JP3217614B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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- JP3217614B2 JP3217614B2 JP23486194A JP23486194A JP3217614B2 JP 3217614 B2 JP3217614 B2 JP 3217614B2 JP 23486194 A JP23486194 A JP 23486194A JP 23486194 A JP23486194 A JP 23486194A JP 3217614 B2 JP3217614 B2 JP 3217614B2
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- Japan
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- signal input
- reception signal
- input terminal
- acoustic
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生およ
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
び海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２
線４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射
を除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話
において、話者音声の音響結合による反響を除去するも
のとに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生
する可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【０００３】図５は音響反響除去装置の基本構成を示す
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
図である。受話信号入力端子１は受話信号出力端子２に
接続され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係
数フィルタ３に分岐供給され、擬似音響反響を生成させ
る。送話信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィ
ルタ３の出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路５の出力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信
号出力端子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正
量演算回路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力
により可変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ８に入力され、その受話信号入力レジスタ８の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ９の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子２および送話信号入力端子４は長距離電話回線の場
合、２線４線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置である。
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙk は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ （２） ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ ’：べクトルの転置である。
【０００５】一方、 時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法（野田淳彦、南雲仁一：“シス
テムの学習同定法”計測と制御、７、９、pp.597-605(1
968)）が採用される。学習同定法によるｈｓk の逐次修
正は、 ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４）に よって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で１．０に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある（例
えば、牧野昭二、小泉宣夫：“エコーキャンセラの室内
音場における適応特性の改善について”、信学論
（Ａ）、J71-A,12,pp.2212-2214(1988-12)）。
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法（野田淳彦、南雲仁一：“シス
テムの学習同定法”計測と制御、７、９、pp.597-605(1
968)）が採用される。学習同定法によるｈｓk の逐次修
正は、 ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４）に よって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決定する為
の係数更新利得で１．０に近いほど大きな修正量を与え
る事ができ、高速な音響反響除去が可能となるが、実際
に用いる場合には近端雑音や回線状態によって変えて設
定する必要がある。この係数更新利得αの決定は、現在
のところ経験則に依っているのが実態である。又、この
係数更新利得αを残留音響反響の大きさにより可変制御
するものや室内特性に合わせて設定するものがある（例
えば、牧野昭二、小泉宣夫：“エコーキャンセラの室内
音場における適応特性の改善について”、信学論
（Ａ）、J71-A,12,pp.2212-2214(1988-12)）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】最小二乗法（ＬＭＳ）
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式（５）よりαの取る範囲は０から１の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。その状況を示
したのが図４で係数更新利得αの値は図中ａが１．０と
図中ｂが０．５の時のものである。α値が大きいほど高
速になるが飽和反響除去量は逆に低下する事が判る。高
速化と動作安定化はトレードオフの関係にあり、従っ
て、高速性と動作安定性を両立させるのは困難であると
いう問題点があった。
を基本とする学習同定法によるパラメータ推定では、係
数更新利得αの量にその推定性能は大きく依存してい
る。式（５）よりαの取る範囲は０から１の間に有れば
それなりの性能は得られるのだが、その値の差により収
束速度と飽和反響除去量が異なってくる。その状況を示
したのが図４で係数更新利得αの値は図中ａが１．０と
図中ｂが０．５の時のものである。α値が大きいほど高
速になるが飽和反響除去量は逆に低下する事が判る。高
速化と動作安定化はトレードオフの関係にあり、従っ
て、高速性と動作安定性を両立させるのは困難であると
いう問題点があった。
【０００７】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供する事
を目的とする。
で、上記問題点を除去し、高速性と動作安定性に優れ、
高い適応性能を有し、常時大きな音響反響消去量を維持
しながら音響制御を行う音響反響除去装置を提供する事
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力とする擬似インパ
ルス応答レジスタを有する可変係数デジタルフィルタ
と、前記受話信号出力端子から音響反響経路を介して前
記送話信号入力端子に入力される受話信号の音響反響成
分から前記可変係数デジタルフィルタで生起された擬似
音響反響を減算して求められる残差信号を最小とするよ
うに係数修正量演算回路によって係数系列が逐次更新さ
れる音響反響除去装置において、前記擬似インパルス応
答レジスタに格納された各可変係数の累積加算平均電力
の変動率の値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較
し、一定値以下になったかどうかによって更新演算処理
対象ブロックであるかを選択することができる係数更新
利得選択回路を有する音響反響除去装置を提供する。
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、前記受話信号入力端子から入力とする擬似インパ
ルス応答レジスタを有する可変係数デジタルフィルタ
と、前記受話信号出力端子から音響反響経路を介して前
記送話信号入力端子に入力される受話信号の音響反響成
分から前記可変係数デジタルフィルタで生起された擬似
音響反響を減算して求められる残差信号を最小とするよ
うに係数修正量演算回路によって係数系列が逐次更新さ
れる音響反響除去装置において、前記擬似インパルス応
答レジスタに格納された各可変係数の累積加算平均電力
の変動率の値を回路に内挿された数種類の各閾値と比較
し、一定値以下になったかどうかによって更新演算処理
対象ブロックであるかを選択することができる係数更新
利得選択回路を有する音響反響除去装置を提供する。
【０００９】
【作用】本発明では、上記手段により推定動作の高速性
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
と高安定性が確保されるので、通信回線上に反響成分が
混入する事が極めて少なくなり、通信音声音質の劣化を
防ぎ、通話そのものを出来なくしてしまうハウリング発
生の危険性を低く抑える事が出来、高品質な音響制御が
可能となる。
【００１０】
【実施例】以下本発明の実施例を図面にもとづいて詳細
に説明する。図１は本発明の音響反響除去装置の構成を
示すブロック図である。図１に示されるように、本発明
は従来の受話信号入力端子１、３受話信号出力端子２、
可変係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、
減算回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路
７、受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジ
スタ９、そして、積和演算回路１０から構成された適応
アルゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去
装置と同一構成の装置に、累積加算平均電力演算回路１
１、電力変動率算出回路１２、そして、係数更新利得選
択回路１３を追加した構成となっている。該受話信号入
力端子１と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力
端子４と、該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端
子１の受話信号を入力とする該擬似インパルス応答レジ
スタ９を持つ該可変係数ディジタルフィルタ３と、該受
話信号出力端子２から音響反響経路を介して該送話信号
入力端子４に入力される受話信号の音響反響成分から該
可変係数ディジタルフィルタ３で生起された擬似音響反
響を減算して求められる残差信号を最小とする様に該係
数修正量演算回路７によって係数系列が逐次更新される
音響反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジ
スタ９に格納された各可変係数単独のの累積加算平均電
力を算出する該累積加算平均電力演算回路１１と、各可
変係数単独の累積加算平均電力の変動率を算出する該電
力変動率算出回路１２と、累積加算平均電力の変動率に
対応した該係数更新利得選択回路１３に記憶された０．
０から１．０の範囲の係数更新利得αを選択して該係数
修正量演算回路７にその選択値を送出し、この値を基に
式（４）によって修正量を算出する事を特徴とする音響
反響除去装置。該係数更新利得選択回路１３では、係数
電力の変動率の値を回路に内挿された数種類の各閾値と
比較し、適合する閾値範囲に対応させた係数更新利得を
選択する動作を行っている。図２にこの概念図を示す。
この時、係数電力の変動率が一定以下になったと検出し
た場合には、その係数の該係数修正量演算回路７での修
正量演算と更新演算を行わない設定にしておけば、演算
量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの負担が軽
減できる。変動率の算出法は以下の通りである。
に説明する。図１は本発明の音響反響除去装置の構成を
示すブロック図である。図１に示されるように、本発明
は従来の受話信号入力端子１、３受話信号出力端子２、
可変係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子４、
減算回路５、送話信号出力端子６、係数修正量演算回路
７、受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジ
スタ９、そして、積和演算回路１０から構成された適応
アルゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除去
装置と同一構成の装置に、累積加算平均電力演算回路１
１、電力変動率算出回路１２、そして、係数更新利得選
択回路１３を追加した構成となっている。該受話信号入
力端子１と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力
端子４と、該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端
子１の受話信号を入力とする該擬似インパルス応答レジ
スタ９を持つ該可変係数ディジタルフィルタ３と、該受
話信号出力端子２から音響反響経路を介して該送話信号
入力端子４に入力される受話信号の音響反響成分から該
可変係数ディジタルフィルタ３で生起された擬似音響反
響を減算して求められる残差信号を最小とする様に該係
数修正量演算回路７によって係数系列が逐次更新される
音響反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジ
スタ９に格納された各可変係数単独のの累積加算平均電
力を算出する該累積加算平均電力演算回路１１と、各可
変係数単独の累積加算平均電力の変動率を算出する該電
力変動率算出回路１２と、累積加算平均電力の変動率に
対応した該係数更新利得選択回路１３に記憶された０．
０から１．０の範囲の係数更新利得αを選択して該係数
修正量演算回路７にその選択値を送出し、この値を基に
式（４）によって修正量を算出する事を特徴とする音響
反響除去装置。該係数更新利得選択回路１３では、係数
電力の変動率の値を回路に内挿された数種類の各閾値と
比較し、適合する閾値範囲に対応させた係数更新利得を
選択する動作を行っている。図２にこの概念図を示す。
この時、係数電力の変動率が一定以下になったと検出し
た場合には、その係数の該係数修正量演算回路７での修
正量演算と更新演算を行わない設定にしておけば、演算
量を削減さす事が可能となり、ハードウェアの負担が軽
減できる。変動率の算出法は以下の通りである。
【００１１】 ｄｈk+1 ＝｜ｈｓk+1 2−ｈｓk 2 ｜／ｈｓk 2 （６） 式（６）に示した変動率は一例であり、決定的な算出法
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、ｄｈk+1 とｄｈk との間での差分値を用いても
本発明は有効に機能する。
ではない。例えば分子が過去値ではなくて現在値でもよ
い。又、ｄｈk+1 とｄｈk との間での差分値を用いても
本発明は有効に機能する。
【００１２】図３に白色雑音を参照入力とした場合の本
発明による適応処理動作の結果ａを示す。比較対象とし
て係数更新利得を０．５に固定したモデルの結果ｂを同
図に載せている。縦軸は音響反響消去量、横軸は時間で
ある。本発明によるモデルの係数更新利得の最大設定値
は１．０、最小設定値は０．０５とした。初期の消去過
渡領域における応答速度は音響反響消去量が３０［ｄ
Ｂ］の時で比較すると約２倍本発明によるモデルの方が
優れている事が判る。そして、係数更新利得が徐々に小
さな値に設定されているので外乱の影響を受けずに済
む。
発明による適応処理動作の結果ａを示す。比較対象とし
て係数更新利得を０．５に固定したモデルの結果ｂを同
図に載せている。縦軸は音響反響消去量、横軸は時間で
ある。本発明によるモデルの係数更新利得の最大設定値
は１．０、最小設定値は０．０５とした。初期の消去過
渡領域における応答速度は音響反響消去量が３０［ｄ
Ｂ］の時で比較すると約２倍本発明によるモデルの方が
優れている事が判る。そして、係数更新利得が徐々に小
さな値に設定されているので外乱の影響を受けずに済
む。
【００１３】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。
れば、下記のような優れた効果が期待される。
【００１４】（１）本発明を用いる事で、高速化と高安
定化を同時に実現できるので、高品質な音声通信の維持
を図れ、ハウリング発生の危険性を低く抑える事ができ
る。 （２）適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
定化を同時に実現できるので、高品質な音声通信の維持
を図れ、ハウリング発生の危険性を低く抑える事ができ
る。 （２）適応動作過程において、更新演算を行わずに済む
可変係数が発生する。この事により演算量が削減され、
ハードウェアの負担が低減出来る。
【００１５】（３）必要以上に可変係数の更新を行わな
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
いのでディジタルシグナルプロセッサ等で構成する場
合、演算誤差や誤動作を生じにくい。
【図１】 本発明による音響反響除去装置の一構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】 本説明に用いた状態判定制御部の概念を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】 本発明に用いた本発明による白色雑音を参照
入力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図で
ある。
入力とした場合の音響反響消去特性の一例を示した図で
ある。
【図４】 本説明に用いた本発明による白色雑音を参照
入力とした場合の従来方式による音響反響消去特性の一
例を示した図である。
入力とした場合の従来方式による音響反響消去特性の一
例を示した図である。
【図５】 従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和演算回路 １１ 累積加算平均電力演算回路 １２ 電力変動率算出回路 １３ 係数更新利得選択回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、前記受
話信号入力端子から入力とする擬似インパルス応答レジ
スタを有する可変係数デジタルフィルタと、前記受話信
号出力端子から音響反響経路を介して前記送話信号入力
端子に入力される受話信号の音響反響成分から前記可変
係数デジタルフィルタで生起された擬似音響反響を減算
して求められる残差信号を最小とするように係数修正量
演算回路によって係数系列が逐次更新される音響反響除
去装置において、前記擬似インパルス応答レジスタに格
納された各可変係数の累積加算平均電力の変動率の値を
回路に内挿された数種類の各閾値と比較し、一定値以下
になったかどうかによって更新演算処理対象ブロックで
あるかを選択することができる係数更新利得選択回路を
有することを特徴とする音響反響除去装置
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23486194A JP3217614B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23486194A JP3217614B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897752A JPH0897752A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3217614B2 true JP3217614B2 (ja) | 2001-10-09 |
Family
ID=16977501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23486194A Expired - Fee Related JP3217614B2 (ja) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3217614B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100436479B1 (ko) * | 2000-03-08 | 2004-06-24 | 엘지전자 주식회사 | 교환 시스템에서 적응형 반향 제거기의 수렴속도 가변제어 방법 |
-
1994
- 1994-09-29 JP JP23486194A patent/JP3217614B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0897752A (ja) | 1996-04-12 |
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