JP3533405B2 - より高い周波数の冷陰極蛍光灯電源 - Google Patents

より高い周波数の冷陰極蛍光灯電源

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、一般に、携帯装置の
ディスプレーを背面照明するのに用いることが出来る冷
陰極蛍光灯（”ＣＣＦＬ”）用電源、詳しくは、キャパ
シタを用いて変圧器の磁心をリセットし且つその磁化イ
ンダクタンスを用いて負の半サイクル中にエネルギーを
蓄積・伝達する切り換え（スイッチング）モード・イン
バーター回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】オフィスや家庭の照明に用いられる従来
の熱陰極蛍光灯（”ＦＬ”）と同様に、ＣＣＦＬは高能
率で長寿命の光源である。比較すると、白熱電球はワッ
ト当たりの効率が１５から２５ルーメンの範囲であるの
に対して、ＦＬとＣＣＦＬは何れもワット当たり４０か
ら６０ルーメンの範囲の効率をもつ。更に、白熱電球の
平均寿命は約１，０００時間に過ぎない。しかしなが
ら、ＦＬとＣＣＦＬは平均して、１０，０００時間以
上、持続するものである。
【０００３】熱陰極ＦＬとＣＣＦＬとの間の主な差は、
ＣＣＦＬはＦＬに含まれるフィラメントを省いているこ
とである。そのより単純な機械的構成と高効率故に、小
型ＣＣＦＬは一般に、液晶ディスプレー（”ＬＣＤ”）
用背面照明源として用いられている。ＬＣＤは、カラー
（又は）であるにせよ、モノクロであるにせよ、携帯用
コンピュータやテレビ及び飛行機又は自動車の機器パネ
ルにお（い）けるディスプレーとして広く用いられてい
る。
【０００４】しかしながら、ＣＣＦＬを起動及び動作す
るのには高い交流（”ａｃ”）電圧を必要とする。典型
的な起動電圧は１，０００ボルトＡＣ（Ｖａｃ）で、典
型的な動作電圧は約６００Ｖａｃである。再充電可能な
バッテリー、携帯用コンピュータやテレビ、及び機器パ
ネル等の直流（”ｄｃ”）電力源から高い交流電圧を発
生するには、昇圧変圧器を有するｄｃ／ａｃインバータ
ーの使用が含まれる。
【０００５】現在の処、大半のＣＣＦＬインバーター回
路は、電流供給Ｒｏｙｅｒ回路として一般に知られてい
る回路に基づいている。図１において一般参照符号１０
で示されているＲｏｙｅｒ回路は、可飽和磁心変圧器１
６と共に二つのＮＰＮ双極トランジスタ１２と１４を備
えている。トランジスタ１２と１４の各々のコレクタ１
８は、夫々、変圧器１６の一次巻線２２の対向端に接続
する。変圧器１６の中央タップ２４はバッテリー２８の
正の端子２６に接続する。トランジスタ１２ＴＰ１４の
エミッタはＲｏｙｅｒ回路１０の回路接地に並列に接続
し、Ｒｏｙｅｒ回路１０にはバッテリー２８の負の端子
３４も接続する。変圧器１６のフィードバック二次巻線
３６はトランジスタ１２と１４のベース３８間に接続す
る。バイアス抵抗４２は、トランジスタ１２のベース３
８とバッテリー２８の正の端子２６間に接続する。ＣＣ
ＧＬ４４及び減結合キャパシタ４６は、変圧器１６の電
力出力二次側４８に跨って直列に接続する。可飽和磁心
変圧器１６の非線形透磁率に関連して双極トランジスタ
１２と１４の非線形電流ゲイン特性により、回路１０は
自己発振する。従って、Ｒｏｙｅｒ回路１０は、トラン
ジスタ１２と１４に対して如何なる外部クロック又はド
ライバー回路を要しない。
【０００６】Ｒｏｙｅｒ回路１０は基本的には、一定電
圧インバーターである。即ち、回路１０は、一次巻線上
のターン数により分割された二次巻線上のターン数に比
例する一定比で昇圧する。その結果、Ｒｏｙｅｒ回路
は、入力電圧又は負荷電流が変化する場合、一定出力電
圧を維持出来ない。従って、電力をＲｏｙｅｒ回路に供
給する為に、レギュレータ回路が一般に用いられる。通
常スイッチモード降圧変換器であるレギュレータ回路
は、一定入力電力をＲｏｙｅｒ回路に供給し、出力負
荷、例えば、ＣＣＦＬは一定電力を受け取ることにな
る。
【０００７】図２は、レギュレータ回路と組み合わされ
た典型的な電流供給Ｒｏｙｅｒ回路を描写している。図
２に描写されたもので図１に描写されたＲｏｙｅｒ回路
と共通な素子は、プライム記号（”’”）により区別さ
れた同一参照番号をもつ。図３２に描写されたレギュレ
ータ回路は、ＰＮＰ電力制御トランジスタ５２、フリー
ホイーリング・ダイオード５４、インダクター５６、電
流感知抵抗５８及びスイッチング・レギュレータ制御器
６２を具備する。電力制御トランジスタ５２のエミッタ
６４はバッテリー２８’の正の端子２６’に接続する。
電力制御トランジスタ５２のコレクタ６６は、インダク
ター５６と直列に変圧器１６’の一次巻線２２’の中央
タップ２４とフリーホイーリング・ダイオード５４の陰
極６８に接続する。フリーホイーリング・ダイオード５
４の陽極７２は回路接地に接続する。電流感知抵抗５８
は、トランジスタ１２と１４のエミッタ３２’と回路接
地間で直列に接続する。スイッチング・レギュレータ制
御器６２はカリフォルニア州ミルピタスのリニア・テク
ノロジーにより市販されているＬＴ１１８２又はＬＴ１
１８３ＣＣＦＬ／ＬＣＤ対照二重スイッチング・レギュ
レータ集積回路（”ＩＣ”）で良く、その電流感知入力
端子７４はエミッタ３２’と電流感知抵抗５８間の分岐
に接続する。スイッチング・レギュレータ制御器６２の
電力入力端子７６は、バッテリー２８’の正の端子２
６’に接続する。スイッチング・レギュレータ制御器６
２の出力端子７８は電力制御トランジスタ５２のベース
８２に接続し、交互に、先ず電力制御トランジスタ５２
を先ずオンにし、次いで電力制御トランジスタ５２をオ
フにする。
【０００８】図２に描写されたＲｏｙｅｒ回路１０’は
２段の電力変換、即ち、図１の電力供給Ｒｏｙｅｒ回路
と直列に接続されたレギュレータを用いているので、そ
の電気的効率は比較的低く、即ち、約７０〜８０％であ
る。ＬＣＤ背面照明は携帯用コンピュータやテレビにお
いて有意の量の電力、即ち２０％から３０％、を消費す
るので、Ｒｏｙｅｒ回路による過剰な電力消費は全充電
バッテリーにより提供される動作時間量を有意に減少す
る。更に、変圧器１６又は１６’は４巻線を必要とし、
その二つは直列に接続し一次巻線に中央タップ２４又は
２４’を提供する。４巻線構造と電力出力二次側４８又
は４８’に跨って発生する高電圧故に、変圧器１６又は
１６’は製造が比較的困難で、電弧故障を起こす傾向が
ある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従って、この発明の一
目的は、ＣＣＦＬ用の改良された電源を提供することで
ある。この発明の他の目的は、ＣＣＦＬ用の電気的によ
り効率的な電源を提供することである。この発明の他の
目的は、ＣＣＦＬ用のより単純な電源を提供することで
ある。この発明の他の目的は、単一段の電力変換のみを
有するＣＣＦＬ用の電源を提供することである。この発
明の他の目的は、ＣＣＦＬ用のより信頼性があり且つ原
価有効な電源を提供することである。この発明の他の目
的は、部品が少ないＣＣＦＬ用の電源を供給することで
ある。この発明の他の目的は、ＬＣＤ背面照射において
消費される電力量を減少することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段とその作用】この発明は、
簡潔に云って、冷陰極蛍光灯（”ＣＣＦＬ”）を付勢す
る切り換え（スイッチング）モード電源である。このス
イッチングモード電源は、比較的低い直流（”ｄｃ”）
入力電圧を、ＣＣＦＬに供給出来る高い交流（”ａ
ｃ”）出力電圧に変換する。このスイッチングモード電
源は、第一の主端子と呼んでも良いソース端子を有し且
つ該スイッチモード電源の回路接地に接続する第一の半
導体スイッチを具備する。該第一の半導体スイッチの、
第二の主端子とも呼べる、ドレイン端子は昇圧変圧器の
一次巻線に接続する。該変圧器の該一次巻線と二次巻線
は好ましくは、線形透磁率を有する磁心の周りに配置さ
れる。該二次巻線は、該一次巻線のターン数より少なく
とも１０倍、好ましくは５０から１００倍多いターン数
を有する。該一次巻線は、このスイッチングモード電源
に対する電源端子に連結された第二の端部を有する。
【００１１】第二の半導体スイッチの、第一の主端子と
も呼べるソース端子は、好ましくは、上記電源端子と前
記変圧器の一次巻線の上記第二の端部に接続する。この
切り換えモード電源に含まれるキャパシタは、前記第二
の半導体スイッチの、第二の主端子とも呼べる、ドレイ
ン端子に接続する第一の端子を有する。該キャパシタの
第二の端子は、好ましくは、前記第一の半導体スイッチ
のドレイン端子と上記変圧器の一次巻線の第一の端部に
接続する。このように、直列接続第二半導体スイッチと
キャパシタは上記変圧器の一次巻線と並列に接続する。
【００１２】この切り換えモード電源に含まれる制御器
回路は、信号を上記第一と第二の半導体スイッチに送信
して、これ等のスイッチをオン／オフする。該第二の半
導体スイッチがオフで且つ該第一の半導体スイッチがオ
ンである間、電流が上記変圧器の一次巻線と該第一の半
導体スイッチを通して流れる。該第一の半導体スイッチ
がオフで且つ該第二の半導体スイッチがオンである間、
電流は該一次巻線と上記直列接続第二半導体スイッチと
キャパシタを通して流れる。上記制御器回路は該第一と
第二の半導体スイッチを、該キャパシタのキャパシタン
スと上記変圧器の一次イングクタンスにより形成される
並列共振回路の共振周波数より高い周波数でオン／オフ
する。
【００１３】この切り換えモード電源に含まれる減結合
キャパシタは、上記変圧器の二次巻炎の第一の端部に直
列に接続する。該減結合キャパシタンスの第二の端子と
該二次巻線の第二の端部は、ＣＣＦＬが接続され得るこ
の切り換えモード電源に対する交流電力出力端子を提供
する。
【００１４】本発明のこれ等及び他の目的、構成及び作
用・効果は、添付する種々の図面図に例示されているよ
うな好ましい実施例の以下の詳細な説明からこの発明が
属する分野における当業技術者により容易に理解されよ
う。
【００１５】
【実施例】図３は、この発明による切り換え（スイッチ
ング）モードＣＣＦＬ電源の好ましい実施例を、一般的
参照符号１００を用いて例示している。ＣＣＦＬ電源１
００は、パワーＮ−チャネル金属酸化物シリコン電界効
果型トランジスタ（”ＭＯＳＦＥＴ”）ゲート制御第一
半導体スイッチ１０２を含む。該第一半導体スイッチ１
０２は、昇圧変圧器１１２の一次巻線１０８の第一の端
部１０６に接続するドレイン端子１０４を含む。該一次
巻線１０８の第二の端部１１４は、通常５ボルトと２４
ボルトｄｃの範囲の電圧ＶＩＮがこのＣＣＦＬ電源１０
０に供給される正の電圧電源端子１１６に接続する。ま
た、Ｐ−チャネルＭＯＳＦＥＴゲート制御第二半導体ス
イッチ１２４のソース端子１２２は該電源端子１１６に
接続する。キャパシタ１２６は、該第二半導体スイッチ
１２４のドレイン端子１２８を上記第一半導体スイッチ
１０２のドレイン端子１０４と上記昇圧変圧器１１２の
一次巻線１０８との両方に連結する。該キャパシタ１２
６は、その正極性端子が該第一半導体スイッチ１０２の
ドレイン端子１０４に接続するように向いている。該第
一半導体スイッチ１０２と上記第二半導体スイッチ１２
４は両方とも、各々、一体逆ダイオードを含む。該第一
の半導体スイッチ１０２と該第二半導体スイッチ１２４
は、好ましくは、カリフォルニア州サンタ・クラーラの
Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ，Ｉｎｃ．により市販されているモ
デルＳｉ９９３９ＤＹ−ＭＯＳＦＥＴである。
【００１６】Ｒｏｙｅｒ回路１０と同様、上記昇圧変圧
器１１２の二次巻線１３２は減結合キャパシタ１３４と
直列に接続する。ＣＣＦＬ１３６は、このＣＣＦＬ電源
１００用電力出力端子を構成する該減結合キャパシタ１
３４の一端子と上記二次巻線１３２の一端に直列に接続
する。しかしながら、前記従来技術のＲｏｙｅｒ回路１
０において前記変圧器１６に対して採用されなければな
らない可飽和磁心材料の非線形透磁率とは対照的に、こ
のＣＣＦＬ電源１００の正常動作中に飽和しない線形透
磁率フェライト材料が上記昇圧変圧器１１２の磁心を形
成する。該昇圧変圧器１１２は、上記二次巻線１３２の
ターン数Ｎ２と上記一次巻線１０８のターン数Ｎ１の間
に少なくとも１０：１で、一般に５０：１から１００：
１の範囲の比を有する。
【００１７】このＣＣＦＬ電源１００は、好ましくは、
パルス幅変調制御器ＩＣ１４２を採用し、Ｎ−チャネル
駆動出力ピン１４４からのＮ−チャネルＭＯＳＦＥＴ駆
動信号を上記第一半導体スイッチ１０２のゲート端子１
４６（該第一半導体スイッチ１０２の制御端子とも呼称
することが出来る）へ、またＰ−チャネル駆動出力ピン
１４８からのＰ−チャネルＭＯＳＦＥＴ駆動信号を上記
第二半導体スイッチ１２４のゲート端子１５２（該第二
半導体スイッチ１２４の制御端子とも呼称される）へ供
給する。駆動信号を上記第一半導体スイッチ１０２と該
第二半導体スイッチに提供することに加えて、以下に詳
細に説明するように、上記制御器ＩＣはまた、このＣＣ
ＦＬ電源１００の動作に要する電流感知、フィードバッ
ク補償、照明弱化制御、デューティーサイクル制限及び
クロック発振等の機能を提供する。
【００１８】上記制御器ＩＣ１４２は、該制御器ＩＣ１
４２を回路接地に電気的に接続する接地ピン１５８と該
制御器ＩＣ１４２を電源端子１１６に接続する電圧入力
ピン１６２を含む。該制御ＩＣ１４２内で、電圧入力接
続ピン１６２は電界効果型トランジスタ（”ＦＥＴ”）
１６６と不足電圧ロックアウト回路１６８に接続する。
該不足電圧ロックアウト回路１６８の出力端子１７２は
ＦＥＴ１６６のゲート端子１７４に接続する。上記制御
器ＩＣ１４２の電圧入力ピン１６２に供給される電圧が
該不足電圧ロックアウト回路１６８により設定される閾
値を超える間、上記ゲート端子１７４に供給される上記
出力端子１７２からの信号は上記ＦＥＴ１６６をオンに
したまま維持する。しかしながら、上記制御器ＩＣ１４
２の電圧入力ピン１６２に供給される電圧がＶＩＮより
低い所定の閾値より低くなると、上記ゲート端子１７４
に供給される上記出力端子１７２からの信号は上記ＦＥ
Ｔ１６６をオフにし、それによって該制御回路ＩＣ１４
２の動作を中断する。
【００１９】上記制御器ＩＣ１４２はまた、該制御器Ｉ
Ｃ１４２内で上記不足電圧ロックアウト回路１６８に接
続するエネーブル・ピン１７６を含む。該エネーブル・
ピン１７６に特定電圧を印可すると、該不足電圧ロック
アウト回路１６８は、たとえ上記電圧入力ピン１６２に
供給される電圧が該不足電圧ロックアウト回路１６８に
より予め設定された閾値を超えても、上記ＦＥＴ１６６
をオフにする。上記エネーブル・ピン１７６により、携
帯用コンピュータに含まれる中央処理ユニット（”ＣＰ
Ｕ”）により実行される電力管理コンピュータ・プログ
ラムは、ＬＣＤ背景照明をオン／オフすることによりコ
ンピュータの電力消費を都合良く管理する。
【００２０】上記ＦＥＴ１６６がオンになれば、該ＦＥ
Ｔ１６６のドレイン端子１７８は電力を発振器１８２、
セット／リセット・フリップフロップ１８４、Ｎ−チャ
ネル電流増幅器１８６及び反転Ｐ−チャネル電流増幅器
１８８に供給する。該発振器１８２の抵抗端子１９２は
上記制御器ＩＣ１４２の抵抗ピン１９４に接続する。該
発振器１８２のキャパシタ端子１９６は該制御器ＩＣ１
４２のキャパシタ・ピン１９８に接続する。タイミング
抵抗２０２とタイミングキャパシタ２０４は、夫々、上
記抵抗ピン１９４と該キャパシタ・ピン１９８と回路接
地間に接続する。該タイミング抵抗２０２の抵抗値と該
タイミングキャパシタ２０４のキャパシタンスは、上記
発振器１８２が約１００から１５０キロヘルツ（”ＫＨ
ｚ”）の周波数で発信するように選ばれる。
【００２１】上記発振器１８２は、出力端子２０６から
この１００から１５０ＫＨｚの周波数で信号を設定入力
端子２０８に供給して上記フリップフロップ１８４をセ
ットする。該発振器１８２のキャパシタ端子１９６と上
記制御器ＩＣ１４２のキャパシタ・ピン１９８はまた、
比較器２１４の非反転入力端子２１２に接続する。該発
振器１８２の正常動作故に、該制御器ＩＣ１４２のキャ
パシタ・ピン１９８に在る鋸波波形が該比較器２１４の
反転入力２１６に在る電圧を超えると、該比較器２１４
は出力信号を上記セット／リセット・フリップフロップ
１８４をリセットするリセット端子入力端子２１８に送
信する。このようにして、上記発振器１８２と上記キャ
パシタ２１４は、交互に、該セット／リセット・フリッ
プフロップ１８４を該発振器１８２の発振周波数でセッ
ト／リセットする。
【００２２】上記セット／リセット・フリップフロップ
１８４は出力信号を閉前開回路２２２の入力に供給す
る。該閉前開回路２２２は別個の出力信号を上記Ｎ−チ
ャネル増幅器１８６と上記Ｐ−チャネル電流増幅器１８
８の入力に、夫々、供給する。該Ｎ−チャネル電流増幅
器１８６と該Ｐ−チャネル電流増幅器１８８からの出力
信号は、夫々、前記Ｎ−チャネル駆動出力ピン１４４と
Ｐ−チャネル駆動出力ピン１４８に連結され、駆動信号
を前記ゲート制御半導体スイッチ１０２と１２４のゲー
ト端子１４６と１５２に供給する。
【００２３】上記制御器ＩＣ１４２からの信号により駆
動されて、上記第一半導体スイッチと上記半導体スイッ
チ１２４は相補的デューティーサイクルモードで動作す
る。その結果、該制御器ＩＣ１４２により上記ゲート制
御半導体スイッチ１０２と１２４の夫々のゲート端子１
４６と１５２に供給される駆動信号は、交互に、一スイ
ッチ１０２又は１２４をオンにする一方、他のスイッチ
１０２又は１２４をオフにする。該制御器ＩＣ１４２に
含まれる上記閉前開回路２２２は、該ゲート制御半導体
スイッチ１０２と１２４の両方が同時にオンにならない
ようにする。
【００２４】電流感知抵抗２３２は上記第一半導体スイ
ッチ１０２のソース端子２３４回路接地に連結する。該
電流感知抵抗２３２に在る電圧はフィードバック抵抗２
３４を通して上記制御器ＩＣ１４２のフィードバック電
圧入力ピン２３４に供給される。該制御器ＩＣ１４２内
で、このフィードバック電圧は誤差増幅器２４４の反転
入力端子２４２に供給される。該誤差増幅器２４４の出
力端子２４６は該制御器ＩＣ１４２内で該制御器ＩＣ１
４２のフィードバック・キャパシタ・ピン２４８に連結
される。フィードバック・キャパシタ２５２は該フィー
ドバック・キャパシタ・ピン２４８と上記フィードバッ
ク電圧入力ピン２３８間に連結される。このように構成
されて、上記誤差増幅器２４４は、上記フィードバック
抵抗２３６に供給されるフィードバック電圧信号に対す
る積分器として動作する。図３に描写された上記フィー
ドバック・キャパシタ２５２により提供される負のフィ
ードバックに加えて、該誤差増幅器２４４はまた、図３
に示されていない内部抵抗性フィードバックを含む。該
内部抵抗性フィードバックは増幅器の直流出力電圧を安
定化し且つ該誤差増幅器２４４の最大直流ゲインを制限
する。従って、該誤差増幅器２４４からの出力信号は、
上記電流感知抵抗２３２に跨って現れる平均電圧の比較
的長時間変化に対して比較的緩やかに、例えば、ミリ秒
で、応答する。
【００２５】上記制御器ＩＣ１４２はまた電圧基準２６
２を含む。該電圧基準２６２は一定電圧を、上記誤差増
幅器２４４の非反転入力端子２６６に接続された第二の
端子を有する第一の電圧分割器抵抗２６４の第一の端子
に印可する。該非反転入力端子２６６と回路接地間で制
御器ＩＣ１４２内で接続されるのは、第二の電圧分割器
抵抗２６８である。該制御器ＩＣ１４２の照明弱化制御
入力ピン２７２は該抵抗２６８をＬＣＤ照明弱化制御可
変抵抗２７４とフィルターキャパシタ２７６の両方に並
列に接続する。該並列接続抵抗２６８と２７４は上記抵
抗２６４と直列に接続し、上記電圧基準２６２により供
給される一定電圧を分割する。上記誤差増幅器２４４
は、この電圧分割器により上記非反転入力端子２６６に
供給される電圧を、前記電流感知抵抗２３２から前記反
転入力端子２４２が受信するフィードバック電圧と比較
する。該誤差増幅器２４４の出力端子２４６からの信号
は、該反転入力端子２４２と非反転入力端子２６６に印
可される電圧の差に比例し、基準電圧として前記比較器
２１４の反転入力２１６に供給される。かくして、上記
誤差増幅器２４４により発生される信号の電圧は、該比
較器２１４からの出力信号が前記セット／リセット・フ
リップフロップ１８４リセットする前記非反転入力端子
２１２に供給される鋸波波形に添う位置を制御する。
【００２６】上記制御器ＩＣ１４２はまた、上記比較器
２１４の反転入力２１６と回路接地間に接続されたツェ
ーナー・ダイオード２８２を含む。該ツェーナー・ダイ
オード２８２の絶縁破壊電圧は、該比較器２１４の反転
入力２１６に印可される最大電圧が前記第一半導体スイ
ッチ１０２のデューティーサイクルを６７％の予め設定
された最大値より低く制限するように選ばれる。即ち、
ツェーナー・ダイオード２８２は、上記比較器２１４の
反転入力２１６に印可される電圧を、該第一半導体スイ
ッチ１０２に対するオン時間が上記第二半導体スイッチ
１２４に対するオン時間の二倍以下になる最大値に制限
する。
【００２７】図４に関して、上記第二半導体スイッチ１
２４のゲート端子１５２とドレイン端子１２８間の電圧
を描写する第二スイッチゲート波形３０２上の時刻ｔ１
は、ゲート制御半導体スイッチ１０２と１２４のゲート
端子１４６と１５２に印可される駆動信号の正の半サイ
クルの開始を示す。時刻ｔ１において、第二半導体スイ
ッチ１２４は、該第二半導体スイッチ１２４のＰ−チャ
ネル駆動出力ピン１４８から供給される信号によりオフ
になる。その直後、第一半導体スイッチ１０２のゲート
端子１４６とソース端子２３４間の電圧を描写する第一
スイッチゲート波形３０４上の時刻ｔ２において、制御
器ＩＣ１４２のＮ−チャネル駆動出力ピン１４４から送
信される信号は第一トランジスタスイッチ１０２をオン
にする。一次巻線電圧波形３０６により描写されている
ように、時刻ｔ２における第一の半導体スイッチのオン
化は正の電圧を一次巻線１０８に跨って第一の端部１０
６から第二の端部１１４に印可する。該一次巻線１０８
に跨ったこの電圧の印可により、電流は、図３における
矢印により表され且つＩｐで符号されているように、そ
して図４において第一スイッチドレイン→ソース電流波
形ＩＤＳにより示されているように、上記一次巻線１０
８と第一半導体スイッチ１０２を流れる。
【００２８】上記一次巻線１０８に跨って電圧が印可さ
れ且つそれを通して電流は流れると、上記昇圧変圧器１
１２の二次巻線１３２に跨って電圧が誘導される。該二
次巻線１３２に跨る電圧は前記直列接続減結合キャパシ
タ１３４とＣＣＦＬに跨って印可される。該二次巻線１
３２に跨る電圧により、電流は、図３において矢印Ｉｓ
により表され且つ図４において二次巻線波形３１２によ
り表されているように、上記直列接続減結合キャパシタ
１３４とＣＣＦＬ１３６を流れる。該電流Ｉｓは、図４
の第一スイッチゲート波形３０４上を時刻ｔ２から時刻
ｔ３まで上記昇圧変圧器１１２の二次巻線１３２に流れ
続ける。
【００２９】上記第一半導体スイッチ１０２を流れる電
流の一部は、上記昇圧変圧器１１２の磁心に対する磁化
電流ＩＭを構成する。時刻ｔ１に始まって、磁化電流波
形３１４により図４に示された該磁化電流ＩＭは速度Ｖ
ＩＮ／ＬＰで増大する。ここで、ＬＰは該昇圧変圧器１
１２の一次巻線１０８のインダクタンスである。正の半
サイクル中に、上記第一半導体スイッチ１０２を流れる
電流ＩＰは、第一スイッチドレイン→ソース電流波形３
０８で表され、該磁化電流ＩＭと前記ＣＣＦＬ１３６を
流れる交番電流の和に等しい：即ち、ＩＰ＝ＩＭ＋ＩＳ
（Ｎ２／Ｎ１）である。ここで、Ｎ２とＮ１は、夫々、
上記昇圧変圧器１１２の一次巻線１０８と二次巻線１３
２のターン数である。
【００３０】第一スイッチゲート波形３０４の時刻ｔ３
において、上記第一半導体スイッチ１０２はオフになっ
て、上記一次巻線１０８に跨った電圧の負の半サイクル
の開始を表す。時刻ｔ３で瞬時的に、該一次巻線１０２
と上記二次巻線１３２に跨る電圧は、図４の一次巻線電
圧波形３０６により示されているように、逆転する。該
一次巻線１０８に跨る電圧の逆転により、電流は上記直
列接続キャパシタ１２６と第二半導体スイッチ１２４を
通して、始めに該第二半導体スイッチ１２４内に一体化
された逆ダイオードを通して、ループ状に流れる。時刻
ｔ３において、磁化電流ＩＭは、磁化電流波形３１４に
より表されているように、減少し始める。時刻ｔ３の直
後に、上記第二スイッチゲート波形３０２上の時刻ｔ４
において、該第二半導体スイッチ１２４はオンになる。
該第二半導体スイッチ１２４がオンになると、上記昇圧
変圧器１１２の一次巻線１０８を流れる電流の殆どは、
その時、該第二半導体スイッチ１２４内に一体化された
逆ダイオードを通ってよりは寧ろ、該第二半導体スイッ
チ１２４のドレイン端子１２８からソース端子に流れ
る。
【００３１】ｔ１からｔ４迄の負の半サイクル全体を通
して、上記一次巻線１０８からの磁化電流ＩＭ一部は上
記直列接続キャパシタ１２６と第二半導体スイッチ１２
４を流れる。このＣＣＦＬ電源１００の安定状態動作
中、該キャパシタ１２６に跨る電圧は約一定のｄｃ値に
なる。かかる状況下で、該キャパシタ１２６に跨る安定
状態電圧は、ＶＩＮ＊Ｄ／（１−Ｄ）に等しいものと計
算出来る。ここで、Ｄは上記第一半導体スイッチ１０２
のオン・デューティーサイクルである。この負の半サイ
クル中、ＣＣＦＬ１３６を流れる実質的全電流は上記昇
圧変圧器１１２の磁化電流ＩＭにより支持される。
【００３２】前記第二スイッチゲート波形３０２上の時
刻ｔ５は、上記一次巻線１０８に跨る電圧の上記負のサ
イクルの終端を示し且つ上記第二半導体スイッチ１２４
がオフにになる瞬時を表す。該第二半導体スイッチ１２
４がオンになると、このＣＣＦＬ電源１００の動作状態
が前記時刻ｔ１に存在する動作状態に回復する。
【００３３】上記負のサイクル、即ち時間ｔ３−ｔ４か
ら時間ｔ５−ｔ１中にこのＣＣＦＬ電源１００の動作を
解析する一方法は、上記昇圧変圧器１１２のインダクタ
ンスと上記キャパシタンスが並列共振回路を形成し、Ｃ
ＣＦＬは上記一次巻線１０８と上記キャパシタ１２６の
両方に並列に接続された負荷と考えることである。この
ように解析されると、該昇圧変圧器１１２と該キャパシ
タ１２６の共振周波数は、このＣＣＦＬ電源１００の実
際の動作周波数よりずっと低くなければならない。好ま
しくは、該昇圧変圧器１１２のイングクタンスと該キャ
パシタ１２６のキャパシタンスは、このＣＣＦＬ電源１
００の動作周波数が、好ましくは、上記共振周波数の７
から１０倍大きいような共振周波数を設定するように選
ばれる。前記正のサイクル中、上記一次巻線１０８を流
れる電流Ｉｐの約１／２がＣＣＦＬ１３６の動作を付勢
する一方、Ｉｐの他の半分は上記昇圧変圧器１１２のイ
ングクタンスに蓄積されたエネルギーを増大する。上記
負の半サイクル中、該昇圧変圧器１１２のイングクタン
スに蓄積されたエネルギーはＣＣＦＬ１３６の動作を付
勢する。かくして、このＣＣＦＬ電源１００は、該ＣＣ
ＦＬ電源１００の動作における各正の半サイクルと各負
の半サイクル中に、電力をＣＣＦＬ１３６に、即ち上記
昇圧変圧器１１２の負荷に供給する。
【００３４】このＣＣＦＬ電源１００がＣＣＦＬ１３６
に供給する電力量は、前記電源端子１１６から回路接地
に流れる平均電流が掛け合わされた該電源端子と回路接
地間に印可された電圧に比例する。上記第一半導体スイ
ッチ１０２のソース端子２３４と前記電流感知抵抗２３
２との分岐でフィードバック抵抗２３６に印可される平
均電圧は、上記電源端子１１６から回路接地に流れる電
流に比例する。前記制御器ＩＣ１４２の動作は、上記ゲ
ート制御半導体スイッチ１０２と１２４の夫々のデュー
ティーサイクルを調整して上記電流感知抵抗２３２を流
れる平均電流を安定化し且つ、それに対応して、上記昇
圧変圧器１１２の一次巻線１０８を通して該電源端子１
１６と回路接地間を流れる平均電流を安定化する。上記
電流感知抵抗２３２を流れる電流の相対量は、前記ＬＣ
Ｄ照明弱化制御可変抵抗２７４の抵抗値を調整すること
によって、変更出来る。該ＬＣＤ照明弱化制御可変抵抗
の抵抗値を変化すると、該電流感知抵抗２３２を流れる
フィードバック安定化平均電流、即ち、上記昇圧変圧器
１１２の一次巻線１０８を通して上記電源端子１１６と
回路接地間を流れる平均電流の大きさが増減される。
【００３５】
【発明の効果】電子部品の抵抗加熱に消散されるエネル
ギーと上記昇圧変圧器１１２等の部品内の損失結合を通
して失われるエネルギーを除いて、このＣＣＦＬ電源１
００に供給されるエネルギーの事実上の全てが直接ＣＣ
ＦＬ１３６に供給されるので、このＣＣＦＬ電源１００
の全電気的効率は、図２に示された電流供給Ｒｏｙｅｒ
回路１０’の電気的効率より有意に高い。即ち、前述の
ように該電力供給回路１０’の効率は約７０〜８０％で
あったが、この発明に従って適切に構成されたＣＣＦＬ
電源１００の効率は約９０％となる。ＬＣＤ背面照射は
携帯用コンピュータを動作するに要する電力の約２０％
から３０％を消費するので、ＬＤＣを背面照射するのに
要する電力量が１０％から２０％減少すると、全充電バ
ッテリーにより提供される動作時間が２％から６％増大
する。
【００３６】
【産業上利用性】この発明は、現在の処、好ましい実施
例に付いて開示されたが、かかる開示は純粋に例示的な
ものと理解されるべきであり、発明を限定するものとは
解釈されるべきではない。即ち、例えば、この発明によ
るＣＣＦＬ電源１００は好ましくはゲート制御半導体ス
イッチ１０２と１２４に対してＭＯＳＦＥＴｓを具備す
るものであるが、この発明に従って、離散的ダイオード
と並列に接続された双極トランジスタを用いて回路を具
現することも出来る。かかるＣＣＦＬ電源１００の双極
トランジスタによる具現化においては、ＭＯＳＦＥＴゲ
ート制御半導体スイッチ１０２と１２４は双極ＮＰＮト
ランジスタにより置き換えられよう。従って、ＭＯＳＦ
ＥＴのソースは双極トランジスタのエミッタに交換さ
れ、ＭＯＳＦＥＴのゲートは双極トランジスタのベース
に交換され、そしてＭＯＳＦＥＴのドレインは双極トラ
ンジスタのコレクタに交換される。
【００３７】同様に、直列接続第二半導体スイッチ１２
４及びキャパシタ１２６の順序は、好ましい実施例に対
して上に開示されたものから逆にすることが出来よう。
尤も、その場合、制御信号を第二半導体スイッチ１２４
のゲート端子１５２に供給する為により複雑な制御器Ｉ
Ｃ１４２が要求されよう。同様に、昇圧変圧器１１２の
磁心は好ましくは線形透磁率フェライト材料から作られ
るが、非線形透磁率フェライト材料から作ることも出来
よう。尤も、かかる非線形透磁率材料はＣＣＦＬ電源１
００の変換効率を低下することになろう。
【００３８】従って、この発明の精神と範囲を逸脱する
ことなく、この発明種々の変更、修正及び／又は代替的
適用は、疑いも無く、以上の開示を読了した当業技術者
に示唆されよう。従って、本願の請求項は、この発明の
真の精神及び範囲内に該当するものとして全ての変更、
修正又は代替的適用を包括するものと解釈されるべきで
ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるＲｏｙｅｒ回路を描写する回路
図である。
【図２】従来技術による入力電力レギュレータ回路を含
む電流供給Ｒｏｙｅｒ回路を描写する回路図である。
【図３】この発明によるＣＣＦＬ電源を描写する回路図
である。
【図４】図３に描写されたＣＣＦＬ電源の動作中に生ず
る種々の電気的波形を描写する図である。
【符号の説明】
１００：切り換えモードＣＣＦＬ用電源；１０２：第一
の半導体スイッチ；１０４：該第一の半導体スイッチの
ドレイン端子；１１２：昇圧変圧器；１０８：一次巻
線；１０６：一次巻線の第一の端部；１１４：一次巻線
の第二の端部；１３２：二次巻線；１１６：電源端子；
１２４：第二の半導体スイッチ；１２２：該第二の半導
体スイッチのソース端子；１２６：キャパシタ；１２
８：該第二の半導体スイッチのドレイン端子；１３４：
減結合キャパシタ；１３６：ＣＣＦＬ；１４２：パルス
幅変調制御器ＩＣ；１４４：Ｎ−チャネル駆動出力ピ
ン；１４６：第一の半導体スイッチのゲート端子；１４
８：Ｐ−チャネル駆動出力ピン；１５２：上記第二の半
導体スイッチのゲート端子；１６２：電圧入力ピン；１
６６：電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）；１６４：該
ＦＥＴのソース端子；１６８：不足電圧ロックアウト回
路；１７２：該回路の出力端子；１７４：該ＦＥＴのゲ
ート端子；１７６：エネーブル・ピン；１７８：上記Ｆ
ＥＴのドレイン端子；１８２：発振器；１８４：セット
／リセット・フリップフロップ；１８６：Ｎ−チャネル
電流増幅器；１８８：Ｐ−チャネル電流増幅器；１９
２：上記発振器の抵抗端子；１９４：上記ＩＣの抵抗ピ
ン；１９６：上記発振器のキャパシタ端子；１９８：キ
ャパシタ・ピン；２０２：タイミング・ピン；２０４：
タイミング・キャパシタ；２０６：上記発振器の出力端
子；２０８：上記フリップフロップのセット入力端子；
２１４：比較器；２１２；該比較器の非反転入力端子；
２１６：該比較器の反転入力；２１８：上記フリップフ
ロップもリセット入力端子；２２２：閉前開回路；２３
２：電流感知抵抗；２３４：上記第一の半導体スイッチ
のソース端子；２３６：フィードバック抵抗；２３８：
フィードバック電圧入力ピン；２４４：誤差増幅器；２
４２：該増幅器の反転入力端子；２４６：該増幅器の出
力端子；２４８：フィードバック・キャパシタ・ピン；
２５２：フィードバック・キャパシタ；２６２：電圧基
準；２６４：第一の電圧分割器抵抗；２６６：上記誤差
増幅器の非反転入力端子；２６８：第二の電圧分割器抵
抗；２７２：照明弱化制御入力ピン；２７４：ＬＣＤ照
明弱化制御可変抵抗；２８２：ツェーナー・ダイオー
ド。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クワン・エイチ・リウ アメリカ合衆国カリフォルニア州94087 サニーベー ル、ジュラ・ウェイ714 (56)参考文献 特開 平８−98545（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−312865（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−284271（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−327366（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−245503（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−118594（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24

Claims (20)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】比較的低い直流入力電圧を、冷陰極蛍光灯
    （１３６）に供給し得る高い交流出力電圧に変換する、
    冷陰極蛍光灯（１３６）を付勢するための切り換え（ス
    イッチング）モード電源（１００）であって、 第一の主端子（２３４）、第二の主端子（１０４）及び
    制御端子（１４６）を有する第一の半導体スイッチ（１
    ０２）の該第一の主端子（２３４）が上記スイッチング
    モード電源の回路接地に連結され、 一次側インダクタンスを有する一次巻線（１０８）と二
    次巻線（１３２）を有する昇圧変圧器（１１２）の該一
    次巻線（１０８）と二次巻線（１３２）が磁心の周りに
    配置され、該二次巻線（１３２）のターン数が該一次巻
    線（１０８）のターン数の少なくとも１０倍であり、該
    一次巻線（１０８）の第一の端部が上記第一の半導体ス
    イッチ（１０２）の第二の主端子（１０４）に接続して
    該変圧器（１１２）の一次巻き線（１０８）と該第一の
    半導体スイッチ（１０２）が直列に接続され、そして上
    記一次巻線（１０８）の第二の端部（１１４）がスイッ
    チングモード電源（１００）の電源端子（１１６）に連
    結され、 第一の主端子（１２２）、第二の主端子（１２８）及び
    制御端子（１５２）を有する第二の半導体スイッチ（１
    ２４）とキャパシタンスを有するキャパシタ（１２６）
    が備わり、該キャパシタ（１２６）の第一の端子（−、
    ＋）が該第二の半導体スイッチ（１２４）の上記主端子
    の一つ（１２８，１２２）に接続して該第二の半導体ス
    イッチ（１２４）と上記キャパシタ（１２６）が直列に
    接続され、該第二の半導体スイッチ（１２４）の他の主
    端子（１２２、１２８）と上記キャパシタ（１２６）の
    第二の端子（＋、−）が夫々、前記変圧器（１１２）の
    一次巻線（１０８）の第二の端部（１１４）と前記第一
    の半導体スイッチ（１０２）の第二の主端子（１０４）
    に接続して、上記直列接続する第二半導体スイッチ（１
    ２４）とキャパシタ（１２６）が上記変圧器（１１２）
    の一次巻線（１０８）に並列に接続され、該変圧器（１
    １２）の一次側インダクタンスと上記キャパシタ（１２
    ６）のキャパシタンスが組み合わされて共振周波数をも
    つようにし、 前記第一の半導体スイッチ（１０２）の制御端子（１４
    ６）に接続する第一のスイッチング駆動出力端子（１４
    ４）と上記第二の半導体スイッチ（１２４）の制御端子
    （１５２）に接続する第二のスイッチング駆動出力端子
    （１４８）を有する制御器回路（１４２）が備わり、該
    制御器回路は信号を上記第一の半導体スイッチ（１０
    ２）と上記第二の半導体スイッチ（１２４）に送って該
    第一の半導体スイッチ（１０２）を先ずオンにし、次い
    でオフにすると共に同時に該第二の半導体スイッチ（１
    ２４）を先ずオフにし、次いでオンにし、それによって
    該第一と第二の半導体スイッチ（１０２、１２４）に対
    して夫々デューティーサイクルを設定し、該第一の半導
    体スイッチ（１０２）がオンになり且つ該第二の半導体
    スイッチ（１２４）がオフになる間に周期的に電流が前
    記変圧器（１１２）の一次巻線（１０８）と上記第一の
    半導体スイッチ（１０２）を流れるようにし、そして上
    記第二の半導体スイッチ（１２４）がオンになり且つ上
    記第一の半導体スイッチ（１０２）がオフになる間に電
    流が上記一次巻線（１０８）と前記直列接続第二半導体
    スイッチ（１２４）とキャパシタ（１２６）を流れるよ
    うにし、前記制御器回路（１４２）が上記第一及び第二
    半導体スイッチ（１０２、１２４）を、上記変圧器（１
    １２）の一次側インダクタンスと上記キャパシタ（１２
    ６）のキャパシタンスとの組み合わせによる前記共振周
    波数より高い周波数でオン／オフするように構成され、 前記変圧器（１１２）の二次巻線（１３２）の一端に減
    結合キャパシタ（１３４）の第一の端子が接続して該減
    結合キャパシタ（１３４）と上記二次巻線（１３２）が
    直列に接続され、該減結合キャパシタ（１３４）の第二
    の端子と該二次巻線（１３２）の他端とが、スイッチン
    グモード電源（１００）の交流電力出力端子となって、
    冷陰極蛍光灯（１３２）を付勢し得るようにして成る構
    成を特徴とするスイッチングモード電源。
  2. 【請求項２】前記第一半導体スイッチ（１０２）と前記
    第二の半導体スイッチ（１２４）の各々がゲート制御半
    導体スイッチであり、該ゲート制御半導体スイッチに
    は、陽極がその第一の主 端子に、陰極がその第二の主端
    子に、夫々接続するダイオードが備わる構成を特徴とす
    る請求項１に記載のスイッチングモード電源。
  3. 【請求項３】前記制御回路（１４２）が前記第一と第二
    の半導体スイッチ（１０２、１２４）をオン／オフスイ
    ッチングする周波数が、前記変圧器（１１２）の一次側
    インダクタンスと前記キャパシタ（１２６）のキャパシ
    タンスとの組み合わせによる前記共振周波数の少なくと
    も４倍であることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
    チングモード電源。
  4. 【請求項４】前記制御器回路（１４２）が前記第一と第
    二の半導体スイッチ（１０２、１２４）をオン／オフス
    イッチングする周波数が、前記変圧器（１１２）の一次
    側インダクタンスと前記キャパシタ（１２６）のキャパ
    シタンスとの組み合わせによる前記共振周波数の少なく
    とも７倍であることを特徴とする請求項３に記載のスイ
    ッチングモード電源。
  5. 【請求項５】更にスイッチングモード電源（１００）の
    前記電力出力端子に冷陰極蛍光灯（１３６）が接続され
    て成る構成を特徴とする請求項１に記載のスイッチング
    モード電源。
  6. 【請求項６】前記変圧器（１１２）の二次巻線（１３
    ２）のターン数が、一次巻線（１０８）のターン数の少
    なくとも５０倍大きいことを特徴とする請求項１に記載
    のスイッチングモード電源。
  7. 【請求項７】前記変圧器（の二次巻線（１３２）のター
    ン数が、一次巻線（１０８）のターン数の少なくとも８
    ０倍大きいことを特徴とする請求項６に記載のスイッチ
    ングモード電源。
  8. 【請求項８】、該制御器回路（１４２）に供給された電
    圧が所定の閾値より低い場合、該制御器回路（１４２）
    の動作を休止する不足電圧ロックアウト回路を前記制御
    器回路（１４２）が備えて成る構成を特徴とする請求項
    １に記載のスイッチングモード電源。
  9. 【請求項９】前記第一と第二の半導体スイッチ（１０
    ２、１２４）の両方が同時にオンにならないようにする
    閉前開回路を前記制御器回路（１４２）が具備して成る
    構成を特徴とする請求項１に記載のスイッチングモード
    電源。
  10. 【請求項１０】前記第一の半導体スイッチ（１０２）が
    オンになる間に前記変圧器（１１２）の一次巻線（１０
    ８）を流れる電流が感知されて、前記制御器回路（１４
    ２）に供給され、そして該制御器回路（１４２）が前記
    第一と第二の半導体スイッチ（１０２、１２４）の夫々
    のデューティーサイクルを調整して上記変圧器（１１
    ２）の一次巻線（１０８）を流れる平均電流を安定化す
    るようにして成る構成を特徴とする請求項１に記載のス
    イッチングモード電源。
  11. 【請求項１１】前記変圧器（１１２）の一次巻線（１０
    ８）を流れる電流が、前記第一の半導体スイッチ（１０
    ２）と回路接地間に連結された抵抗体（２３２）により
    感知されるようにして成る構成を特徴とする請求項１０
    に記載のスイッチングモード電源。
  12. 【請求項１２】前記制御器回路（１４２）が照明弱化制
    御入力ピン（２７２）を備え、且つスイッチングモード
    電源（１００）が信号を該照明弱化制御入力ピン（２７
    ２）に印可する照明弱化制御手段（２７２）を備え、前
    記変圧器（１１２）の一次巻線（１０８）を流れる平均
    電流を増減するようにして成る構成を特徴とする請求項
    １０に記載のスイッチングモード電源。
  13. 【請求項１３】前記照明弱化制御手段（２７４）が、前
    記照明弱化制御入力ピン（２７２）と回路接地間に連結
    された可変抵抗体（２７４）を具備して成る構成を特徴
    とする特徴とする請求項１２に記載のスイッチングモー
    ド電源。
  14. 【請求項１４】前記制御器回路（１４２）が照明弱化制
    御入力ピン（２７２）を備え、且つスイッチングモード
    電源（１００）が信号を該照明弱化制御入力ピン（２７
    ２）に印可する手段を備え、前記変圧器（１１２）の一
    次巻線（１０８）を流れる平均電流を増減するようにし
    て成る構成を特徴とする請求項１に記載のスイッチング
    モード電源。
  15. 【請求項１５】前記照明弱化制御手段が、前記照明弱化
    制御入力ピン（２７２）と回路接地間に連結された可変
    抵抗体（２７４）を具備して成る構成を特徴とする請求
    項１４に記載のスイッチングモード電源。
  16. 【請求項１６】前記制御器回路（１４２）が、前記第一
    の半導体スイッチ（１０２）のデューティーサイクルを
    所定の最大値より少なく制限するデューティーサイクル
    制限手段（２８２）を備えて成る構成を特徴とする請求
    項１に記載のスイッチングモード電源。
  17. 【請求項１７】前記デューティーサイクル制限手段（２
    ８２）が前記第一の半導体スイッチ（１０２）のデュー
    ティーサイクルを制限する最大値が６７％であることを
    特徴とする請求項１６に記載のスイッチングモード電
    源。
  18. 【請求項１８】前記第一の半導体スイッチ（１０２）と
    前記第二の半導体スイッチ（１２４）が、金属酸化物・
    シリコン電界効果型トランジスタ（”ＭＯＳＦＥＴ”）
    であることを特徴とする請求項１に記載のスインチング
    モード電源。
  19. 【請求項１９】前記第二の半導体スイッチ（１２４）の
    第一の主端子（１２２）が前記変圧器（１１２）の一次
    巻線（１０８）の第二の端部（１１４）に接続し、そし
    て前記キャパシタ（１２６）の第二の端子（＋）が前記
    第一の半導体スイッチ（１０２）の第二の主端子（１０
    ４）に接続するようにして成る構成を特徴とする請求項
    １に記載のスイッチングモード電源。
  20. 【請求項２０】前記変圧器（１１２）の磁心が線形透磁
    率を有するようにして成る構成を特徴とする請求項１に
    記載のスイッチングモード電源。
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