JP3121983B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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- JP3121983B2 JP3121983B2 JP06057123A JP5712394A JP3121983B2 JP 3121983 B2 JP3121983 B2 JP 3121983B2 JP 06057123 A JP06057123 A JP 06057123A JP 5712394 A JP5712394 A JP 5712394A JP 3121983 B2 JP3121983 B2 JP 3121983B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
【0002】
【従来技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生および
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、2線
4線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【0003】第6図は音響反響除去装置の基本構成を示
す図である。受話信号入力端1は受話信号出力2に接続
され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変係数フ
ィルタ3に分岐供給され、擬似反響を生成させる。送話
信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィルタ3の
出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力され、送話
信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路5の出
力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信号出力端
子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正量演算回
路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力により可
変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正される。可変係
数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レジスタ8に
入力され、その受話信号入力レジスタ8の受話信号と擬
似インパルス応答レジスタ9の擬似インパルス応答との
積和が積和回路10でとられ、積和回路10の出力が擬
似音響反響として出力される。受話信号出力端子2およ
び送話信号入力端子4は長距離電話回線の場合、2線4
線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカとマイ
クロホンへと接続されている。
す図である。受話信号入力端1は受話信号出力2に接続
され、その受話信号入力端子1の受話信号は可変係数フ
ィルタ3に分岐供給され、擬似反響を生成させる。送話
信号入力端子4からの送話信号と可変係数フィルタ3の
出力である擬似音響反響は減算回路5へ入力され、送話
信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路5の出
力は送話信号出力端子6へ出力される。送話信号出力端
子6の出力と受話信号入力端子1の信号が修正量演算回
路7に入力され、係数修正量演算回路7の出力により可
変係数フィルタ3のフィルタ係数が修正される。可変係
数フィルタ3内で受話信号は受話信号入力レジスタ8に
入力され、その受話信号入力レジスタ8の受話信号と擬
似インパルス応答レジスタ9の擬似インパルス応答との
積和が積和回路10でとられ、積和回路10の出力が擬
似音響反響として出力される。受話信号出力端子2およ
び送話信号入力端子4は長距離電話回線の場合、2線4
線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカとマイ
クロホンへと接続されている。
【0004】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響y’k は、 yk = h’xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]’ x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]’ (2) ’:べクトルの転置。
つFIR形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答h(t)と入力受話信号x(t)とを
用いれば、サンプル時間間隔をTとし、時刻kTにおけ
る音響反響y’k は、 yk = h’xk (1) で表される。但し、 h=[h1 ,h2 ,・・・,hn ]’ x=[xk-1 ,・・・,xk-n ]’ (2) ’:べクトルの転置。
【0005】である。
【0006】一方、 時刻kTにおけるhの推定値をh
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk ’xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るhsk の逐次修正は hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk ’xk (4) によって行われる。但し、 ek =yk −ysk ’, 0<α≦1 (5) でありek を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで1.0に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にF
IR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100〜
数1000タップという長大な構成となり、可変係数系
列hsk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列hsk を数段階に分割処理を行い1スッテプにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図7に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をNとした時、次の様になる。
sk とすれば、yk の推定値yskは、 ysk = hsk ’xk (3) で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子1に音声信号があり、送話信号入力端子4に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るhsk の逐次修正は hsk+1 = hsk +α(xk ek )/xk ’xk (4) によって行われる。但し、 ek =yk −ysk ’, 0<α≦1 (5) でありek を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路7において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ9の内容には可変係数系列h
sk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで1.0に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にF
IR形ディジタルフィルタで表記した場合、数100〜
数1000タップという長大な構成となり、可変係数系
列hsk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列hsk を数段階に分割処理を行い1スッテプにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図7に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をNとした時、次の様になる。
【0007】hs1k :0〜N/2 hs2k :N/2〜N 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式(4)
より、 hs1k+1 =hs1k +α(xk ek )/xk ’xk (6) hs2k+1 =hs2k +α(xk ek )/xk ’xk (7) と表す事が出来、2ステップで全可変係数系列hsk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、1ステップ
における演算量は1/2に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
より、 hs1k+1 =hs1k +α(xk ek )/xk ’xk (6) hs2k+1 =hs2k +α(xk ek )/xk ’xk (7) と表す事が出来、2ステップで全可変係数系列hsk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、1ステップ
における演算量は1/2に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
【0008】送話信号入力端子に音響反響だけではなく
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】誤差信号の短時間移動
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平4
−127721に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、可変係数ディジタルフィルタの係数を
分割更新する適応アルゴリズムにおいては、1ステップ
に更新が行われない係数ブロックが存在する。その為、
可変係数ディジタルフィルタの前半電力と後半電力の比
較だけでは、逆に検出遅れや誤検出を発生させてしまい
通信品質を劣化させてしまうという様な問題点があっ
た。
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平4
−127721に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、可変係数ディジタルフィルタの係数を
分割更新する適応アルゴリズムにおいては、1ステップ
に更新が行われない係数ブロックが存在する。その為、
可変係数ディジタルフィルタの前半電力と後半電力の比
較だけでは、逆に検出遅れや誤検出を発生させてしまい
通信品質を劣化させてしまうという様な問題点があっ
た。
【0010】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、適応アルゴリズムに係数修正
量分割更新方式を採用した場合にも高速で、且つ、受話
信号と送話信号の電力差に影響されない安定な双方向通
信検出を実現し、大きな音響反響消去量を維持しながら
音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する事を目
的とする。
で、上記問題点を除去し、適応アルゴリズムに係数修正
量分割更新方式を採用した場合にも高速で、且つ、受話
信号と送話信号の電力差に影響されない安定な双方向通
信検出を実現し、大きな音響反響消去量を維持しながら
音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する事を目
的とする。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の本発明は、受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
の差分値をとる減算回路と、該可変係数ディジタルフィ
ルタが該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタの係数系列をN個のブロックに分けて、M
回で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を
行う係数修正量演算回路と、該減算回路から出力される
誤差信号の短時間移動平均電力を求める積分回路と、該
短時間移動平均電力を双方向通信検出の検出評価値とし
た双方向通信検出回路とで構成される音響反響除去装置
において、該擬似インパルス応答レジスタの第一番目の
ブロックの総和電力を求める第一の電力積算回路と、該
擬似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総
和電力を求める第二の電力積算回路と、該第一の電力積
算回路の出力の一次自己相関係数を算出する係数演算回
路と、該第一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積
算回路の出力の比を計算するブロック電力比演算回路
と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック電力比演算
回路の出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
と、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値S1
よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値S1よりも
大きければ“0”を出力するブロック比較回路と、該誤
差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値S2よりも大
きければ“1”を出力し、内挿閾値S2よりも小さけれ
ば“0”を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロッ
ク比較回路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比
較回路の出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路
と、該双方向通信検出回路に入力される二つの信号がど
ちらも“1”の状態の時のみ双方向通信として該係数修
正量演算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向
通信として該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場
の音響反響制御を行う事を特徴とした音響反響除去装
置。
の本発明は、受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
の差分値をとる減算回路と、該可変係数ディジタルフィ
ルタが該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタの係数系列をN個のブロックに分けて、M
回で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を
行う係数修正量演算回路と、該減算回路から出力される
誤差信号の短時間移動平均電力を求める積分回路と、該
短時間移動平均電力を双方向通信検出の検出評価値とし
た双方向通信検出回路とで構成される音響反響除去装置
において、該擬似インパルス応答レジスタの第一番目の
ブロックの総和電力を求める第一の電力積算回路と、該
擬似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総
和電力を求める第二の電力積算回路と、該第一の電力積
算回路の出力の一次自己相関係数を算出する係数演算回
路と、該第一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積
算回路の出力の比を計算するブロック電力比演算回路
と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック電力比演算
回路の出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
と、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値S1
よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値S1よりも
大きければ“0”を出力するブロック比較回路と、該誤
差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値S2よりも大
きければ“1”を出力し、内挿閾値S2よりも小さけれ
ば“0”を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロッ
ク比較回路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比
較回路の出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路
と、該双方向通信検出回路に入力される二つの信号がど
ちらも“1”の状態の時のみ双方向通信として該係数修
正量演算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向
通信として該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場
の音響反響制御を行う事を特徴とした音響反響除去装
置。
【0012】
【作用】本発明では、上記手段により係数修正量分割更
新方式を採用しても高速、そして、音声入出力の相対比
が変化した場合に安定状態を確保した双方向通信検出が
内部演算量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質
な音声通信空間を提供する事ができる。
新方式を採用しても高速、そして、音声入出力の相対比
が変化した場合に安定状態を確保した双方向通信検出が
内部演算量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質
な音声通信空間を提供する事ができる。
【0013】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面にもとづいて詳
細に説明する。図1は本発明の第1の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発
明は、従来の受話信号入力端子1、受話信号出力端子
2、可変係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子
4、減算回路5、送話信号出力端子6、修正量演算回路
7、受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答レジ
スタ9、積和演算回路10、積分回路11、そして、双
方向通信検出回路12からなる推定適応アルゴリズムと
して学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成
の装置に、第一の電力積算回路13、第二の電力積算回
路14、係数演算回路15、ブロック電力比演算回路1
6、ブロック評価値演算回路17、ブロック比較回路1
8、誤差信号電力比較回路19を追加した構成になって
いる。
細に説明する。図1は本発明の第1の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図1に示す様に、本発
明は、従来の受話信号入力端子1、受話信号出力端子
2、可変係数ディジタルフィルタ3、送話信号入力端子
4、減算回路5、送話信号出力端子6、修正量演算回路
7、受話信号入力レジスタ8、擬似インパルス応答レジ
スタ9、積和演算回路10、積分回路11、そして、双
方向通信検出回路12からなる推定適応アルゴリズムと
して学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成
の装置に、第一の電力積算回路13、第二の電力積算回
路14、係数演算回路15、ブロック電力比演算回路1
6、ブロック評価値演算回路17、ブロック比較回路1
8、誤差信号電力比較回路19を追加した構成になって
いる。
【0014】さらに詳細には、該受話信号入力端子1
と、該受話信号出力端子2と、該送話信号入力端子4と
該送話信号出力端子6と、該受話信号入力端子1から入
力された受話信号を入力とする該可変係数ディジタルフ
ィルタ3と、該可変係数ディジタルフィルタ3の係数系
列を格納した該擬似インパルス応答レジスタ9と、該擬
似インパルス応答レジスタ9の内容と該受話信号入力端
子1からの入力信号との畳み込み積分演算を行う該積和
演算回路10と、該積和演算回路10により生成された
擬似音響反響と該送話信号入力端子4より入力される音
響反響との差分値をとる該減算回路5と、該可変係数デ
ィジタルフィルタ3が該反響の近似値を供給する様に該
擬似インパルス応答レジスタ9の係数系列をN個のブロ
ックに分けて、M回で係数系列全体が自動的に更新され
る様な分割処理を行う該係数修正量演算回路7と、該減
算回路から出力される誤差信号の短時間移動平均電力P
eを求める該積分回路11と、該短時間移動平均電力を
双方向通信検出の検出評価値とした該双方向通信検出回
路12とで構成される音響反響除去装置において、該擬
似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和
電力hp1を求める該第一の電力積算回路13と、該擬
似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総和
電力hp2を求める該第二の電力積算回路14と、該第
一の電力積算回路13の出力の一次自己相関係数Ciを
算出する該係数演算回路15と、 Ci=(hp1×hp1# )/hp12 (8) 式(8)中の hp1# は第一番目のブロック総和電力
hp1の一次遅れ値を表したものである。該第一の電力
積算回路13の出力hp1と、該第二の電力積算回路1
4の出力hp2の比hpsを計算する該ブロック電力比
演算回路16と、 hps=hp2/hp1 (9) 該係数演算回路16の出力値Ciと、該ブロック電力比
演算回路17の出力値hpsとの比hpiを計算する該
ブロック評価値演算回路17と、 hpi=Ci/hps (10) 該ブロック評価値演算回路17の出力hpiが、内挿閾
値S1よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値S1
よりも大きければ“0”を出力する該ブロック比較回路
18と、該誤差信号の短時間移動平均電力Peが、内挿
閾値S2よりも大きければ“1”を出力し、内挿閾値S
2よりも小さければ“0”を出力する該誤差信号電力比
較回路19と、該ブロック比較回路18の出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路19の出力を第二の
入力とした該双方向通信検出回路12と、該双方向通信
検出回路12に入力される二つの信号がどちらも“1”
の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演算回路
7の動作を停止し、その他の状態では単方向通信として
該係数修正量演算回路7の動作を続行し、音場の音響反
響制御を行う音響反響除去装置である。
と、該受話信号出力端子2と、該送話信号入力端子4と
該送話信号出力端子6と、該受話信号入力端子1から入
力された受話信号を入力とする該可変係数ディジタルフ
ィルタ3と、該可変係数ディジタルフィルタ3の係数系
列を格納した該擬似インパルス応答レジスタ9と、該擬
似インパルス応答レジスタ9の内容と該受話信号入力端
子1からの入力信号との畳み込み積分演算を行う該積和
演算回路10と、該積和演算回路10により生成された
擬似音響反響と該送話信号入力端子4より入力される音
響反響との差分値をとる該減算回路5と、該可変係数デ
ィジタルフィルタ3が該反響の近似値を供給する様に該
擬似インパルス応答レジスタ9の係数系列をN個のブロ
ックに分けて、M回で係数系列全体が自動的に更新され
る様な分割処理を行う該係数修正量演算回路7と、該減
算回路から出力される誤差信号の短時間移動平均電力P
eを求める該積分回路11と、該短時間移動平均電力を
双方向通信検出の検出評価値とした該双方向通信検出回
路12とで構成される音響反響除去装置において、該擬
似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和
電力hp1を求める該第一の電力積算回路13と、該擬
似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総和
電力hp2を求める該第二の電力積算回路14と、該第
一の電力積算回路13の出力の一次自己相関係数Ciを
算出する該係数演算回路15と、 Ci=(hp1×hp1# )/hp12 (8) 式(8)中の hp1# は第一番目のブロック総和電力
hp1の一次遅れ値を表したものである。該第一の電力
積算回路13の出力hp1と、該第二の電力積算回路1
4の出力hp2の比hpsを計算する該ブロック電力比
演算回路16と、 hps=hp2/hp1 (9) 該係数演算回路16の出力値Ciと、該ブロック電力比
演算回路17の出力値hpsとの比hpiを計算する該
ブロック評価値演算回路17と、 hpi=Ci/hps (10) 該ブロック評価値演算回路17の出力hpiが、内挿閾
値S1よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値S1
よりも大きければ“0”を出力する該ブロック比較回路
18と、該誤差信号の短時間移動平均電力Peが、内挿
閾値S2よりも大きければ“1”を出力し、内挿閾値S
2よりも小さければ“0”を出力する該誤差信号電力比
較回路19と、該ブロック比較回路18の出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路19の出力を第二の
入力とした該双方向通信検出回路12と、該双方向通信
検出回路12に入力される二つの信号がどちらも“1”
の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演算回路
7の動作を停止し、その他の状態では単方向通信として
該係数修正量演算回路7の動作を続行し、音場の音響反
響制御を行う音響反響除去装置である。
【0015】図2は白色雑音を参照信号として入力した
時の該擬似インパルス応答レジスタ9中第一番目のブロ
ック総和電力hp1の推移である。この様に安定した参
照信号が供給されている限りブロック総和電力は、一定
区間過渡応答し、その後飽和状態となって良好な音響反
響除去を行う事ができる。
時の該擬似インパルス応答レジスタ9中第一番目のブロ
ック総和電力hp1の推移である。この様に安定した参
照信号が供給されている限りブロック総和電力は、一定
区間過渡応答し、その後飽和状態となって良好な音響反
響除去を行う事ができる。
【0016】図3は白色雑音を参照信号として入力し、
途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス応答
レジスタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の推移
である。双方向通信検出を行わない場合、この様に大き
く電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去を行
う事ができない。この電力変位をより安定化させた状態
に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが本発
明による双方向通信検出方式である。
途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス応答
レジスタ9中第一番目のブロック総和電力hp1の推移
である。双方向通信検出を行わない場合、この様に大き
く電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去を行
う事ができない。この電力変位をより安定化させた状態
に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが本発
明による双方向通信検出方式である。
【0017】図4は最大周期系列符号を用いて観測した
音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の様
な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと該
擬似インパルス応答レジスタ9にこれと極めて近いイン
パルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該送
話信号入力端子4に入力された場合、つまり、双方向通
信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格納
されたインパルス応答係数系列が図4の様な減衰特性を
呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしまう。
この変化を加工した値を第二の検出評価値として用いた
のが本発明による双方向通信検出方式である。
音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の様
な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと該
擬似インパルス応答レジスタ9にこれと極めて近いイン
パルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該送
話信号入力端子4に入力された場合、つまり、双方向通
信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格納
されたインパルス応答係数系列が図4の様な減衰特性を
呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしまう。
この変化を加工した値を第二の検出評価値として用いた
のが本発明による双方向通信検出方式である。
【0018】図5は本発明による白色雑音を参照信号と
して入力し、途中で双方向通信を発生させた時の音響反
響除去結果である。双方向通信検出を行わない処理に比
べて双方向通信が発生する以前の音響反響消去量が保管
され通信状態が劣化されずに高品質性を失われていない
事が判る。つまり、該擬似インパルス応答レジスタ9内
に格納されたインパルス応答が大きく乱されない程度の
検出遅延しか存在しないという事である。
して入力し、途中で双方向通信を発生させた時の音響反
響除去結果である。双方向通信検出を行わない処理に比
べて双方向通信が発生する以前の音響反響消去量が保管
され通信状態が劣化されずに高品質性を失われていない
事が判る。つまり、該擬似インパルス応答レジスタ9内
に格納されたインパルス応答が大きく乱されない程度の
検出遅延しか存在しないという事である。
【0019】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、次のような優れた効果が期待される。
れば、次のような優れた効果が期待される。
【0020】(1)双方向通信検出の構造的検出遅延が
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。 (2)制御対象となる線形システムの入力となる受話信
号と、その応答である反響に音声が加わった送話信号と
の音圧の相対比が変化しても本発明は影響を受ける事な
く良好な双方向通信検出を行う事ができる。 (3)音響反響消去性能を劣化させずに、適応アルゴリ
ズムの内部演算量を大幅に削減する事が出来るので、小
規模な構成でハードウェア化が実現し、コストの低減化
を図れる。 (4)誤差信号の閾値を近端雑音に影響されない程度ま
で低く設定する事ができるので、高速な双方向通信検出
が可能となり、高性能な音響反響除去装置を提供する事
ができる。 (5)本双方向通信検出方式は学習同定法を用いた適応
アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパラメータ推定
アルゴリズムに対しても同等の性能を示す汎用性の高い
方式である。
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。 (2)制御対象となる線形システムの入力となる受話信
号と、その応答である反響に音声が加わった送話信号と
の音圧の相対比が変化しても本発明は影響を受ける事な
く良好な双方向通信検出を行う事ができる。 (3)音響反響消去性能を劣化させずに、適応アルゴリ
ズムの内部演算量を大幅に削減する事が出来るので、小
規模な構成でハードウェア化が実現し、コストの低減化
を図れる。 (4)誤差信号の閾値を近端雑音に影響されない程度ま
で低く設定する事ができるので、高速な双方向通信検出
が可能となり、高性能な音響反響除去装置を提供する事
ができる。 (5)本双方向通信検出方式は学習同定法を用いた適応
アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパラメータ推定
アルゴリズムに対しても同等の性能を示す汎用性の高い
方式である。
【図1】本説明の第1の音響反響除去装置の一構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図2】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの総和電力推移を示した図である。
第一番目のブロックの総和電力推移を示した図である。
【図3】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの双方向通信が発生した場合の総和
電力推移を示した図である。
第一番目のブロックの双方向通信が発生した場合の総和
電力推移を示した図である。
【図4】本説明に用いた最大周期系列符号により観測さ
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
【図5】本説明に用いた白色雑音を参照信号として入力
し、途中で双方向通信を発生させた場合の音響反響消去
特性の一例を示した図である。
し、途中で双方向通信を発生させた場合の音響反響消去
特性の一例を示した図である。
【図6】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成を示したブロック図である。
去装置の基本構成を示したブロック図である。
1 受話信号入力端子 2 受話信号出力端子 3 可変係数フィルタ 4 送話信号入力端子 5 減算回路 6 送話信号出力端子 7 修正量演算回路 8 受話信号入力レジスタ 9 擬似インパルス応答レジスタ 10 積和回路 11 積分回路 12 双方向通信検出回路 13 第一の電力積算回路 14 第二の電力積算回路 15 係数演算回路 16 ブロック電力比演算回路 17 ブロック評価値演算回路 18 ブロック比較回路 19 誤差信号電力比較回路
Claims (1)
- 【請求項1】受話信号入力端子1と、受話信号出力端子
2と、送話信号入力端子4と、送話信号出力端子6と、
該受話信号入力端子1から入力された受話信号を入力と
する可変係数ディジタルフィルタ3と、該可変係数ディ
ジタルフィルタ3の係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタ9と、該擬似インパルス応答レジスタ9の
内容と該受話信号入力端子1からの入力信号との畳み込
み積分演算を行う積和演算回路10と、該積和演算回路
10により生成された擬似音響反響と該送話信号入力端
子より入力される音響反響との差分値をとる減算回路5
と、該可変係数ディジタルフィルタ3が該反響の近似値
を供給する様に該擬似インパルス応答レジスタ9の係数
系列をN個のブロックに分けて、M回で係数系列全体が
自動的に更新される様な分割処理を行う係数修正量演算
回路7と、該減算回路5から出力される誤差信号の短時
間移動平均電力を求める積分回路11と、該短時間移動
平均電力を双方向通信検出の検出評価値とした双方向通
信検出回路12とから構成される音響反響除去装置にお
いて、該擬似インパルス応答レジスタ9の第一番目のブ
ロックの総和電力を求める第一の電力積算回路13と、
該擬似インパルス応答レジスタ9の第二番目のブロック
の総和電力を求める第二の電力積算回路14と、該第一
の電力積算回路13から出力される一次自己相関係数を
算出する係数演算回路15と、該第一の電力積算回路1
3からの出力と該第二の電力積算回路14との出力比を
計算するブロック電力比演算回路16と、該係数演算回
路15からの出力値と、該ブロック電力比演算回路16
からの出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
17と、該ブロック評価値演算回路17からの出力が内
挿閾値S1よりも小さければ“1”を出力し、内挿閾値
S1よりも大きければ“0”を出力するブロック比較回
路18と、該誤差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾
値S2よりも大きければ“1”を出力し、内挿閾値S2
よりも小さければ“0”を出力する誤差信号電力比較回
路19と、該ブロック比較回路18からの出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路の出力を第二の入力
とした該双方向通信検出回路12と、該双方向通信検出
回路12に入力される二つの信号がどちらも“1”の状
態の時双方向通信として該係数修正量演算回路7の動作
を停止し、その他の状態では単方向通信として該係数修
正量演算回路7の動作を続行し、音場の音響反響制御を
行う事を特徴とした音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06057123A JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06057123A JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07273690A JPH07273690A (ja) | 1995-10-20 |
JP3121983B2 true JP3121983B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=13046789
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP06057123A Expired - Fee Related JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3121983B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101732589B1 (ko) * | 2010-08-13 | 2017-05-24 | 주식회사 퍼슨 | 주름부를 구비한 관장액 주입용기 |
JP7520482B2 (ja) | 2018-12-27 | 2024-07-23 | ダイハツ工業株式会社 | 車体構造 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100350449B1 (ko) * | 1999-12-01 | 2002-08-28 | 삼성전자 주식회사 | 잔향 억제 방법 |
-
1994
- 1994-03-28 JP JP06057123A patent/JP3121983B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101732589B1 (ko) * | 2010-08-13 | 2017-05-24 | 주식회사 퍼슨 | 주름부를 구비한 관장액 주입용기 |
JP7520482B2 (ja) | 2018-12-27 | 2024-07-23 | ダイハツ工業株式会社 | 車体構造 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07273690A (ja) | 1995-10-20 |
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Legal Events
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |