JP3121969B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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- JP3121969B2 JP3121969B2 JP05271881A JP27188193A JP3121969B2 JP 3121969 B2 JP3121969 B2 JP 3121969B2 JP 05271881 A JP05271881 A JP 05271881A JP 27188193 A JP27188193 A JP 27188193A JP 3121969 B2 JP3121969 B2 JP 3121969B2
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- Japan
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- circuit
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- power
- coefficient
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
【0002】
【従来技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生および
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【0003】図12は音響反響除去装置の基本構成を示
す図である。受話信号入力端子1は受話信号出力端子2
に接続され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変
係数フィルタ3に分岐供給され、擬似反響を生成させ
る。送話信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィ
ルタ3の出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路5の出力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信
号出力端子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正
量演算回路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力
により可変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ8に入力され、その受話信号入力レジスタ8の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ9の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路10でとられ、積和回路10
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子2および送話信号入力端子4は長距離電話回線の場
合、2線4線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
す図である。受話信号入力端子1は受話信号出力端子2
に接続され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変
係数フィルタ3に分岐供給され、擬似反響を生成させ
る。送話信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィ
ルタ3の出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力さ
れ、送話信号中の音響反響成分が除去され、その減算回
路5の出力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信
号出力端子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正
量演算回路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力
により可変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正され
る。可変係数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レ
ジスタ8に入力され、その受話信号入力レジスタ8の受
話信号と擬似インパルス応答レジスタ9の擬似インパル
ス応答との積和が積和回路10でとられ、積和回路10
の出力が擬似音響反響として出力される。受話信号出力
端子2および送話信号入力端子4は長距離電話回線の場
合、2線4線変換器に、拡声電話システムの場合、スピ
ーカとマイクロホンへと接続されている。
【0004】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響yk は、 yk = h’xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]’ (2) x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]’ ’:べクトルの転置 である。
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響yk は、 yk = h’xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]’ (2) x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]’ ’:べクトルの転置 である。
【0005】一方、 時刻kTにおけるhの推定値をh
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk ’xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るhsk の逐次修正は hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk ’xk (4) によって行われる。但し、 ek =yk −ysk , 0<α≦1 (5) でありek を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで1.0に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にF
IR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100〜
数1000タップという長大な構成となり、可変係数系
列hsk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列hsk を数段階に分割処理を行い1ステップにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図7に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をNとした時、次の様になる。
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk ’xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るhsk の逐次修正は hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk ’xk (4) によって行われる。但し、 ek =yk −ysk , 0<α≦1 (5) でありek を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで1.0に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にF
IR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100〜
数1000タップという長大な構成となり、可変係数系
列hsk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列hsk を数段階に分割処理を行い1ステップにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図7に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をNとした時、次の様になる。
【0006】 hs1k :0〜N/2 hs2k :N/2〜N 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式(4)
より、 hs1k+1 =hs1k +α(xk ek )/xk ’xk (6) hs2k+1 =hs2k +α(xk ek )/xk ’xk (7) と表す事が出来、2ステップで全可変係数系列hsk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、1ステップ
における演算量は1/2に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
より、 hs1k+1 =hs1k +α(xk ek )/xk ’xk (6) hs2k+1 =hs2k +α(xk ek )/xk ’xk (7) と表す事が出来、2ステップで全可変係数系列hsk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、1ステップ
における演算量は1/2に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
【0007】送話信号入力端子に音響反響だけではなく
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。図12には、一般的な誤差信号の短時間移動平
均電力を検出評価値とした場合の音響反響除去装置の一
例を記載している。
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。図12には、一般的な誤差信号の短時間移動平
均電力を検出評価値とした場合の音響反響除去装置の一
例を記載している。
【0008】 Pe < S (8) Pe ≧ S (9) 双方向通信検出回路12には、パラメータ推定によって
説明しきれなかった残留反響や外乱を双方向通信と誤っ
て検出しない程度の内挿閾値Sが設定されており、もし
式(8)の様に誤差信号が内挿閾値Sよりも小さければ
単方向通信状態、逆に式(9)の様に大きければ双方向
通信状態として音響制御を行う。
説明しきれなかった残留反響や外乱を双方向通信と誤っ
て検出しない程度の内挿閾値Sが設定されており、もし
式(8)の様に誤差信号が内挿閾値Sよりも小さければ
単方向通信状態、逆に式(9)の様に大きければ双方向
通信状態として音響制御を行う。
【0009】 Pe=Pel+C (10) 誤差信号の電力変位を双方向通信検出評価値としての安
定性を向上させる為に短時間移動平均電力Peと長時間
移動平均電力Pelとの式(10)に示す様な状態比較
を検出評価値として採用する方式が考えられている(例
えば、古屋 他:“適応形エコーキャンセラにおける重
畳通話検出の一方式と実験結果”)。ここで、Cは周囲
雑音や説明しきれなかった残留反響を送話音声と誤らな
い様に設けられた定数である。
定性を向上させる為に短時間移動平均電力Peと長時間
移動平均電力Pelとの式(10)に示す様な状態比較
を検出評価値として採用する方式が考えられている(例
えば、古屋 他:“適応形エコーキャンセラにおける重
畳通話検出の一方式と実験結果”)。ここで、Cは周囲
雑音や説明しきれなかった残留反響を送話音声と誤らな
い様に設けられた定数である。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】誤差信号の短時間移動
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平4
−127721に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、音場の音響特性変動は少ない係数変動
だけではなく、多くの係数が一気に変動してしまう事も
ある。この様なとき、推定インパルス応答係数の値は瞬
間的ではあるが双方向通信状態と同等の変化を示してし
まう。従って、十数msec以上に渡る大きな遅延の反
響経路変動が急激に発生した場合には、推定インパルス
応答係数系列の電力分布推移を常時同じ条件で観測して
いると誤検出の危険性を増大させてしまう。又、パラメ
ータ推定初期の過渡状態と定常状態とでは、推定インパ
ルス応答係数系列の各ブロック間電力比の相対関係がか
なり違っているので観測条件を同一に固定していると検
出安定性を低下させてしまうという様な問題点があっ
た。
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平4
−127721に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、音場の音響特性変動は少ない係数変動
だけではなく、多くの係数が一気に変動してしまう事も
ある。この様なとき、推定インパルス応答係数の値は瞬
間的ではあるが双方向通信状態と同等の変化を示してし
まう。従って、十数msec以上に渡る大きな遅延の反
響経路変動が急激に発生した場合には、推定インパルス
応答係数系列の電力分布推移を常時同じ条件で観測して
いると誤検出の危険性を増大させてしまう。又、パラメ
ータ推定初期の過渡状態と定常状態とでは、推定インパ
ルス応答係数系列の各ブロック間電力比の相対関係がか
なり違っているので観測条件を同一に固定していると検
出安定性を低下させてしまうという様な問題点があっ
た。
【0011】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、音場の反響特性の様な雰囲気
に大きく影響される事なく、且つ、受話信号と送話信号
の電力差にも影響されない高速で高安定な双方向通信検
出を実現し、常時大きな音響反響消去量を維持しながら
音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する
事を目的とする。
で、上記問題点を除去し、音場の反響特性の様な雰囲気
に大きく影響される事なく、且つ、受話信号と送話信号
の電力差にも影響されない高速で高安定な双方向通信検
出を実現し、常時大きな音響反響消去量を維持しながら
音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する
事を目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの課題を
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、該受話信号入力端子から入力された受話信号を入
力とする可変係数ディジタルフィルタと、該可変係数デ
ィジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、該擬似インパルス応答レジスタの内容
と該受話信号入力端子からの入力信号との畳み込み積分
演算を行う積和演算回路と、該積和演算回路により生成
された擬似音響反響と該送話信号入力端子より入力され
る音響反響との差分値をとる減算回路と、該可変係数デ
ィジタルフィルタが該反響の近似値を供給する様に該擬
似インパルス応答レジスタの係数系列をN個のブロック
に分けて、M回で係数系列全体が自動的に更新される様
な分割処理を行う係数修正量演算回路と、該減算回路か
ら出力される誤差信号の短時間移動平均電力を求める積
分回路と、該短時間移動平均電力を双方向通信検出の検
出評価値とした双方向通信検出回路とで構成される音響
反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジスタ
の第一番目のブロックの総和電力を求める第一の電力積
算回路と、該擬似インパルス応答レジスタの第J番目の
ブロックの総和電力を求める第二の電力積算回路と、該
第一の電力積算回路の出力の一次自己相関係数を算出す
る係数演算回路と、該第一の電力積算回路の出力と、該
第二の電力積算回路の出力の比を計算するブロック電力
比演算回路と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック
電力比演算回路の出力値との比を計算するブロック評価
値演算回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿
閾値SEよりも小さいとき内挿閾値S11を選択し、該
ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値S11より
も小さければ“1”を出力し、内挿閾値S11よりも大
きければ“0”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が内挿閾値SEよりも大きいとき内挿閾値S1
2を選択し、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿
閾値S12よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値
S12よりも大きければ“0”を出力するブロック比較
回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値
S2よりも大きければ“1”を出力し、内挿閾値S2よ
りも小さければ“0”を出力する誤差信号電力比較回路
と、該ブロック比較回路の出力を第一の入力とし、該誤
差信号電力比較回路の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路と、該双方向通信検出回路に入力される二
つの信号がどちらも“1”の状態の時のみ双方向通信と
して該係数修正量演算回路の動作を停止し、その他の状
態では単方向通信として該係数修正量演算回路の動作を
続行し、音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を
提供する。
解決するためのものであり、受話信号入力端子と、受話
信号出力端子と、送話信号入力端子と、送話信号出力端
子と、該受話信号入力端子から入力された受話信号を入
力とする可変係数ディジタルフィルタと、該可変係数デ
ィジタルフィルタの係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタと、該擬似インパルス応答レジスタの内容
と該受話信号入力端子からの入力信号との畳み込み積分
演算を行う積和演算回路と、該積和演算回路により生成
された擬似音響反響と該送話信号入力端子より入力され
る音響反響との差分値をとる減算回路と、該可変係数デ
ィジタルフィルタが該反響の近似値を供給する様に該擬
似インパルス応答レジスタの係数系列をN個のブロック
に分けて、M回で係数系列全体が自動的に更新される様
な分割処理を行う係数修正量演算回路と、該減算回路か
ら出力される誤差信号の短時間移動平均電力を求める積
分回路と、該短時間移動平均電力を双方向通信検出の検
出評価値とした双方向通信検出回路とで構成される音響
反響除去装置において、該擬似インパルス応答レジスタ
の第一番目のブロックの総和電力を求める第一の電力積
算回路と、該擬似インパルス応答レジスタの第J番目の
ブロックの総和電力を求める第二の電力積算回路と、該
第一の電力積算回路の出力の一次自己相関係数を算出す
る係数演算回路と、該第一の電力積算回路の出力と、該
第二の電力積算回路の出力の比を計算するブロック電力
比演算回路と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック
電力比演算回路の出力値との比を計算するブロック評価
値演算回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿
閾値SEよりも小さいとき内挿閾値S11を選択し、該
ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値S11より
も小さければ“1”を出力し、内挿閾値S11よりも大
きければ“0”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が内挿閾値SEよりも大きいとき内挿閾値S1
2を選択し、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿
閾値S12よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値
S12よりも大きければ“0”を出力するブロック比較
回路と、該誤差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値
S2よりも大きければ“1”を出力し、内挿閾値S2よ
りも小さければ“0”を出力する誤差信号電力比較回路
と、該ブロック比較回路の出力を第一の入力とし、該誤
差信号電力比較回路の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路と、該双方向通信検出回路に入力される二
つの信号がどちらも“1”の状態の時のみ双方向通信と
して該係数修正量演算回路の動作を停止し、その他の状
態では単方向通信として該係数修正量演算回路の動作を
続行し、音場の音響反響制御を行う音響反響除去装置を
提供する。
【0013】
【作用】本発明では、上記手段により検出遅延が極めて
小さく、そして、音場への音声入出力の相対比が変化し
た場合に安定状態を確保した双方向通信検出が内部演算
量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質な音声通
信空間を提供する事ができる。
小さく、そして、音場への音声入出力の相対比が変化し
た場合に安定状態を確保した双方向通信検出が内部演算
量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質な音声通
信空間を提供する事ができる。
【0014】
【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて詳細に
説明する。図1は本発明の第1の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子1、受話信号出力端子2、可変
係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子4、減算
回路5、送話信号出力端子6、係数修正量演算回路7、
受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答レジスタ
9、積和演算回路10、短時間移動平均電力演算回路1
1、そして、双方向通信検出回路12から構成された適
応アルゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除
去装置と同一構成の装置に、第一の電力積算回路13、
第二の電力積算回路14、係数演算回路15、ブロック
電力比演算回路16、ブロック評価値演算回路17、ブ
ロック比較回路18、誤差信号電力比較回路19を追加
した構成になっている。
説明する。図1は本発明の第1の音響反響除去装置の構
成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発明は
従来の受話信号入力端子1、受話信号出力端子2、可変
係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子4、減算
回路5、送話信号出力端子6、係数修正量演算回路7、
受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答レジスタ
9、積和演算回路10、短時間移動平均電力演算回路1
1、そして、双方向通信検出回路12から構成された適
応アルゴリズムとして学習同定法を採用した音響反響除
去装置と同一構成の装置に、第一の電力積算回路13、
第二の電力積算回路14、係数演算回路15、ブロック
電力比演算回路16、ブロック評価値演算回路17、ブ
ロック比較回路18、誤差信号電力比較回路19を追加
した構成になっている。
【0015】該受話信号入力端子1と、該受話信号出力
端子2と、該送話信号入力端子4と該送話信号出力端子
6と、該受話信号入力端子1から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ3と、該可変
係数ディジタルフィルタ3の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ9と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ9の内容と該受話信号入力端子1からの入力信号
との畳み込み積分演算を行う該積和演算回路10と、該
積和演算回路10により生成された擬似音響反響と該送
話信号入力端子4より入力される音響反響との差分値を
とる該減算回路5と、該可変係数ディジタルフィルタ3
が該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答
レジスタ9の係数系列をN個のブロックに分けて、M回
で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を行
う該係数修正量演算回路7と、該減算回路5から出力さ
れる誤差信号の短時間移動平均電力を求める該短時間移
動平均電力演算回路11と、該短時間移動平均電力を双
方向通信検出の検出評価値とした双方向通信検出回路1
2とで構成される音響反響除去装置において、該擬似イ
ンパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和電力
hp1を求める第一の電力積算回路13と、該擬似イン
パルス応答レジスタの第J番目のブロックの総和電力h
pJを求める第二の電力積算回路14と、 2 ≦ J ≦ N (11) Jは条件式(10)を満たす任意の整数をを設定する事
が可能である。
端子2と、該送話信号入力端子4と該送話信号出力端子
6と、該受話信号入力端子1から入力された受話信号を
入力とする該可変係数ディジタルフィルタ3と、該可変
係数ディジタルフィルタ3の係数系列を格納した該擬似
インパルス応答レジスタ9と、該擬似インパルス応答レ
ジスタ9の内容と該受話信号入力端子1からの入力信号
との畳み込み積分演算を行う該積和演算回路10と、該
積和演算回路10により生成された擬似音響反響と該送
話信号入力端子4より入力される音響反響との差分値を
とる該減算回路5と、該可変係数ディジタルフィルタ3
が該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス応答
レジスタ9の係数系列をN個のブロックに分けて、M回
で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を行
う該係数修正量演算回路7と、該減算回路5から出力さ
れる誤差信号の短時間移動平均電力を求める該短時間移
動平均電力演算回路11と、該短時間移動平均電力を双
方向通信検出の検出評価値とした双方向通信検出回路1
2とで構成される音響反響除去装置において、該擬似イ
ンパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和電力
hp1を求める第一の電力積算回路13と、該擬似イン
パルス応答レジスタの第J番目のブロックの総和電力h
pJを求める第二の電力積算回路14と、 2 ≦ J ≦ N (11) Jは条件式(10)を満たす任意の整数をを設定する事
が可能である。
【0016】該第一の電力積算回路13の出力の一次自
己相関係数Ciを算出する係数演算回路15と、 Ci=(hp1×hp1# )/hp12 (12) 式(8)中の hp1# は第一番目のブロック総和電力
hp1の一次遅れ値を表したものである。
己相関係数Ciを算出する係数演算回路15と、 Ci=(hp1×hp1# )/hp12 (12) 式(8)中の hp1# は第一番目のブロック総和電力
hp1の一次遅れ値を表したものである。
【0017】該第一の電力積算回路13の出力hp1
と、該第二の電力積算回路14の出力hpJの比hps
を計算するブロック電力比演算回路16と、 hps=hpJ/hp1 (13) 該係数演算回路15の出力値Ciと、該ブロック電力比
演算回路16の出力値hpsとの比を計算する該ブロッ
ク評価値演算回路17と、 hpi=Ci/hps (14) 該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿閾値SEよりも
小さいとき内挿閾値S11を選択し、該ブロック評価値
演算回路17の出力hpiが、該内挿閾値S11よりも
小さければ“1”を出力し、該内挿閾値S11よりも大
きければ“0”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が該内挿閾値SEよりも大きいとき内挿閾値S
12を選択し、該ブロック評価値演算回路17の出力h
piが、該内挿閾値S12よりも小さければ“1”を出
力し、該内挿閾値S12よりも大きければ“0”を出力
する該ブロック比較回路18と、該誤差信号の短時間移
動平均電力Peが、内挿閾値S2よりも大きければ
“1”を出力し、該内挿閾値S2よりも小さければ
“0”を出力する該誤差信号電力比較回路19と、該ブ
ロック比較回路18の出力を第一の入力とし、該誤差信
号電力比較回路19の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路12と、該双方向通信検出回路12に入力
される二つの信号がどちらも“1”の状態の時のみ双方
向通信として該係数修正量演算回路7の動作を停止し、
その他の状態では単方向通信として該係数修正量演算回
路7の動作を続行し、音場の音響反響制御を行う事を特
徴とした音響反響除去装置。
と、該第二の電力積算回路14の出力hpJの比hps
を計算するブロック電力比演算回路16と、 hps=hpJ/hp1 (13) 該係数演算回路15の出力値Ciと、該ブロック電力比
演算回路16の出力値hpsとの比を計算する該ブロッ
ク評価値演算回路17と、 hpi=Ci/hps (14) 該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿閾値SEよりも
小さいとき内挿閾値S11を選択し、該ブロック評価値
演算回路17の出力hpiが、該内挿閾値S11よりも
小さければ“1”を出力し、該内挿閾値S11よりも大
きければ“0”を出力し、又、該誤差信号の短時間移動
平均電力が該内挿閾値SEよりも大きいとき内挿閾値S
12を選択し、該ブロック評価値演算回路17の出力h
piが、該内挿閾値S12よりも小さければ“1”を出
力し、該内挿閾値S12よりも大きければ“0”を出力
する該ブロック比較回路18と、該誤差信号の短時間移
動平均電力Peが、内挿閾値S2よりも大きければ
“1”を出力し、該内挿閾値S2よりも小さければ
“0”を出力する該誤差信号電力比較回路19と、該ブ
ロック比較回路18の出力を第一の入力とし、該誤差信
号電力比較回路19の出力を第二の入力とした該双方向
通信検出回路12と、該双方向通信検出回路12に入力
される二つの信号がどちらも“1”の状態の時のみ双方
向通信として該係数修正量演算回路7の動作を停止し、
その他の状態では単方向通信として該係数修正量演算回
路7の動作を続行し、音場の音響反響制御を行う事を特
徴とした音響反響除去装置。
【0018】本説明で述べた該ブロック比較回路18の
該内挿閾値S11と該内挿閾値S12の設定値は、選択
するブロック位置によって異なってくる。そして、その
選択する一番目以外のブロックも制御対象とする音場の
インパルス応答の遅延時間や分割更新アルゴリズムのス
ケジューリングに依存して決定される。従って、各内挿
閾値の設定は音響反響除去装置の使用される環境に対し
て適応させればよい。図2、図3は、それぞれ成人女性
の音声を参照信号として入力し、途中で反響経路が急激
に大きく変動した時の本発明による双方向通信検出方式
を用いての音響反響除去後の誤差信号電力推移と該擬似
インパルス応答レジスタ9中第一番目のブロック総和電
力hp1の推移である。該ブロック比較回路18の双方
向通信検出に関わる該内挿閾値S11と該内挿閾値S1
2を適応的に設定する事で反響経路が変動した時にも誤
検出される事なく急速に収束されている事が判る。
該内挿閾値S11と該内挿閾値S12の設定値は、選択
するブロック位置によって異なってくる。そして、その
選択する一番目以外のブロックも制御対象とする音場の
インパルス応答の遅延時間や分割更新アルゴリズムのス
ケジューリングに依存して決定される。従って、各内挿
閾値の設定は音響反響除去装置の使用される環境に対し
て適応させればよい。図2、図3は、それぞれ成人女性
の音声を参照信号として入力し、途中で反響経路が急激
に大きく変動した時の本発明による双方向通信検出方式
を用いての音響反響除去後の誤差信号電力推移と該擬似
インパルス応答レジスタ9中第一番目のブロック総和電
力hp1の推移である。該ブロック比較回路18の双方
向通信検出に関わる該内挿閾値S11と該内挿閾値S1
2を適応的に設定する事で反響経路が変動した時にも誤
検出される事なく急速に収束されている事が判る。
【0019】図4、図5は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いての音響反響
除去後の誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジ
スタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の推移であ
る。該ブロック比較回路18の双方向通信検出に関わる
該内挿閾値S11と該内挿閾値S12を適応的に設定す
る事で双方向通信が発生した場合にも高速の双方向通信
検出が成され、該擬似インパルス応答レジスタ9内に格
納された推定インパルス応答係数系列が乱されないで、
係数更新を再開する事が出来ている。
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いての音響反響
除去後の誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジ
スタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の推移であ
る。該ブロック比較回路18の双方向通信検出に関わる
該内挿閾値S11と該内挿閾値S12を適応的に設定す
る事で双方向通信が発生した場合にも高速の双方向通信
検出が成され、該擬似インパルス応答レジスタ9内に格
納された推定インパルス応答係数系列が乱されないで、
係数更新を再開する事が出来ている。
【0020】図6、図7は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で反響経路が急激に大きく
変動した時の本発明による双方向通信検出方式を用い
ず、双方向通信検出速度を重視した該ブロック比較回路
18の固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の
誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ9中
第一番目のブロック総和電力hp1の推移である。反響
経路が変動した時点で誤検出が起こり該係数修正量演算
回路7の係数更新処理が停止され大きな誤差信号が通信
回線上に発生する事になる。
参照信号として入力し、途中で反響経路が急激に大きく
変動した時の本発明による双方向通信検出方式を用い
ず、双方向通信検出速度を重視した該ブロック比較回路
18の固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の
誤差信号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ9中
第一番目のブロック総和電力hp1の推移である。反響
経路が変動した時点で誤検出が起こり該係数修正量演算
回路7の係数更新処理が停止され大きな誤差信号が通信
回線上に発生する事になる。
【0021】図8、図9は、それぞれ成人女性の音声を
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いず、音響経路
変動への適応性を向上させた該ブロック比較回路18の
固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の誤差信
号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ9中第一番
目のブロック総和電力hp1の推移である。双方向通信
状態を誤検出してしまい該係数修正量演算回路7の係数
更新処理が停止されないまま参照入力が入力され続け、
ハウリングが発生し極めて不愉快な通信状態となる。
参照信号として入力し、途中で双方向通信が発生した時
の本発明による双方向通信検出方式を用いず、音響経路
変動への適応性を向上させた該ブロック比較回路18の
固定内挿閾値を設定した場合の音響反響除去後の誤差信
号電力推移と該擬似インパルス応答レジスタ9中第一番
目のブロック総和電力hp1の推移である。双方向通信
状態を誤検出してしまい該係数修正量演算回路7の係数
更新処理が停止されないまま参照入力が入力され続け、
ハウリングが発生し極めて不愉快な通信状態となる。
【0022】図10は白色雑音を参照信号として入力
し、途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス
応答レジスタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の
推移である。双方向通信検出を行わない場合、この様に
大きく電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去
を行う事ができない。この電力変位をより安定化させた
状態に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが
本発明による双方向通信検出方式である。
し、途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス
応答レジスタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の
推移である。双方向通信検出を行わない場合、この様に
大きく電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去
を行う事ができない。この電力変位をより安定化させた
状態に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが
本発明による双方向通信検出方式である。
【0023】図11は最大周期系列符号を用いて観測し
た音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の
様な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと
該擬似インパルス応答レジスタ9にこれと極めて近いイ
ンパルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該
送話信号入力端子4に入力された場合、つまり、双方向
通信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格
納されたインパルス応答係数系列が図4の様な減衰特性
を呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしま
う。この変化を加工した値を第二の検出評価値として用
いたのが本発明による双方向通信検出方式である。
た音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の
様な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと
該擬似インパルス応答レジスタ9にこれと極めて近いイ
ンパルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該
送話信号入力端子4に入力された場合、つまり、双方向
通信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格
納されたインパルス応答係数系列が図4の様な減衰特性
を呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしま
う。この変化を加工した値を第二の検出評価値として用
いたのが本発明による双方向通信検出方式である。
【0024】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、下記のような優れた効果が期待される。
れば、下記のような優れた効果が期待される。
【0025】(1)双方向通信検出の構造的検出遅延が
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。
【0026】(2)制御対象となる線形システムの入力
となる受話信号と、その応答である反響に音声が加わっ
た送話信号との音圧の相対比が変化しても本発明は影響
を受ける事なく良好な双方向通信検出を行う事ができ
る。
となる受話信号と、その応答である反響に音声が加わっ
た送話信号との音圧の相対比が変化しても本発明は影響
を受ける事なく良好な双方向通信検出を行う事ができ
る。
【0027】(3)音響反響消去性能を劣化させずに、
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現し、コ
ストの低減化を図れる。
適応アルゴリズムの内部演算量を大幅に削減する事が出
来るので、小規模な構成でハードウェア化が実現し、コ
ストの低減化を図れる。
【0028】(4)誤差信号の閾値を近端雑音に影響さ
れない程度まで低く設定する事ができるので、高速な双
方向通信検出が可能となり、高性能な音響反響除去装置
を提供する事ができる。
れない程度まで低く設定する事ができるので、高速な双
方向通信検出が可能となり、高性能な音響反響除去装置
を提供する事ができる。
【0029】(5)本双方向通信検出方式は学習同定法
を用いた適応アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパ
ラメータ推定アルゴリズムに対しても同等の性能を示す
汎用性の高い方式である。
を用いた適応アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパ
ラメータ推定アルゴリズムに対しても同等の性能を示す
汎用性の高い方式である。
【図1】本説明による音響反響除去装置の一構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図2】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号とし
た時の誤差信号電力推移の一例を示した図である。
た時の誤差信号電力推移の一例を示した図である。
【図3】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの総和電力推移の一例をを示した図
である。
第一番目のブロックの総和電力推移の一例をを示した図
である。
【図4】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号と
し、途中で双方向通信が発生した時の誤差信号電力推移
の一例を示した図である。
し、途中で双方向通信が発生した時の誤差信号電力推移
の一例を示した図である。
【図5】本説明に用いた双方向通信状態を含む時の擬似
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電
力推移の一例をを示した図である。
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電
力推移の一例をを示した図である。
【図6】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号とし
た時の従来技術による誤差信号電力推移の一例を示した
図である。
た時の従来技術による誤差信号電力推移の一例を示した
図である。
【図7】本説明に用いた従来技術による擬似インパルス
応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電力推移の一
例をを示した図である。
応答レジスタ中第一番目のブロックの総和電力推移の一
例をを示した図である。
【図8】本説明に用いた成人女性の音声を参照信号と
し、途中で双方向通信が発生した時の従来技術による誤
差信号電力推移の一例を示した図である。
し、途中で双方向通信が発生した時の従来技術による誤
差信号電力推移の一例を示した図である。
【図9】本説明に用いた双方向通信状態を含む時の擬似
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの従来技
術による総和電力推移の一例をを示した図である。
インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの従来技
術による総和電力推移の一例をを示した図である。
【図10】本説明に用いた双方向通信検出を行わない時
の擬似インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの
総和電力推移の一例をを示した図である。
の擬似インパルス応答レジスタ中第一番目のブロックの
総和電力推移の一例をを示した図である。
【図11】本説明に用いた最大周期系列符号を用いて観
測した音場のインパルス応答特性の一例である。
測した音場のインパルス応答特性の一例である。
【図12】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
除去装置の基本構成の一例を示したブロック図である。
1 受話信号入力端子 2 受話信号出力端子 3 可変係数フィルタ 4 送話信号入力端子 5 減算回路 6 送話信号出力端子 7 修正量演算回路 8 受話信号入力レジスタ 9 擬似インパルス応答レジスタ 10 積和演算回路 11 短時間移動平均電力演算回路 12 双方向通信検出回路 13 第一の電力積算回路 14 第二の電力積算回路 15 係数演算回路 16 ブロック電力比演算回路 17 ブロック評価値演算回路 18 ブロック比較回路 19 誤差信号電力比較回路
Claims (1)
- 【請求項1】受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
の残差エコーを算出するための減算回路と、該可変係数
ディジタルフィルタが該反響の近似値を供給する様に該
擬似インパルス応答レジスタの係数系列をN個のブロッ
クに分けて、M回で係数系列全体が自動的に更新される
様な分割処理を行う係数修正量演算回路と、該減算回路
から出力される誤差信号の短時間移動平均電力を求める
積分回路と、該短時間移動平均電力を双方向通信検出の
検出評価値とした双方向通信検出回路とから構成される
音響反響除去装置において、 該擬似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの
総和電力を求める第一の電力積算回路と、該擬似インパ
ルス応答レジスタの第J番目のブロックの総和電力を求
める第二の電力積算回路と、該第一の電力積算回路の出
力の一次自己相関係数を算出する係数演算回路と、該第
一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積算回路の出
力の比を計算するブロック電力比演算回路と、該係数演
算回路の出力値と、該ブロック電力比演算回路の出力値
との比を計算するブロック評価値演算回路と、該誤差信
号の短時間移動平均電力が内挿閾値SEよりも小さいと
き内挿閾値S11を選択し、該ブロック評価値演算回路
の出力が、内挿閾値S11よりも小さければ“1”を出
力し、内挿閾値S11よりも大きければ“0”を出力
し、又、該誤差信号の短時間移動平均電力が内挿閾値S
Eよりも大きいとき内挿閾値S12を選択し、該ブロッ
ク評価値演算回路の出力が、内挿閾値S12よりも小さ
ければ“1”を出力し、内挿閾値S12よりも大きけれ
ば“0”を出力するブロック比較回路と、該誤差信号の
短時間移動平均電力が、内挿閾値S2よりも大きければ
“1”を出力し、内挿閾値S2よりも小さければ“0”
を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロック比較回
路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比較回路の
出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路と、該双
方向通信検出回路に入力される二つの信号がどちらも
“1”の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演
算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向通信と
して該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場の音響
反響制御を行うことを特徴とする音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05271881A JP3121969B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05271881A JP3121969B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07131388A JPH07131388A (ja) | 1995-05-19 |
JP3121969B2 true JP3121969B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=17506211
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05271881A Expired - Fee Related JP3121969B2 (ja) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3121969B2 (ja) |
-
1993
- 1993-10-29 JP JP05271881A patent/JP3121969B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07131388A (ja) | 1995-05-19 |
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Legal Events
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