JP3687043B2 - 同期電動機の制御方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた永久磁石同期電動機の制御方式に関し、さらに詳しくは、広範囲の定出力範囲を必要とする電動機の高効率駆動制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来における同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御方法は、図6,7に示すように負荷率に対しても、モータ回転速度に対しても、モータに流す電流を、モータの誘起電圧(以降EMFと称す)と同相、つまり電流をd−q理論の直軸成分Idと横軸成分Iqに振り分けた時、電流がId=0の磁石磁束に対し直交するように流れるよう制御する事が一般的であった。
また、特開平4−101692号公報には、回転速度に対応する位相の遅れとトルク指令の振幅補正係数をそれぞれ位相補正テーブルと振幅補正係数データテーブルを予め作成しておき、モータの回転速度が定格を越えた場合に、その回転速度に応じて各テーブルより読み出した補正係数により位相とトルク指令を補正することによって、定出力制御を可能にした永久磁石界磁をもつ直流ブラシレスモータの制御装置が開示されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、図6,7に示す従来技術では、界磁が永久磁石という固定界磁に加え、前記Id=0であるために界磁制御を行なえないため、モータの出力特性は、図7に示すように定トルク特性となり、定出力特性を得ようとする場合は、より大きな電源容量を必要とした。
また、特開平4−101692号公報に開示された制御装置では、位相補償を行う制御を行っているが、これでは結果としてd軸電流、q軸電流が流れ、高速域の出力特性の改善が可能である。しかし、定出力を得ることを目的とせず、結果としては近い特性を得る可能性はあるものの、必要とされる定出力特性を正確に得ることができないという問題があった。
本発明が解決しようとする課題は、大きな電源容量を要することなく定出力特性を実現し、また電動機効率の向上を図ることにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、1:nの定出力比を必要とする同期電動機の制御方法であって、
同期電動機最高回転速度をNtopとし、基底回転速度Nbaseを
Nbase=Ntop/n
と表したとき、同期電動機回転速度Nが(1)0<N≦Nbaseの範囲と、(2)Nbase<N≦Ntopの二つの制御範囲に分け、
(1) 0<N≦Nbaseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iqとd軸電流の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id=Id1=Kd1×Iq [但し、Kd1は比例定数]
と定め、
(2) Nbase<N≦Ntopでは、前記所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、
Id0=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)[但し、Kd2は比例定数]
とし、
Id=Id0+Id1
と定めてベクトル制御を行う同期電動機の制御方法において、
前記q軸電流I q とd軸電流I d の関係式に、
I d2 =K d3 ×{(T ref /100)−1} [但し、K d3 は比例定数]
を付加し、
(1)0<N≦N base では、
所要出力を確保するのに必要な、トルク指令T ref (%)に準拠して流れるq軸電流I q とd軸電流の関係を、
I q =I qmax ×(T ref /100)[但し、I qmax は100%定格時のI q 電流]
I d =I d1 +I d2 =K d1 ×I q +[K d3 ×{(T ref /100)−1}]
[但し、K d1 ,K d3 は比例定数]
と定め、
(2)N base <N≦N top では、前記所要出力を確保するためのI q1 とI d1 の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流I d0 を、
I d0 =K d2 ×(N−N base )/(N top −N base )[但し、K d2 は比例定数]
とし、
I d =I d0 +I d1 +I d2
と定めてベクトル制御を行うものである。
【0005】
この制御方法における実施態様として、前記比例定数Kd1,Kd2,Kd3を負数(−)にし、制御対象となる同期電動機を、直軸(d軸)インダクタンスLdが、横軸(q軸)インダクタンスLqよりも小さいLq>Ldとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とする。
【0006】
本発明においては、速度0から基底回転速度Nbaseまでは、直軸電流Id1を横軸電流Iqの比例関数におき、さらに基底回転速度から最高回転速度までは、もう一つの直軸電流Id0を速度の関数におき、これを足し合わせることで、同期電動機の等価界磁制御を行う。
また、同期電動機の負荷率の変化に対応した直軸電流Id3を、上記等価界磁制御に加えることで、低負荷時(同期電動機の100%負荷トルク以下の領域)の効率特性を改善させるものである。
上記手段により、同期電動機、特に永久磁石同期電動機の定出力制御が可能になる。
【0007】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図1に、本発明の第1実施例のブロック図を示す。図中1はベクトル演算部、2はPWM発生器、3はインバータパワー部、4は永久磁石同期電動機(モータ)、5は位置検出器、6は速度演算器、7は3相d−q変換器、8はId1演算器、9はId0演算器、10は電流検出器、11〜13は減算器、14は加算器である。
本第1実施例は、速度制御を前提としたものになっている。速度指令ω*から速度フィードバック信号ωfdを減算して得られたq軸電流指令Iq *が、トルク指令比例成分としてId1演算器8に入力されることで、q軸電流指令Iq *に比例係数Kd1を掛けたd軸電流指令Id1 *が生成される。q軸電流指令Iq *は、モータ電流を3相d−q変換器7に入力することで得られたq軸電流フィードバックIqfbと減算され、ベクトル演算部1に入る。一方、d軸電流指令Id *は、速度比例成分として、速度フィードバックωfbがId0演算器9に入ることで作られたd軸電流指令Id0 *と前記d軸電流指令Id1 *とが足し合わされることで作られ、d軸電流フィードバックIdfbと足し引きされベクトル演算部1に入力される。そして、このベクトル演算部1でモータ4の電圧指令V*と位相制御角指令θ*を作り、この信号がPWM発生器2に入ることで、インバータパワー部3をコントロールしモータ4の速度制御を行うものである。
【0008】
図2に、図1のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。
図2において、モータ最高回転速度をNtopとしたとき、基底回転速度Nbaseが
Nbase=Ntop/n
となり、モータの制御方法を、モータ回転速度Nが(1)0<N≦Nbaseの範囲と、(2)Nbase<N≦Ntopの二つの制御範囲に分ける。
(1) 0<N≦Nbaseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iqとd軸電流の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id=Id1=Kd1×Iq [但し、Kd1は比例定数]
と定める。
(2) Nbase<N≦Ntopでは、前記所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、モータ端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、モータ回転速度に比例した関数式で次のように表す。
Id0=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)[但し、Kd2は比例定数]
従って、総合したd軸電流Idは、
Id=Id0+Id1
となり、この結果q軸電流Iqとd軸電流Idとの関係は、
Id=Id0+Id1=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)+Kd1×Iq
=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)+Kd1×Iqmax×(Tref/100)
で表される。そして、上記関数式のIqmax,Kd1,Kd2,Nbase,Ntopをパラメータ入力させることで汎用性を持たせる。
【0009】
図3は、図1の制御を、負荷トルクが小さい場合のモータ効率が良くなるように更に改良した第2実施例であり、基本的には、図1の制御構成と同じであるが、Id1演算器8の代わりにId2演算器8’を設けた点が異なる。前記図1に示すd軸電流指令Id *に、負荷トルク率に応じて変化する成分として、速度指令ω*から作られたトルク指令と、速度フィードバックωfbとが、Id2演算器8’に入ることで作られたd軸電流指令Id2 *を足し込んでいる。具体的には、前記トルク指令比例成分となるd軸電流指令Id1 *に、負荷トルク率100%の場合を0とし、100%以上は、電流を加え、100%以下の場合は、電流を減じるものである。
【0010】
図4に、図3のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。
本実施例では、前記q軸電流Iqとd軸電流Idの関係式に、
Id2=Kd3×{(Tref/100)−1} [但し、Kd3は比例定数]
を付加し、
(1)0<N≦Nbaseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iqとd軸電流の関係を、
Iq=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id=Id1+Id2=Kd1×Iq+[Kd3×{(Tref/100)−1}]
[但し、Kd1,Kd3は比例定数]
と定める。
(2)Nbase<N≦Ntopでは、前記所要出力を確保するためのIq1とId1ノ関係に加え、モータ端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、モータ回転速度に比例した関数式で次のように表す。
Id0=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)[但し、Kd2は比例定数]
従って、総合したd軸電流Idは、
Id=Id0+Id1+Id2
となり、この結果q軸電流Iqとd軸電流Idとの関係は、
Id=Id0+Id1+Id2=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)
+Kd1×Iq+[Kd3×{(Tref/100)−1}]
=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)
+Kd1×Iqmax×(Tref/100)+[Kd3×{(Tref/100)−1}]
で表される。そして、上記関数式のIqmax,Kd1,Kd2,Kd3,Nbase,Ntopをパラメータ入力させることで汎用性を持たせたる。
【0011】
前記比例定数Kd1,Kd2,Kd3を負数(−)にし、制御対象となる同期電動機を、直軸(d軸)インダクタンスLdが、横軸(q軸)インダクタンスLqよりも小さいLq>Ldとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。
図5はその例を示すものである。同図のように、d軸上には、永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってd軸方向インダクタンスLdは小さい。逆にこれと直交する方向のq軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア(ロータコア)があるため通りやすく、q軸方向インダクタンスLqは大きくなり、Lq>Ldの関係の突極形となっている。(これに対してLq=Ldは円筒形という)。
そして、直交するd−q座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス(+)方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス(−)方向にId電流(−Id)を流すようにする。このために、比例定数Kd1,Kd2,Kd3を負数(−)にして制御すると、電流ベクトルは、モータの誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、前記モータの誘起電圧が弱められ(抑制され)、さらに前記突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。
また図5の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図5中のd軸、q軸が入れ替わる(d軸→q軸に変更、q軸→d軸に変更)。そして、比例定数Kd1,Kd2,Kd3を正数(+)にして、+Idを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、d軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【0012】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、同期電動機のd−q軸制御方式において、d軸電流指令Id *を、q軸電流指令Iq *に比例したd軸電流指令Id1 *と、同期電動機の回転速度の関数となるd軸電流指令Id0 *を足し合わしたものにすることで、同期電動機、中でも、従来の制御法では困難であった永久磁石同期電動機の定出力制御を可能にした。
また、前記制御方式において、d軸電流指令Id *に、更に負荷率の関数となるd軸電流指令Id2 *を加えることで、負荷トルクが小さい場合でも、同期電動機効率が最大に近くなる電流位相角にコントロールすることができ、このポイントの効率の改善が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施例を示す制御ブロツク図である。
【図2】 本発明の実施例を示す出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【図3】 本発明の応用(改良)例を示す制御ブロック図である。
【図4】 本発明の応用(改良)例を示す出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【図5】 本発明の他の実施例を示す説明図である。
【図6】 従来制御方式の制御ブロック図である。
【図7】 従来制御方式の出力カーブおよび各軸電流パターンである。
【符号の説明】
1 ベクトル演算部、2 PWM発生器、3 インバータパワー部、4 永久磁石同期電動機(モータ)、5 位置検出器、6 速度演算器、7 3相d−q変換器、8 Id1演算器、8’ Id2演算器、9 Id0演算器、10 電流検出器、11〜13 減算器、14 加算器
Claims (2)
- 1:nの定出力比を必要とする同期電動機の制御方法であって、
同期電動機最高回転速度をNtopとし、基底回転速度Nbaseを
Nbase=Ntop/n
と表したとき、同期電動機回転速度Nが(1)0<N≦Nbaseの範囲と、(2)Nbase<N≦Ntopの二つの制御範囲に分け、
(1) 0<N≦Nbaseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iqとd軸電流の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id=Id1=Kd1×Iq [但し、Kd1は比例定数]
と定め、
(2) Nbase<N≦Ntopでは、前記所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、
Id0=Kd2×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)[但し、Kd2は比例定数]
とし、
Id=Id0+Id1
と定めてベクトル制御を行う同期電動機の制御方法において、
前記q軸電流I q とd軸電流I d の関係式に、
I d2 =K d3 ×{(T ref /100)−1} [但し、K d3 は比例定数]
を付加し、
(1)0<N≦N base では、
所要出力を確保するのに必要な、トルク指令T ref (%)に準拠して流れるq軸電流I q とd軸電流の関係を、
I q =I qmax ×(T ref /100)[但し、I qmax は100%定格時のI q 電流]
I d =I d1 +I d2 =K d1 ×I q +[K d3 ×{(T ref /100)−1}]
[但し、K d1 ,K d3 は比例定数]
と定め、
(2)N base <N≦N top では、前記所要出力を確保するためのI q1 とI d1 の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流I d0 を、
I d0 =K d2 ×(N−N base )/(N top −N base )[但し、K d2 は比例定数]
とし、
I d =I d0 +I d1 +I d2
と定めてベクトル制御を行うことを特徴とする同期電動機の制御方法。 - 前記比例定数K d1 ,K d2 ,K d3 を負数(−)にし、制御対象となる同期電動機を、直軸(d軸)インダクタンスL d が、横軸(q軸)インダクタンスL q よりも小さいL q >L d となる突極性を有する永久磁石同期電動機に適用することを特徴とする請求項1に記載の同期電動機の制御方法。
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JP16793296A JP3687043B2 (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 同期電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16793296A JP3687043B2 (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 同期電動機の制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH1014299A JPH1014299A (ja) | 1998-01-16 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16793296A Expired - Fee Related JP3687043B2 (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 同期電動機の制御方法 |
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- 1996-06-27 JP JP16793296A patent/JP3687043B2/ja not_active Expired - Fee Related
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