JP3121983B2 - 音響反響除去装置 - Google Patents
音響反響除去装置Info
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- JP3121983B2 JP3121983B2 JP06057123A JP5712394A JP3121983B2 JP 3121983 B2 JP3121983 B2 JP 3121983B2 JP 06057123 A JP06057123 A JP 06057123A JP 5712394 A JP5712394 A JP 5712394A JP 3121983 B2 JP3121983 B2 JP 3121983B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信回線、室内音場制
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
御装置そして高品質な音声通信会議装置に使用され、受
話径路の信号が音響反響経路を介して送話経路に現れる
音響反響成分を除去する音響反響除去装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来技術】一般に音響反響除去装置は通信衛生および
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２線
４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
海底ケーブルを利用した長距離電話回線において、２線
４線変換器のインピーダンス不整合により生ずる反射を
除去するものと、テレビ会議システムなどの拡声電話に
おいて、話者音声の音響結合による反響を除去するもの
とに大別でき、修正量演算回路、擬似音響反響を発生す
る可変係数フィルタおよび減算回路から構成されてい
る。以下に音響反響除去装置の基本動作を述べる。
【０００３】第６図は音響反響除去装置の基本構成を示
す図である。受話信号入力端１は受話信号出力２に接続
され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係数フ
ィルタ３に分岐供給され、擬似反響を生成させる。送話
信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィルタ３の
出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力され、送話
信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路５の出
力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信号出力端
子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正量演算回
路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力により可
変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正される。可変係
数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レジスタ８に
入力され、その受話信号入力レジスタ８の受話信号と擬
似インパルス応答レジスタ９の擬似インパルス応答との
積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０の出力が擬
似音響反響として出力される。受話信号出力端子２およ
び送話信号入力端子４は長距離電話回線の場合、２線４
線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカとマイ
クロホンへと接続されている。
す図である。受話信号入力端１は受話信号出力２に接続
され、その受話信号入力端子１の受話信号は可変係数フ
ィルタ３に分岐供給され、擬似反響を生成させる。送話
信号入力端子４からの送話信号と可変係数フィルタ３の
出力である擬似音響反響は減算回路５へ入力され、送話
信号中の音響反響成分が除去され、その減算回路５の出
力は送話信号出力端子６へ出力される。送話信号出力端
子６の出力と受話信号入力端子１の信号が修正量演算回
路７に入力され、係数修正量演算回路７の出力により可
変係数フィルタ３のフィルタ係数が修正される。可変係
数フィルタ３内で受話信号は受話信号入力レジスタ８に
入力され、その受話信号入力レジスタ８の受話信号と擬
似インパルス応答レジスタ９の擬似インパルス応答との
積和が積和回路１０でとられ、積和回路１０の出力が擬
似音響反響として出力される。受話信号出力端子２およ
び送話信号入力端子４は長距離電話回線の場合、２線４
線変換器に、拡声電話システムの場合、スピーカとマイ
クロホンへと接続されている。
【０００４】音響反響経路の信号伝搬特性を線形で、且
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙ’k は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ （２） ’：べクトルの転置。
つＦＩＲ形ディジタルフィルタで表されると仮定し、そ
のインパルス応答ｈ（ｔ）と入力受話信号ｘ（ｔ）とを
用いれば、サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけ
る音響反響ｙ’k は、 ｙk ＝ ｈ’ｘk （１） で表される。但し、 ｈ＝［ｈ1 ，ｈ2 ，・・・，ｈn ］’ ｘ＝［ｘk-1 ，・・・，ｘk-n ］’ （２） ’：べクトルの転置。
【０００５】である。
【０００６】一方、 時刻ｋＴにおけるｈの推定値をｈ
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ’， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にＦ
ＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００〜
数１０００タップという長大な構成となり、可変係数系
列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１スッテプにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図７に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をＮとした時、次の様になる。
ｓk とすれば、ｙk の推定値ｙｓkは、 ｙｓk ＝ ｈｓk ’ｘk （３） で与えられる。 音響反響除去装置では、受話信号入力
端子１に音声信号があり、送話信号入力端子４に音声信
号がなく音響反響のみが存在している時、適応動作状態
として反響除去動作を行う。この適応動作アルゴリズム
には、一般に学習同定法が採用される。学習同定法によ
るｈｓk の逐次修正は ｈｓk+1 ＝ ｈｓk ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （４） によって行われる。但し、 ｅk ＝ｙk −ｙｓk ’， ０＜α≦１ （５） でありｅk を残留音響反響と呼ぶ。この様な演算動作が
係数修正量演算回路７において処理実行されている。擬
似インパルス応答レジスタ９の内容には可変係数系列ｈ
ｓk が格納されている。αは推定の敏感さを決める為の
修正ループゲインで１．０に近いほど大きな修正量を与
える事が出来るが、近端雑音や回線状態によって変えて
やる必要がある。又、音場の音響反響特性をこの様にＦ
ＩＲ形ディジタルフィルタで表記した場合、数１００〜
数１０００タップという長大な構成となり、可変係数系
列ｈｓk の修正量更新に関わる演算量が膨大なものにな
り小規模なハードウェアで実現できない為、可変係数系
列ｈｓk を数段階に分割処理を行い１スッテプにおいて
の更新演算量を削減させる方法が採られている。図７に
二分割処理を施した場合の音響反響消去特性を示す。比
較の為に分割処理を用いない場合も記載した。分割内容
は可変係数系列の総数をＮとした時、次の様になる。
【０００７】ｈｓ１k ：０〜Ｎ／２ ｈｓ２k ：Ｎ／２〜Ｎ 更新アルゴリズムは上記分割範囲を適用して、式（４）
より、 ｈｓ１k+1 ＝ｈｓ１k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ２k+1 ＝ｈｓ２k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、２ステップで全可変係数系列ｈｓk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、１ステップ
における演算量は１／２に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
より、 ｈｓ１k+1 ＝ｈｓ１k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （６） ｈｓ２k+1 ＝ｈｓ２k ＋α（ｘk ｅk ）／ｘk ’ｘk （７） と表す事が出来、２ステップで全可変係数系列ｈｓk を
更新する適応アルゴリズムである。従って、１ステップ
における演算量は１／２に削減する事が出来、勿論分割
数を増やせばそれに比例して演算量は削減できる。
【０００８】送話信号入力端子に音響反響だけではなく
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。
音声信号が入力された時、つまり、双方向通信が発生し
た場合、そのまま音響反響除去動作を続行していると残
留誤差信号を増加させてしまい通信品質が劣化する。従
って、その状態を何等かの方法で検出して可変係数ディ
ジタルフィルタの係数更新を即座に停止しなければなら
ない。双方向通信検出はその検出遅延が小さければ小さ
いほど通信状態への影響が少ない。双方向通信検出の検
出評価値として受話信号の一定区間移動平均電力と送話
信号の一定区間移動平均電力とを用いて、その比較によ
って状態変位を観測する方式と、誤差信号の短時間移動
平均電力の増加を観測する方法とがあるが、前者に比べ
て後者は検出遅延が小さく高速な双方向通信検出を実現
できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】誤差信号の短時間移動
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平４
−１２７７２１に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、可変係数ディジタルフィルタの係数を
分割更新する適応アルゴリズムにおいては、１ステップ
に更新が行われない係数ブロックが存在する。その為、
可変係数ディジタルフィルタの前半電力と後半電力の比
較だけでは、逆に検出遅れや誤検出を発生させてしまい
通信品質を劣化させてしまうという様な問題点があっ
た。
平均電力を双方向通信検出の評価値として採用した場合
に問題になるのは、誤差信号の増加が双方向通信発生に
よるものでなく、音響反響径路の変動によっても起こ
り、誤差信号の短時間移動平均電力だけの変化を見てい
たのでは双方向通信なのか音響径路変動なのかの区別が
つかず、誤検出の原因となる。この対策として特開平４
−１２７７２１に示されている様に推定した可変係数デ
ィジタルフィルタの瞬時電力分布を用いて双方向通信状
態と音響径路変動状態の違いを検出する方式が提案され
ている。しかし、可変係数ディジタルフィルタの係数を
分割更新する適応アルゴリズムにおいては、１ステップ
に更新が行われない係数ブロックが存在する。その為、
可変係数ディジタルフィルタの前半電力と後半電力の比
較だけでは、逆に検出遅れや誤検出を発生させてしまい
通信品質を劣化させてしまうという様な問題点があっ
た。
【００１０】本発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、上記問題点を除去し、適応アルゴリズムに係数修正
量分割更新方式を採用した場合にも高速で、且つ、受話
信号と送話信号の電力差に影響されない安定な双方向通
信検出を実現し、大きな音響反響消去量を維持しながら
音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する事を目
的とする。
で、上記問題点を除去し、適応アルゴリズムに係数修正
量分割更新方式を採用した場合にも高速で、且つ、受話
信号と送話信号の電力差に影響されない安定な双方向通
信検出を実現し、大きな音響反響消去量を維持しながら
音響反響制御を行う音響反響除去装置を提供する事を目
的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の本発明は、受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
の差分値をとる減算回路と、該可変係数ディジタルフィ
ルタが該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタの係数系列をＮ個のブロックに分けて、Ｍ
回で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を
行う係数修正量演算回路と、該減算回路から出力される
誤差信号の短時間移動平均電力を求める積分回路と、該
短時間移動平均電力を双方向通信検出の検出評価値とし
た双方向通信検出回路とで構成される音響反響除去装置
において、該擬似インパルス応答レジスタの第一番目の
ブロックの総和電力を求める第一の電力積算回路と、該
擬似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総
和電力を求める第二の電力積算回路と、該第一の電力積
算回路の出力の一次自己相関係数を算出する係数演算回
路と、該第一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積
算回路の出力の比を計算するブロック電力比演算回路
と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック電力比演算
回路の出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
と、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値Ｓ１
よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１よりも
大きければ“０”を出力するブロック比較回路と、該誤
差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値Ｓ２よりも大
きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ２よりも小さけれ
ば“０”を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロッ
ク比較回路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比
較回路の出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路
と、該双方向通信検出回路に入力される二つの信号がど
ちらも“１”の状態の時のみ双方向通信として該係数修
正量演算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向
通信として該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場
の音響反響制御を行う事を特徴とした音響反響除去装
置。
の本発明は、受話信号入力端子と、受話信号出力端子
と、送話信号入力端子と、送話信号出力端子と、該受話
信号入力端子から入力された受話信号を入力とする可変
係数ディジタルフィルタと、該可変係数ディジタルフィ
ルタの係数系列を格納した擬似インパルス応答レジスタ
と、該擬似インパルス応答レジスタの内容と該受話信号
入力端子からの入力信号との畳み込み積分演算を行う積
和演算回路と、該積和演算回路により生成された擬似音
響反響と該送話信号入力端子より入力される音響反響と
の差分値をとる減算回路と、該可変係数ディジタルフィ
ルタが該反響の近似値を供給する様に該擬似インパルス
応答レジスタの係数系列をＮ個のブロックに分けて、Ｍ
回で係数系列全体が自動的に更新される様な分割処理を
行う係数修正量演算回路と、該減算回路から出力される
誤差信号の短時間移動平均電力を求める積分回路と、該
短時間移動平均電力を双方向通信検出の検出評価値とし
た双方向通信検出回路とで構成される音響反響除去装置
において、該擬似インパルス応答レジスタの第一番目の
ブロックの総和電力を求める第一の電力積算回路と、該
擬似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総
和電力を求める第二の電力積算回路と、該第一の電力積
算回路の出力の一次自己相関係数を算出する係数演算回
路と、該第一の電力積算回路の出力と、該第二の電力積
算回路の出力の比を計算するブロック電力比演算回路
と、該係数演算回路の出力値と、該ブロック電力比演算
回路の出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
と、該ブロック評価値演算回路の出力が、内挿閾値Ｓ１
よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１よりも
大きければ“０”を出力するブロック比較回路と、該誤
差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾値Ｓ２よりも大
きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ２よりも小さけれ
ば“０”を出力する誤差信号電力比較回路と、該ブロッ
ク比較回路の出力を第一の入力とし、該誤差信号電力比
較回路の出力を第二の入力とした該双方向通信検出回路
と、該双方向通信検出回路に入力される二つの信号がど
ちらも“１”の状態の時のみ双方向通信として該係数修
正量演算回路の動作を停止し、その他の状態では単方向
通信として該係数修正量演算回路の動作を続行し、音場
の音響反響制御を行う事を特徴とした音響反響除去装
置。
【００１２】
【作用】本発明では、上記手段により係数修正量分割更
新方式を採用しても高速、そして、音声入出力の相対比
が変化した場合に安定状態を確保した双方向通信検出が
内部演算量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質
な音声通信空間を提供する事ができる。
新方式を採用しても高速、そして、音声入出力の相対比
が変化した場合に安定状態を確保した双方向通信検出が
内部演算量を増大させる事なく実現でき、明瞭で高品質
な音声通信空間を提供する事ができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面にもとづいて詳
細に説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発
明は、従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子
２、可変係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子
４、減算回路５、送話信号出力端子６、修正量演算回路
７、受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジ
スタ９、積和演算回路１０、積分回路１１、そして、双
方向通信検出回路１２からなる推定適応アルゴリズムと
して学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成
の装置に、第一の電力積算回路１３、第二の電力積算回
路１４、係数演算回路１５、ブロック電力比演算回路１
６、ブロック評価値演算回路１７、ブロック比較回路１
８、誤差信号電力比較回路１９を追加した構成になって
いる。
細に説明する。図１は本発明の第１の音響反響除去装置
の構成を示すブロック図である。図１に示す様に、本発
明は、従来の受話信号入力端子１、受話信号出力端子
２、可変係数ディジタルフィルタ３、送話信号入力端子
４、減算回路５、送話信号出力端子６、修正量演算回路
７、受話信号入力レジスタ８、擬似インパルス応答レジ
スタ９、積和演算回路１０、積分回路１１、そして、双
方向通信検出回路１２からなる推定適応アルゴリズムと
して学習同定法を採用した音響反響除去装置と同一構成
の装置に、第一の電力積算回路１３、第二の電力積算回
路１４、係数演算回路１５、ブロック電力比演算回路１
６、ブロック評価値演算回路１７、ブロック比較回路１
８、誤差信号電力比較回路１９を追加した構成になって
いる。
【００１４】さらに詳細には、該受話信号入力端子１
と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力端子４と
該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端子１から入
力された受話信号を入力とする該可変係数ディジタルフ
ィルタ３と、該可変係数ディジタルフィルタ３の係数系
列を格納した該擬似インパルス応答レジスタ９と、該擬
似インパルス応答レジスタ９の内容と該受話信号入力端
子１からの入力信号との畳み込み積分演算を行う該積和
演算回路１０と、該積和演算回路１０により生成された
擬似音響反響と該送話信号入力端子４より入力される音
響反響との差分値をとる該減算回路５と、該可変係数デ
ィジタルフィルタ３が該反響の近似値を供給する様に該
擬似インパルス応答レジスタ９の係数系列をＮ個のブロ
ックに分けて、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新され
る様な分割処理を行う該係数修正量演算回路７と、該減
算回路から出力される誤差信号の短時間移動平均電力Ｐ
ｅを求める該積分回路１１と、該短時間移動平均電力を
双方向通信検出の検出評価値とした該双方向通信検出回
路１２とで構成される音響反響除去装置において、該擬
似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和
電力ｈｐ１を求める該第一の電力積算回路１３と、該擬
似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総和
電力ｈｐ２を求める該第二の電力積算回路１４と、該第
一の電力積算回路１３の出力の一次自己相関係数Ｃｉを
算出する該係数演算回路１５と、 Ｃｉ＝（ｈｐ１×ｈｐ１# ）／ｈｐ１2 （８） 式（８）中の ｈｐ１# は第一番目のブロック総和電力
ｈｐ１の一次遅れ値を表したものである。該第一の電力
積算回路１３の出力ｈｐ１と、該第二の電力積算回路１
４の出力ｈｐ２の比ｈｐｓを計算する該ブロック電力比
演算回路１６と、 ｈｐｓ＝ｈｐ２／ｈｐ１ （９） 該係数演算回路１６の出力値Ｃｉと、該ブロック電力比
演算回路１７の出力値ｈｐｓとの比ｈｐｉを計算する該
ブロック評価値演算回路１７と、 ｈｐｉ＝Ｃｉ／ｈｐｓ （１０） 該ブロック評価値演算回路１７の出力ｈｐｉが、内挿閾
値Ｓ１よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１
よりも大きければ“０”を出力する該ブロック比較回路
１８と、該誤差信号の短時間移動平均電力Ｐｅが、内挿
閾値Ｓ２よりも大きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ
２よりも小さければ“０”を出力する該誤差信号電力比
較回路１９と、該ブロック比較回路１８の出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路１９の出力を第二の
入力とした該双方向通信検出回路１２と、該双方向通信
検出回路１２に入力される二つの信号がどちらも“１”
の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演算回路
７の動作を停止し、その他の状態では単方向通信として
該係数修正量演算回路７の動作を続行し、音場の音響反
響制御を行う音響反響除去装置である。
と、該受話信号出力端子２と、該送話信号入力端子４と
該送話信号出力端子６と、該受話信号入力端子１から入
力された受話信号を入力とする該可変係数ディジタルフ
ィルタ３と、該可変係数ディジタルフィルタ３の係数系
列を格納した該擬似インパルス応答レジスタ９と、該擬
似インパルス応答レジスタ９の内容と該受話信号入力端
子１からの入力信号との畳み込み積分演算を行う該積和
演算回路１０と、該積和演算回路１０により生成された
擬似音響反響と該送話信号入力端子４より入力される音
響反響との差分値をとる該減算回路５と、該可変係数デ
ィジタルフィルタ３が該反響の近似値を供給する様に該
擬似インパルス応答レジスタ９の係数系列をＮ個のブロ
ックに分けて、Ｍ回で係数系列全体が自動的に更新され
る様な分割処理を行う該係数修正量演算回路７と、該減
算回路から出力される誤差信号の短時間移動平均電力Ｐ
ｅを求める該積分回路１１と、該短時間移動平均電力を
双方向通信検出の検出評価値とした該双方向通信検出回
路１２とで構成される音響反響除去装置において、該擬
似インパルス応答レジスタの第一番目のブロックの総和
電力ｈｐ１を求める該第一の電力積算回路１３と、該擬
似インパルス応答レジスタの第二番目のブロックの総和
電力ｈｐ２を求める該第二の電力積算回路１４と、該第
一の電力積算回路１３の出力の一次自己相関係数Ｃｉを
算出する該係数演算回路１５と、 Ｃｉ＝（ｈｐ１×ｈｐ１# ）／ｈｐ１2 （８） 式（８）中の ｈｐ１# は第一番目のブロック総和電力
ｈｐ１の一次遅れ値を表したものである。該第一の電力
積算回路１３の出力ｈｐ１と、該第二の電力積算回路１
４の出力ｈｐ２の比ｈｐｓを計算する該ブロック電力比
演算回路１６と、 ｈｐｓ＝ｈｐ２／ｈｐ１ （９） 該係数演算回路１６の出力値Ｃｉと、該ブロック電力比
演算回路１７の出力値ｈｐｓとの比ｈｐｉを計算する該
ブロック評価値演算回路１７と、 ｈｐｉ＝Ｃｉ／ｈｐｓ （１０） 該ブロック評価値演算回路１７の出力ｈｐｉが、内挿閾
値Ｓ１よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ１
よりも大きければ“０”を出力する該ブロック比較回路
１８と、該誤差信号の短時間移動平均電力Ｐｅが、内挿
閾値Ｓ２よりも大きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ
２よりも小さければ“０”を出力する該誤差信号電力比
較回路１９と、該ブロック比較回路１８の出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路１９の出力を第二の
入力とした該双方向通信検出回路１２と、該双方向通信
検出回路１２に入力される二つの信号がどちらも“１”
の状態の時のみ双方向通信として該係数修正量演算回路
７の動作を停止し、その他の状態では単方向通信として
該係数修正量演算回路７の動作を続行し、音場の音響反
響制御を行う音響反響除去装置である。
【００１５】図２は白色雑音を参照信号として入力した
時の該擬似インパルス応答レジスタ９中第一番目のブロ
ック総和電力ｈｐ１の推移である。この様に安定した参
照信号が供給されている限りブロック総和電力は、一定
区間過渡応答し、その後飽和状態となって良好な音響反
響除去を行う事ができる。
時の該擬似インパルス応答レジスタ９中第一番目のブロ
ック総和電力ｈｐ１の推移である。この様に安定した参
照信号が供給されている限りブロック総和電力は、一定
区間過渡応答し、その後飽和状態となって良好な音響反
響除去を行う事ができる。
【００１６】図３は白色雑音を参照信号として入力し、
途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス応答
レジスタ９中第一番目のブロック総和電力ｈｐ１の推移
である。双方向通信検出を行わない場合、この様に大き
く電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去を行
う事ができない。この電力変位をより安定化させた状態
に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが本発
明による双方向通信検出方式である。
途中で双方向通信が発生した時の該擬似インパルス応答
レジスタ９中第一番目のブロック総和電力ｈｐ１の推移
である。双方向通信検出を行わない場合、この様に大き
く電力レベルが変化してしまい良好な音響反響除去を行
う事ができない。この電力変位をより安定化させた状態
に加工した値を第一の検出評価値として用いたのが本発
明による双方向通信検出方式である。
【００１７】図４は最大周期系列符号を用いて観測した
音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の様
な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと該
擬似インパルス応答レジスタ９にこれと極めて近いイン
パルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該送
話信号入力端子４に入力された場合、つまり、双方向通
信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格納
されたインパルス応答係数系列が図４の様な減衰特性を
呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしまう。
この変化を加工した値を第二の検出評価値として用いた
のが本発明による双方向通信検出方式である。
音場のインパルス応答特性の一例である。白色雑音の様
な理想参照信号を入力し、音響反響除去処理を行うと該
擬似インパルス応答レジスタ９にこれと極めて近いイン
パルス応答が生成されるのであるが、大きな外乱が該送
話信号入力端子４に入力された場合、つまり、双方向通
信が発生した時、該擬似インパルス応答レジスタに格納
されたインパルス応答係数系列が図４の様な減衰特性を
呈さなくなり、その電力分布が大きく変化してしまう。
この変化を加工した値を第二の検出評価値として用いた
のが本発明による双方向通信検出方式である。
【００１８】図５は本発明による白色雑音を参照信号と
して入力し、途中で双方向通信を発生させた時の音響反
響除去結果である。双方向通信検出を行わない処理に比
べて双方向通信が発生する以前の音響反響消去量が保管
され通信状態が劣化されずに高品質性を失われていない
事が判る。つまり、該擬似インパルス応答レジスタ９内
に格納されたインパルス応答が大きく乱されない程度の
検出遅延しか存在しないという事である。
して入力し、途中で双方向通信を発生させた時の音響反
響除去結果である。双方向通信検出を行わない処理に比
べて双方向通信が発生する以前の音響反響消去量が保管
され通信状態が劣化されずに高品質性を失われていない
事が判る。つまり、該擬似インパルス応答レジスタ９内
に格納されたインパルス応答が大きく乱されない程度の
検出遅延しか存在しないという事である。
【００１９】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、次のような優れた効果が期待される。
れば、次のような優れた効果が期待される。
【００２０】（１）双方向通信検出の構造的検出遅延が
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。 （２）制御対象となる線形システムの入力となる受話信
号と、その応答である反響に音声が加わった送話信号と
の音圧の相対比が変化しても本発明は影響を受ける事な
く良好な双方向通信検出を行う事ができる。 （３）音響反響消去性能を劣化させずに、適応アルゴリ
ズムの内部演算量を大幅に削減する事が出来るので、小
規模な構成でハードウェア化が実現し、コストの低減化
を図れる。 （４）誤差信号の閾値を近端雑音に影響されない程度ま
で低く設定する事ができるので、高速な双方向通信検出
が可能となり、高性能な音響反響除去装置を提供する事
ができる。 （５）本双方向通信検出方式は学習同定法を用いた適応
アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパラメータ推定
アルゴリズムに対しても同等の性能を示す汎用性の高い
方式である。
極めて小さく出来るので、適応ディジタルフィルタの係
数系列が乱される事による音質劣化を防げ、高品質な音
声通信空間を実現できる。 （２）制御対象となる線形システムの入力となる受話信
号と、その応答である反響に音声が加わった送話信号と
の音圧の相対比が変化しても本発明は影響を受ける事な
く良好な双方向通信検出を行う事ができる。 （３）音響反響消去性能を劣化させずに、適応アルゴリ
ズムの内部演算量を大幅に削減する事が出来るので、小
規模な構成でハードウェア化が実現し、コストの低減化
を図れる。 （４）誤差信号の閾値を近端雑音に影響されない程度ま
で低く設定する事ができるので、高速な双方向通信検出
が可能となり、高性能な音響反響除去装置を提供する事
ができる。 （５）本双方向通信検出方式は学習同定法を用いた適応
アルゴリズムだけではなく他のあらゆるパラメータ推定
アルゴリズムに対しても同等の性能を示す汎用性の高い
方式である。
【図１】本説明の第１の音響反響除去装置の一構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの総和電力推移を示した図である。
第一番目のブロックの総和電力推移を示した図である。
【図３】本説明に用いた擬似インパルス応答レジスタ中
第一番目のブロックの双方向通信が発生した場合の総和
電力推移を示した図である。
第一番目のブロックの双方向通信が発生した場合の総和
電力推移を示した図である。
【図４】本説明に用いた最大周期系列符号により観測さ
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
れた音場のインパルス応答特性の一例を示した図であ
る。
【図５】本説明に用いた白色雑音を参照信号として入力
し、途中で双方向通信を発生させた場合の音響反響消去
特性の一例を示した図である。
し、途中で双方向通信を発生させた場合の音響反響消去
特性の一例を示した図である。
【図６】従来の一般的な学習同定法を用いた音響反響除
去装置の基本構成を示したブロック図である。
去装置の基本構成を示したブロック図である。
１ 受話信号入力端子 ２ 受話信号出力端子 ３ 可変係数フィルタ ４ 送話信号入力端子 ５ 減算回路 ６ 送話信号出力端子 ７ 修正量演算回路 ８ 受話信号入力レジスタ ９ 擬似インパルス応答レジスタ １０ 積和回路 １１ 積分回路 １２ 双方向通信検出回路 １３ 第一の電力積算回路 １４ 第二の電力積算回路 １５ 係数演算回路 １６ ブロック電力比演算回路 １７ ブロック評価値演算回路 １８ ブロック比較回路 １９ 誤差信号電力比較回路
Claims (1)
- 【請求項１】受話信号入力端子１と、受話信号出力端子
２と、送話信号入力端子４と、送話信号出力端子６と、
該受話信号入力端子１から入力された受話信号を入力と
する可変係数ディジタルフィルタ３と、該可変係数ディ
ジタルフィルタ３の係数系列を格納した擬似インパルス
応答レジスタ９と、該擬似インパルス応答レジスタ９の
内容と該受話信号入力端子１からの入力信号との畳み込
み積分演算を行う積和演算回路１０と、該積和演算回路
１０により生成された擬似音響反響と該送話信号入力端
子より入力される音響反響との差分値をとる減算回路５
と、該可変係数ディジタルフィルタ３が該反響の近似値
を供給する様に該擬似インパルス応答レジスタ９の係数
系列をＮ個のブロックに分けて、Ｍ回で係数系列全体が
自動的に更新される様な分割処理を行う係数修正量演算
回路７と、該減算回路５から出力される誤差信号の短時
間移動平均電力を求める積分回路１１と、該短時間移動
平均電力を双方向通信検出の検出評価値とした双方向通
信検出回路１２とから構成される音響反響除去装置にお
いて、該擬似インパルス応答レジスタ９の第一番目のブ
ロックの総和電力を求める第一の電力積算回路１３と、
該擬似インパルス応答レジスタ９の第二番目のブロック
の総和電力を求める第二の電力積算回路１４と、該第一
の電力積算回路１３から出力される一次自己相関係数を
算出する係数演算回路１５と、該第一の電力積算回路１
３からの出力と該第二の電力積算回路１４との出力比を
計算するブロック電力比演算回路１６と、該係数演算回
路１５からの出力値と、該ブロック電力比演算回路１６
からの出力値との比を計算するブロック評価値演算回路
１７と、該ブロック評価値演算回路１７からの出力が内
挿閾値Ｓ１よりも小さければ“１”を出力し、内挿閾値
Ｓ１よりも大きければ“０”を出力するブロック比較回
路１８と、該誤差信号の短時間移動平均電力が、内挿閾
値Ｓ２よりも大きければ“１”を出力し、内挿閾値Ｓ２
よりも小さければ“０”を出力する誤差信号電力比較回
路１９と、該ブロック比較回路１８からの出力を第一の
入力とし、該誤差信号電力比較回路の出力を第二の入力
とした該双方向通信検出回路１２と、該双方向通信検出
回路１２に入力される二つの信号がどちらも“１”の状
態の時双方向通信として該係数修正量演算回路７の動作
を停止し、その他の状態では単方向通信として該係数修
正量演算回路７の動作を続行し、音場の音響反響制御を
行う事を特徴とした音響反響除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06057123A JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06057123A JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273690A JPH07273690A (ja) | 1995-10-20 |
| JP3121983B2 true JP3121983B2 (ja) | 2001-01-09 |
Family
ID=13046789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06057123A Expired - Fee Related JP3121983B2 (ja) | 1994-03-28 | 1994-03-28 | 音響反響除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3121983B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101732589B1 (ko) * | 2010-08-13 | 2017-05-24 | 주식회사 퍼슨 | 주름부를 구비한 관장액 주입용기 |
| JP7520482B2 (ja) | 2018-12-27 | 2024-07-23 | ダイハツ工業株式会社 | 車体構造 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100350449B1 (ko) * | 1999-12-01 | 2002-08-28 | 삼성전자 주식회사 | 잔향 억제 방법 |
-
1994
- 1994-03-28 JP JP06057123A patent/JP3121983B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101732589B1 (ko) * | 2010-08-13 | 2017-05-24 | 주식회사 퍼슨 | 주름부를 구비한 관장액 주입용기 |
| JP7520482B2 (ja) | 2018-12-27 | 2024-07-23 | ダイハツ工業株式会社 | 車体構造 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07273690A (ja) | 1995-10-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071020 Year of fee payment: 7 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081020 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |