:LCD照
明弱化制御可変抵抗;282:ツェーナー・ダイオー
ド。
Claims (20)
- 【請求項1】比較的低い直流入力電圧を、冷陰極蛍光灯
(136)に供給し得る高い交流出力電圧に変換する、
冷陰極蛍光灯(136)を付勢するための切り換え(ス
イッチング)モード電源(100)であって、 第一の主端子(234)、第二の主端子(104)及び
制御端子(146)を有する第一の半導体スイッチ(1
02)の該第一の主端子(234)が上記スイッチング
モード電源の回路接地に連結され、 一次側インダクタンスを有する一次巻線(108)と二
次巻線(132)を有する昇圧変圧器(112)の該一
次巻線(108)と二次巻線(132)が磁心の周りに
配置され、該二次巻線(132)のターン数が該一次巻
線(108)のターン数の少なくとも10倍であり、該
一次巻線(108)の第一の端部が上記第一の半導体ス
イッチ(102)の第二の主端子(104)に接続して
該変圧器(112)の一次巻き線(108)と該第一の
半導体スイッチ(102)が直列に接続され、そして上
記一次巻線(108)の第二の端部(114)がスイッ
チングモード電源(100)の電源端子(116)に連
結され、 第一の主端子(122)、第二の主端子(128)及び
制御端子(152)を有する第二の半導体スイッチ(1
24)とキャパシタンスを有するキャパシタ(126)
が備わり、該キャパシタ(126)の第一の端子(−、
+)が該第二の半導体スイッチ(124)の上記主端子
の一つ(128,122)に接続して該第二の半導体ス
イッチ(124)と上記キャパシタ(126)が直列に
接続され、該第二の半導体スイッチ(124)の他の主
端子(122、128)と上記キャパシタ(126)の
第二の端子(+、−)が夫々、前記変圧器(112)の
一次巻線(108)の第二の端部(114)と前記第一
の半導体スイッチ(102)の第二の主端子(104)
に接続して、上記直列接続する第二半導体スイッチ(1
24)とキャパシタ(126)が上記変圧器(112)
の一次巻線(108)に並列に接続され、該変圧器(1
12)の一次側インダクタンスと上記キャパシタ(12
6)のキャパシタンスが組み合わされて共振周波数をも
つようにし、 前記第一の半導体スイッチ(102)の制御端子(14
6)に接続する第一のスイッチング駆動出力端子(14
4)と上記第二の半導体スイッチ(124)の制御端子
(152)に接続する第二のスイッチング駆動出力端子
(148)を有する制御器回路(142)が備わり、該
制御器回路は信号を上記第一の半導体スイッチ(10
2)と上記第二の半導体スイッチ(124)に送って該
第一の半導体スイッチ(102)を先ずオンにし、次い
でオフにすると共に同時に該第二の半導体スイッチ(1
24)を先ずオフにし、次いでオンにし、それによって
該第一と第二の半導体スイッチ(102、124)に対
して夫々デューティーサイクルを設定し、該第一の半導
体スイッチ(102)がオンになり且つ該第二の半導体
スイッチ(124)がオフになる間に周期的に電流が前
記変圧器(112)の一次巻線(108)と上記第一の
半導体スイッチ(102)を流れるようにし、そして上
記第二の半導体スイッチ(124)がオンになり且つ上
記第一の半導体スイッチ(102)がオフになる間に電
流が上記一次巻線(108)と前記直列接続第二半導体
スイッチ(124)とキャパシタ(126)を流れるよ
うにし、前記制御器回路(142)が上記第一及び第二
半導体スイッチ(102、124)を、上記変圧器(1
12)の一次側インダクタンスと上記キャパシタ(12
6)のキャパシタンスとの組み合わせによる前記共振周
波数より高い周波数でオン/オフするように構成され、 前記変圧器(112)の二次巻線(132)の一端に減
結合キャパシタ(134)の第一の端子が接続して該減
結合キャパシタ(134)と上記二次巻線(132)が
直列に接続され、該減結合キャパシタ(134)の第二
の端子と該二次巻線(132)の他端とが、スイッチン
グモード電源(100)の交流電力出力端子となって、
冷陰極蛍光灯(132)を付勢し得るようにして成る構
成を特徴とするスイッチングモード電源。 - 【請求項2】前記第一半導体スイッチ(102)と前記
第二の半導体スイッチ(124)の各々がゲート制御半
導体スイッチであり、該ゲート制御半導体スイッチに
は、陽極がその第一の主 端子に、陰極がその第二の主端
子に、夫々接続するダイオードが備わる構成を特徴とす
る請求項1に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項3】前記制御回路(142)が前記第一と第二
の半導体スイッチ(102、124)をオン/オフスイ
ッチングする周波数が、前記変圧器(112)の一次側
インダクタンスと前記キャパシタ(126)のキャパシ
タンスとの組み合わせによる前記共振周波数の少なくと
も4倍であることを特徴とする請求項1に記載のスイッ
チングモード電源。 - 【請求項4】前記制御器回路(142)が前記第一と第
二の半導体スイッチ(102、124)をオン/オフス
イッチングする周波数が、前記変圧器(112)の一次
側インダクタンスと前記キャパシタ(126)のキャパ
シタンスとの組み合わせによる前記共振周波数の少なく
とも7倍であることを特徴とする請求項3に記載のスイ
ッチングモード電源。 - 【請求項5】更にスイッチングモード電源(100)の
前記電力出力端子に冷陰極蛍光灯(136)が接続され
て成る構成を特徴とする請求項1に記載のスイッチング
モード電源。 - 【請求項6】前記変圧器(112)の二次巻線(13
2)のターン数が、一次巻線(108)のターン数の少
なくとも50倍大きいことを特徴とする請求項1に記載
のスイッチングモード電源。 - 【請求項7】前記変圧器(の二次巻線(132)のター
ン数が、一次巻線(108)のターン数の少なくとも8
0倍大きいことを特徴とする請求項6に記載のスイッチ
ングモード電源。 - 【請求項8】、該制御器回路(142)に供給された電
圧が所定の閾値より低い場合、該制御器回路(142)
の動作を休止する不足電圧ロックアウト回路を前記制御
器回路(142)が備えて成る構成を特徴とする請求項
1に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項9】前記第一と第二の半導体スイッチ(10
2、124)の両方が同時にオンにならないようにする
閉前開回路を前記制御器回路(142)が具備して成る
構成を特徴とする請求項1に記載のスイッチングモード
電源。 - 【請求項10】前記第一の半導体スイッチ(102)が
オンになる間に前記変圧器(112)の一次巻線(10
8)を流れる電流が感知されて、前記制御器回路(14
2)に供給され、そして該制御器回路(142)が前記
第一と第二の半導体スイッチ(102、124)の夫々
のデューティーサイクルを調整して上記変圧器(11
2)の一次巻線(108)を流れる平均電流を安定化す
るようにして成る構成を特徴とする請求項1に記載のス
イッチングモード電源。 - 【請求項11】前記変圧器(112)の一次巻線(10
8)を流れる電流が、前記第一の半導体スイッチ(10
2)と回路接地間に連結された抵抗体(232)により
感知されるようにして成る構成を特徴とする請求項10
に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項12】前記制御器回路(142)が照明弱化制
御入力ピン(272)を備え、且つスイッチングモード
電源(100)が信号を該照明弱化制御入力ピン(27
2)に印可する照明弱化制御手段(272)を備え、前
記変圧器(112)の一次巻線(108)を流れる平均
電流を増減するようにして成る構成を特徴とする請求項
10に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項13】前記照明弱化制御手段(274)が、前
記照明弱化制御入力ピン(272)と回路接地間に連結
された可変抵抗体(274)を具備して成る構成を特徴
とする特徴とする請求項12に記載のスイッチングモー
ド電源。 - 【請求項14】前記制御器回路(142)が照明弱化制
御入力ピン(272)を備え、且つスイッチングモード
電源(100)が信号を該照明弱化制御入力ピン(27
2)に印可する手段を備え、前記変圧器(112)の一
次巻線(108)を流れる平均電流を増減するようにし
て成る構成を特徴とする請求項1に記載のスイッチング
モード電源。 - 【請求項15】前記照明弱化制御手段が、前記照明弱化
制御入力ピン(272)と回路接地間に連結された可変
抵抗体(274)を具備して成る構成を特徴とする請求
項14に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項16】前記制御器回路(142)が、前記第一
の半導体スイッチ(102)のデューティーサイクルを
所定の最大値より少なく制限するデューティーサイクル
制限手段(282)を備えて成る構成を特徴とする請求
項1に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項17】前記デューティーサイクル制限手段(2
82)が前記第一の半導体スイッチ(102)のデュー
ティーサイクルを制限する最大値が67%であることを
特徴とする請求項16に記載のスイッチングモード電
源。 - 【請求項18】前記第一の半導体スイッチ(102)と
前記第二の半導体スイッチ(124)が、金属酸化物・
シリコン電界効果型トランジスタ(”MOSFET”)
であることを特徴とする請求項1に記載のスインチング
モード電源。 - 【請求項19】前記第二の半導体スイッチ(124)の
第一の主端子(122)が前記変圧器(112)の一次
巻線(108)の第二の端部(114)に接続し、そし
て前記キャパシタ(126)の第二の端子(+)が前記
第一の半導体スイッチ(102)の第二の主端子(10
4)に接続するようにして成る構成を特徴とする請求項
1に記載のスイッチングモード電源。 - 【請求項20】前記変圧器(112)の磁心が線形透磁
率を有するようにして成る構成を特徴とする請求項1に
記載のスイッチングモード電源。
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