JP3217619B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
- Publication number
- JP3217619B2 JP3217619B2 JP26363994A JP26363994A JP3217619B2 JP 3217619 B2 JP3217619 B2 JP 3217619B2 JP 26363994 A JP26363994 A JP 26363994A JP 26363994 A JP26363994 A JP 26363994A JP 3217619 B2 JP3217619 B2 JP 3217619B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coefficient
- acoustic
- block
- signal input
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
【0002】
【従来技術】一般に音響反響除去装置は通信衛星および
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【0003】図7は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子1は受話信号出力端子2に
接続され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変係
数フィルタ3に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィ
ルタ3の出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路5の出力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信
号出力端子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正
量演算回路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力
により可変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ8に入力され、その受話信号入力レジスタ8の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ9の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路10でとられ、積和回路10
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子2および送話信号入力端子4は長距離電話回線の場
合、2線4線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
図である。受話信号入力端子1は受話信号出力端子2に
接続され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変係
数フィルタ3に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィ
ルタ3の出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路5の出力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信
号出力端子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正
量演算回路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力
により可変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ8に入力され、その受話信号入力レジスタ8の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ9の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路10でとられ、積和回路10
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子2および送話信号入力端子4は長距離電話回線の場
合、2線4線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
【0004】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響yk は、 yk = hT xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]T (2) x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]T T :べクトルの転置 である。
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響yk は、 yk = hT xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]T (2) x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]T T :べクトルの転置 である。
【0005】一方、 時刻kTにおけるhの推定値をh
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk T xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法(野田淳彦、南雲仁一:“シス
テムの学習同定法”計測と制御、7、9、pp.597-605(1
968))が採用される。学習同定法によるhsk の逐次修
正は、 hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk T xk (4) によって行われる。但し、 eK =yK −ysK 0<α≦1 (5) でありeK を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sK が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で1.0に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある(例
えば、古川博基、金森丈郎、茨木悟、直野博之、田中和
之:“分割適応型エコーキャンセラを用いたハンズフリ
ー通話回路”、電通学会春期大会、SA-7-8, pp.466-467
(1992) )。
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk T xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法(野田淳彦、南雲仁一:“シス
テムの学習同定法”計測と制御、7、9、pp.597-605(1
968))が採用される。学習同定法によるhsk の逐次修
正は、 hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk T xk (4) によって行われる。但し、 eK =yK −ysK 0<α≦1 (5) でありeK を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sK が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で1.0に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある(例
えば、古川博基、金森丈郎、茨木悟、直野博之、田中和
之:“分割適応型エコーキャンセラを用いたハンズフリ
ー通話回路”、電通学会春期大会、SA-7-8, pp.466-467
(1992) )。
【0006】拡声音場における音響反響特性をこの様に
FIR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100
〜数1000タップという長大な構成となり、可変係数
系列hsK の修正量更新に関わる演算量が膨大なものに
なり小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数
系列hsk を数段階に分割処理を行い1ステップにおい
ての更新演算量を削減させる方法が採られている。一例
として分割更新方式の中で最も簡単な二分割処理の場合
について述べる。擬似インパルス応答レジスタ9に格納
された可変係数系列の総数をNとした時、係数系列の分
割内容は次の様に表す事が出来る。
FIR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100
〜数1000タップという長大な構成となり、可変係数
系列hsK の修正量更新に関わる演算量が膨大なものに
なり小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数
系列hsk を数段階に分割処理を行い1ステップにおい
ての更新演算量を削減させる方法が採られている。一例
として分割更新方式の中で最も簡単な二分割処理の場合
について述べる。擬似インパルス応答レジスタ9に格納
された可変係数系列の総数をNとした時、係数系列の分
割内容は次の様に表す事が出来る。
【0007】hs1K :0〜(N/2)−1 hs2K :(N/2)〜N 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式(4)
より、 hs1K+1 = hs1K +α(xK eK )/xK T xK (6) hs2K+1 = hs2K +α(xK eK )/xK T xK (7) と表す事が出来、Mは2、つまり2ステップで全可変係
数系列hsK を更新する適応アルゴリズムである。従っ
て、1ステップにおける演算量は1/2に削減する事が
出来、勿論分割数Nを増やせばそれに比例して演算量は
1/Nに削減できる。しかしながら、演算量は低減させ
る事ができるが、音響反響を一定量消去させる為の収束
時間が大きくなってしまう。この収束時間を改善する為
に分割された各ブロックを順番に更新処理してやるので
はなく、各ブロックに重み付けを施し更新頻度を変え
る。その結果係数系列全体を更新する為のステップ数M
は増すが、収束速度をかなり改善さす事が可能となる。
分割された各ブロックに重み付けするのに用いられるの
が音場のインパルス応答特性である。図2にTSP波形
を用いて観測された音場のインパルス応答特性の一例を
示す。その特性が減衰特性を呈している事が判る。この
特性を利用しインパルス応答の電力の集中している前半
部分を優先して更新処理を行う事で収束速度の改善が図
られるという事である。
より、 hs1K+1 = hs1K +α(xK eK )/xK T xK (6) hs2K+1 = hs2K +α(xK eK )/xK T xK (7) と表す事が出来、Mは2、つまり2ステップで全可変係
数系列hsK を更新する適応アルゴリズムである。従っ
て、1ステップにおける演算量は1/2に削減する事が
出来、勿論分割数Nを増やせばそれに比例して演算量は
1/Nに削減できる。しかしながら、演算量は低減させ
る事ができるが、音響反響を一定量消去させる為の収束
時間が大きくなってしまう。この収束時間を改善する為
に分割された各ブロックを順番に更新処理してやるので
はなく、各ブロックに重み付けを施し更新頻度を変え
る。その結果係数系列全体を更新する為のステップ数M
は増すが、収束速度をかなり改善さす事が可能となる。
分割された各ブロックに重み付けするのに用いられるの
が音場のインパルス応答特性である。図2にTSP波形
を用いて観測された音場のインパルス応答特性の一例を
示す。その特性が減衰特性を呈している事が判る。この
特性を利用しインパルス応答の電力の集中している前半
部分を優先して更新処理を行う事で収束速度の改善が図
られるという事である。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】最小二乗法(LMS)
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式(5)よりαの取る範囲は0から1の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。又、分割更新
方式を用いた場合には係数更新に関わる演算量は減少
し、ハードウェアの小型化は図れるものの収束速度が激
減してしまい、同定速度が劣化してしまう。一例を図6
に示す。図中aは係数更新利得αを0.5に固定し、2
分割した該インパルス応答レジスタを全後半交互に更新
処理を行った場合、同図bは室内特性を考慮して前半部
を3回、後半部を1回の割合で更新処理を行った結果で
ある。図中bは図中aに比べ初期適応速度は格段改善さ
れているものの途中で消去性能が逆転している。この様
に演算量の削減を図ろうとすると音響反響消去性能が劣
化する。従って、小型で高性能な音響反響除去装置を構
成する為には、相反する条件を満たさなければならない
という問題点があった。
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式(5)よりαの取る範囲は0から1の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。又、分割更新
方式を用いた場合には係数更新に関わる演算量は減少
し、ハードウェアの小型化は図れるものの収束速度が激
減してしまい、同定速度が劣化してしまう。一例を図6
に示す。図中aは係数更新利得αを0.5に固定し、2
分割した該インパルス応答レジスタを全後半交互に更新
処理を行った場合、同図bは室内特性を考慮して前半部
を3回、後半部を1回の割合で更新処理を行った結果で
ある。図中bは図中aに比べ初期適応速度は格段改善さ
れているものの途中で消去性能が逆転している。この様
に演算量の削減を図ろうとすると音響反響消去性能が劣
化する。従って、小型で高性能な音響反響除去装置を構
成する為には、相反する条件を満たさなければならない
という問題点があった。
【0009】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供する事
を目的とする。
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供する事
を目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子を入力とするN個のブロッ
クに分割された擬似インパルス応答レジスタを有する可
変係数デジタルフィルタと、前記擬似インパルス応答レ
ジスタの総分割ブロック数N個の内、1個を選択する係
数系列ブロック選択回路と、前記受話信号出力端子から
音響反響経路を介して前記送話信号入力端子に入力され
る受話信号の音響反響成分から前記可変係数デジタルフ
ィルタで生起された擬似音響反響を減算して求められる
残差信号を最小とするような係数修正量演算回路によっ
て係数系列が逐次更新される音響反響除去装置におい
て、前記擬似インパルス応答レジスタをN個のブロック
に分割し、各分割ブロック毎を代表する係数累積加算平
均電力の変動率を算出し、その算出された変動率の値を
回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、一定以下に
なったかどうかによって更新演算処理対象ブロックであ
るかを選択することができるブロック係数更新利得選択
回路を有する音響反響除去装置を提供する。
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子を入力とするN個のブロッ
クに分割された擬似インパルス応答レジスタを有する可
変係数デジタルフィルタと、前記擬似インパルス応答レ
ジスタの総分割ブロック数N個の内、1個を選択する係
数系列ブロック選択回路と、前記受話信号出力端子から
音響反響経路を介して前記送話信号入力端子に入力され
る受話信号の音響反響成分から前記可変係数デジタルフ
ィルタで生起された擬似音響反響を減算して求められる
残差信号を最小とするような係数修正量演算回路によっ
て係数系列が逐次更新される音響反響除去装置におい
て、前記擬似インパルス応答レジスタをN個のブロック
に分割し、各分割ブロック毎を代表する係数累積加算平
均電力の変動率を算出し、その算出された変動率の値を
回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、一定以下に
なったかどうかによって更新演算処理対象ブロックであ
るかを選択することができるブロック係数更新利得選択
回路を有する音響反響除去装置を提供する。
【0011】
【作用】本発明では、上記手段により推定動作の高速性
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
【0012】
【実施例】以下,本発明の実施例について図面にもとづ
いて詳細に説明する。図1は本発明の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発
明は従来の受話信号入力端子1、3受話信号出力端子
2、可変係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子
4、減算回路5、送話信号出力端子6、係数修正量演算
回路7、受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答
レジスタ9、積和演算回路10、そして、係数系列ブロ
ック選択回路11から構成された適応アルゴリズムとし
て学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成の
装置に、累積加算平均電力演算回路12、ブロック平均
累積電力演算回路13、ブロック電力変動率算出回路1
4、そして、ブロック係数更新利得選択回路15を追加
した構成となっている。該受話信号入力端子1と、該受
話信号出力端子2と、該送話信号入力端子4と、該送話
信号出力端子6と、該受話信号入力端子1の受話信号を
入力とするN個のブロックに分割された該擬似インパル
ス応答レジスタ9を持つ該可変係数ディジタルフィルタ
3と、該擬似インパルス応答レジスタ9の総分割ブロッ
ク数N個の内、1個を選択する該係数系列ブロック選択
回路11と、該受話信号出力端子2から音響反響経路を
介して該送話信号入力端子4に入力される受話信号の音
響反響成分から該可変係数ディジタルフィルタ3で生起
された擬似音響反響を減算して求められる残差信号を最
小とする様に該係数修正量演算回路7によって該係数系
列ブロック選択回路11で選択された毎回1個の分割ブ
ロックが逐次更新される音響反響除去装置において、該
係数系列ブロック選択回路11により選択させた該擬似
インパルス応答レジスタ9の一つの分割ブロックに格納
された各可変係数のみの累積加算平均電力を算出する該
累積加算平均電力演算回路12と、該累積加算平均電力
演算回路12で算出された一つの分割ブロックでの各累
積加算平均電力の代表平均累積加算平均電力を算出する
該ブロック平均累積電力演算回路13と、選択された一
つの分割ブロック独立の平均累積加算平均電力の変動率
を算出する該ブロック電力変動率算出回路14と、選択
された一つの分割ブロックの平均累積加算平均電力の変
動率に対応した該ブロック係数更新利得選択回路15に
記憶された0.0から1.0の範囲の各ブロックに対応
した係数更新利得αを選択して該係数修正量演算回路7
にその選択値を送出し、この値を用いて式(4)によっ
て選択された一つの分割ブロックのみの修正量を算出す
る事を特徴とする音響反響除去装置。該ブロック平均累
積電力演算回路13において、該擬似インパルス応答レ
ジスタに格納された可変係数の累積加算平均電力の各ブ
ロック毎の平均電力PBNを式(6)により算出する。各
平均電力PBNの算出演算は、各ブロックが更新された時
のみ実行される。つまり、毎回一つのブロックを対象と
して処理が行われるので演算量は、あまり増加させない
で済む。又、各ブロックのサイズは構成するハードウェ
ア規模により一意的に決定される。
いて詳細に説明する。図1は本発明の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発
明は従来の受話信号入力端子1、3受話信号出力端子
2、可変係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子
4、減算回路5、送話信号出力端子6、係数修正量演算
回路7、受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答
レジスタ9、積和演算回路10、そして、係数系列ブロ
ック選択回路11から構成された適応アルゴリズムとし
て学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成の
装置に、累積加算平均電力演算回路12、ブロック平均
累積電力演算回路13、ブロック電力変動率算出回路1
4、そして、ブロック係数更新利得選択回路15を追加
した構成となっている。該受話信号入力端子1と、該受
話信号出力端子2と、該送話信号入力端子4と、該送話
信号出力端子6と、該受話信号入力端子1の受話信号を
入力とするN個のブロックに分割された該擬似インパル
ス応答レジスタ9を持つ該可変係数ディジタルフィルタ
3と、該擬似インパルス応答レジスタ9の総分割ブロッ
ク数N個の内、1個を選択する該係数系列ブロック選択
回路11と、該受話信号出力端子2から音響反響経路を
介して該送話信号入力端子4に入力される受話信号の音
響反響成分から該可変係数ディジタルフィルタ3で生起
された擬似音響反響を減算して求められる残差信号を最
小とする様に該係数修正量演算回路7によって該係数系
列ブロック選択回路11で選択された毎回1個の分割ブ
ロックが逐次更新される音響反響除去装置において、該
係数系列ブロック選択回路11により選択させた該擬似
インパルス応答レジスタ9の一つの分割ブロックに格納
された各可変係数のみの累積加算平均電力を算出する該
累積加算平均電力演算回路12と、該累積加算平均電力
演算回路12で算出された一つの分割ブロックでの各累
積加算平均電力の代表平均累積加算平均電力を算出する
該ブロック平均累積電力演算回路13と、選択された一
つの分割ブロック独立の平均累積加算平均電力の変動率
を算出する該ブロック電力変動率算出回路14と、選択
された一つの分割ブロックの平均累積加算平均電力の変
動率に対応した該ブロック係数更新利得選択回路15に
記憶された0.0から1.0の範囲の各ブロックに対応
した係数更新利得αを選択して該係数修正量演算回路7
にその選択値を送出し、この値を用いて式(4)によっ
て選択された一つの分割ブロックのみの修正量を算出す
る事を特徴とする音響反響除去装置。該ブロック平均累
積電力演算回路13において、該擬似インパルス応答レ
ジスタに格納された可変係数の累積加算平均電力の各ブ
ロック毎の平均電力PBNを式(6)により算出する。各
平均電力PBNの算出演算は、各ブロックが更新された時
のみ実行される。つまり、毎回一つのブロックを対象と
して処理が行われるので演算量は、あまり増加させない
で済む。又、各ブロックのサイズは構成するハードウェ
ア規模により一意的に決定される。
【0013】 PB1=(hs0 2+・・・ +hsm1-1 2 )/m1 (6) PB2=(hsm1 2 +・・・ +hsm2-1 2 )/(m2−m1) PBN=(hsmN 2 +・・・ +hsL-1 2)/(L−mN) Lは可変係数の総数、m1、m2、…、mNは分割する
係数ナンバー、そして、Nは分割ブロックの総数であ
る。
係数ナンバー、そして、Nは分割ブロックの総数であ
る。
【0014】ここでは評価値としてブロック毎平均を用
いているが、そのブロックを代表できる値ならば、この
値ではなくとも例えば係数累積加算平均電力の最大値、
最小値であってもよい。該ブロック平均累積電力演算回
路12の構成を0番目のブロックを例に取り図2に示
す。
いているが、そのブロックを代表できる値ならば、この
値ではなくとも例えば係数累積加算平均電力の最大値、
最小値であってもよい。該ブロック平均累積電力演算回
路12の構成を0番目のブロックを例に取り図2に示
す。
【0015】各平均電力PBNを用いて該ブロック電力変
動率算出回路13では、式(7)を用いて算出を行う。
動率算出回路13では、式(7)を用いて算出を行う。
【0016】 dPBN(k+1 )=|PBN(k+1 )−PBN(k )|/PBN(k ) (7) 式(7)に示した変動率は一例であり、決定的な算出法
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、dPBN(k+1 )とdPBN(k )との間での差分
値を用いても本発明は有効に機能する。ここで表記した
(K )と(k+1 )の関係は係数更新が行われる前と後で
ある。
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、dPBN(k+1 )とdPBN(k )との間での差分
値を用いても本発明は有効に機能する。ここで表記した
(K )と(k+1 )の関係は係数更新が行われる前と後で
ある。
【0017】該ブロック係数更新利得選択回路15で
は、選択された一つの分割ブロックの代表変動率dPBN
の値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、適合
する閾値範囲に対応させた係数更新利得を選択する動作
を行っている。図3にこの概念図を示す。この時、ブロ
ック代表評価値の変動率が一定以下になったと検出した
場合には、そのブロックの該係数修正量演算回路7での
修正量演算と更新演算を行わない設定にしておけば、演
算量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの負担が
軽減でき、演算誤差による誤動作発生の危険性を低く抑
える事ができる。図4に白色雑音を参照入力とした場合
の本発明による適応処理動作の結果aを示す。比較対象
として係数更新利得を0.5に固定したモデルの結果b
に載せている。両モデルとも該擬似インパルス応答レジ
スタを二つに等分割し、交互に更新を行うものである。
縦軸は音響反響消去量、横軸は時間である。本発明によ
るモデルの係数更新利得の最大設定値は1.0、最小設
定値は0.05とした。初期の消去過渡領域における応
答速度は音響反響消去量が30[dB]の時で比較する
と約1.5倍本発明によるモデルの方が優れている事が
判る。そして、その後は係数更新利得が徐々に小さな値
に設定されているので外乱の影響を受けずに済む。同様
に図5に更新回数を3:1とした場合の結果を示す。図
中aは本発明によるもの同図bは係数更新利得を0.5
に固定した場合である。音響反響除去装置として非常に
重要な性能である初期収束速度は約2倍程度向上してい
る事が見て取れる。その後も従来方式を下回る事はな
い。係数更新利得の切り替え閾値を細かく設定する事で
より一層の向上を図る事が可能である。
は、選択された一つの分割ブロックの代表変動率dPBN
の値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、適合
する閾値範囲に対応させた係数更新利得を選択する動作
を行っている。図3にこの概念図を示す。この時、ブロ
ック代表評価値の変動率が一定以下になったと検出した
場合には、そのブロックの該係数修正量演算回路7での
修正量演算と更新演算を行わない設定にしておけば、演
算量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの負担が
軽減でき、演算誤差による誤動作発生の危険性を低く抑
える事ができる。図4に白色雑音を参照入力とした場合
の本発明による適応処理動作の結果aを示す。比較対象
として係数更新利得を0.5に固定したモデルの結果b
に載せている。両モデルとも該擬似インパルス応答レジ
スタを二つに等分割し、交互に更新を行うものである。
縦軸は音響反響消去量、横軸は時間である。本発明によ
るモデルの係数更新利得の最大設定値は1.0、最小設
定値は0.05とした。初期の消去過渡領域における応
答速度は音響反響消去量が30[dB]の時で比較する
と約1.5倍本発明によるモデルの方が優れている事が
判る。そして、その後は係数更新利得が徐々に小さな値
に設定されているので外乱の影響を受けずに済む。同様
に図5に更新回数を3:1とした場合の結果を示す。図
中aは本発明によるもの同図bは係数更新利得を0.5
に固定した場合である。音響反響除去装置として非常に
重要な性能である初期収束速度は約2倍程度向上してい
る事が見て取れる。その後も従来方式を下回る事はな
い。係数更新利得の切り替え閾値を細かく設定する事で
より一層の向上を図る事が可能である。
【0018】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。
れば、下記のような優れた効果が期待される。
【0019】(1)本発明を用いる事で、高速化と高安
定化を同時に実現できるので、高品質な音声通信の維持
を図れ、ハウリング発生の危険性を低く抑える事ができ
る。 (2)適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
定化を同時に実現できるので、高品質な音声通信の維持
を図れ、ハウリング発生の危険性を低く抑える事ができ
る。 (2)適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
【0020】(3)音響反響消去特性を劣化させない
で、係数更新に関わる内部演算量を大幅に削減する事が
出来る。
で、係数更新に関わる内部演算量を大幅に削減する事が
出来る。
【0021】(4)必要以上に可変係数の更新を行わな
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
【図1】本発明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図2】本発明の説明に用いたブロック平均累積電力演
算回路の一構成を示すブロック図である。
算回路の一構成を示すブロック図である。
【図3】本説明に用いた状態判定制御部の概念を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図4】本説明に用いた本発明による白色雑音を参照入
力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図であ
る。
力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図であ
る。
【図5】本説明に用いた本発明による白色雑音を参照入
力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図であ
る。
力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図であ
る。
【図6】本説明に用いた白色雑音を参照入力とした場合
の従来方式による音響反響消去特性の一例を示した図で
ある。
の従来方式による音響反響消去特性の一例を示した図で
ある。
【図7】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
1 受話信号入力端子 2 受話信号出力端子 3 可変係数フィルタ 4 送話信号入力端子 5 減算回路 6 送話信号出力端子 7 修正量演算回路 8 受話信号入力レジスタ 9 擬似インパルス応答レジスタ 10 積和演算回路 11 係数系列ブロック選択回路 12 累積加算平均電力演算回路 13 ブロック平均累積電力演算回路 14 ブロック電力変動率算出回路 15 ブロック係数更新利得選択回路
Claims (1)
- 【請求項1】 受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、前記受
話信号入力端子を入力とするN個のブロックに分割され
た擬似インパルス応答レジスタを有する可変係数デジタ
ルフィルタと、前記擬似インパルス応答レジスタの総分
割ブロック数N個の内、1個を選択する係数系列ブロッ
ク選択回路と、前記受話信号出力端子から音響反響経路
を介して前記送話信号入力端子に入力される受話信号の
音響反響成分から前記可変係数デジタルフィルタで生起
された擬似音響反響を減算して求められる残差信号を最
小とするような係数修正量演算回路によって係数系列が
逐次更新される音響反響除去装置において、前記擬似イ
ンパルス応答レジスタをN個のブロックに分割し、各分
割ブロック毎を代表する係数累積加算平均電力の変動率
を算出し、その算出された変動率の値を回路に内挿され
た数種類の各閾値と比較し、一定以下になったかどうか
によって更新演算処理対象ブロックであるかを選択する
ことができるブロック係数更新利得選択回路を有するこ
とを特徴とする音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26363994A JP3217619B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26363994A JP3217619B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08125590A JPH08125590A (ja) | 1996-05-17 |
JP3217619B2 true JP3217619B2 (ja) | 2001-10-09 |
Family
ID=17392292
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26363994A Expired - Fee Related JP3217619B2 (ja) | 1994-10-27 | 1994-10-27 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3217619B2 (ja) |
-
1994
- 1994-10-27 JP JP26363994A patent/JP3217619B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08125590A (ja) | 1996-05-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH08288890A (ja) | 適応型フィルタリングのための方法および装置 | |
JPH06113027A (ja) | 反響消去装置 | |
KR100225055B1 (ko) | 에코 소거기(An Echo Canceller) | |
US6891948B2 (en) | Echo canceller | |
JP3121998B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3217619B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP4041770B2 (ja) | 音響エコー消去方法、その装置、プログラム及びその記録媒体 | |
US5987143A (en) | Method and apparatus for erasing acoustic echo | |
JP3121997B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3217618B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3217614B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3152822B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3121983B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3152825B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JPH1013310A (ja) | エコーキャンセラ | |
JP3631459B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
JP3121988B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3145547B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3152815B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3121969B2 (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP3187716B2 (ja) | 反響消去装置 | |
JP2000165300A (ja) | サブバンド適応フィルタを用いた未知システムの同定方法および装置 | |
JP3139087B2 (ja) | 音響エコーキャンセラ | |
JPH0746160A (ja) | 音響反響除去装置 | |
JP2551869B2 (ja) | 反響消去装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080803 Year of fee payment: 7 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |