JP2001161099A - 同期電動機の制御方式 - Google Patents
同期電動機の制御方式Info
- Publication number
- JP2001161099A JP2001161099A JP33888099A JP33888099A JP2001161099A JP 2001161099 A JP2001161099 A JP 2001161099A JP 33888099 A JP33888099 A JP 33888099A JP 33888099 A JP33888099 A JP 33888099A JP 2001161099 A JP2001161099 A JP 2001161099A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- torque
- axis
- command
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
によりd,q軸電流を求めるのでは収束演算に問題があ
ること、電圧飽和や磁気飽和の問題がある。 【解決手段】 q軸電流演算は、磁束テーブル11によ
り界磁に同期して回転する回転座標系の電流に応じた磁
束成分を推定し、出力トルク演算部13はq軸電流と磁
束推定結果からその電流状態で発生するトルクを推定
し、トルク電流演算部14は推定したトルクをトルク指
令に一致させるよう該推定トルクとトルク指令との誤差
成分を補正するq軸電流成分を求め、q軸電流成分を現
在のq軸電流と加算して新たなトルク電流指令として出
力する。インダクタンステーブル12は回転座標系の電
流変化時のd軸及びq軸の自已インダクタンスを演算し
てq軸電流演算用にする。また、出力電圧が電圧制限値
以上に増加した場合は減磁電流を発生させる電圧飽和防
止制御手段も含む。
Description
めこまれた永久磁石を界磁源とする同期電動機(IP
M:InteriormountedPermanen
tmagnetMotor)の制御方式、特にトルク制
御方式に関する。
とが知られている。高い効率の要因は、(a)誘導機は
磁束を発生させるために励磁電流成分が必要であった
が、同期電動機ではこれが存在しない。そのため、一次
抵抗による銅損が少なくなる。(b)誘導機は二次回路
に電流を流す原理のため、二次回路の抵抗の銅損があっ
たが、同期電動機では存在しない。
分が永久磁石の厚みのみでよくなるため、界磁側の半径
寸法も小さくなり、モータの外形寸法も小さくすること
ができる。
類すると、SPM(SurfacemountedPe
rmanentmagnetMotor)、IPM(I
nteriormountedPemanentmag
netMotor)に分けられる。
にカワラ状の永久磁石を張付けたものである。端子から
みた電機子インダクタンスはd軸(界磁軸)とq軸(界
磁軸の直交軸)のインダクタンス成分が等しい円筒形の
同期機特性を有している。
込むIPMの場合は、電機子インダクタンスについて、
d軸(界磁軸)とq軸(界磁軸の直交軸)のインダクタ
ンス成分が異なった突極形同期機特性を有している。
場合の制御方式、特にトルク制御方式に係るものであ
り、IPMについての特性を説明した文献としては、次
の文献1がある。
大トルク制御」、畠中啓太、童毅、森本茂雄、武田洋
次、平紗多賀男(大阪府立大学)、半導体電力変換研究
会、SPC−91−6」 (3)IPMの線形条件での関係式 IPMでは突極形の特性を有しているため、通常の永久
磁石の磁束と電流によるトルク以外にも突極性によるリ
ラクタンストルクが発生するが、これを有効利用してモ
ータの出力トルクを向上させる制御方式がある。
という線形な場合の関係式を説明しておく。インダクタ
ンスを固定定数とした場合の電圧電流方程式は下記のよ
うになる。
転する2次元直交座標系(dq軸)を定義する。また、
モータについては図7の等価回路について取り扱う。
れ成分と回転子鎖交成分とがあり、次式のようになる。
た磁束項に左辺から転置した電流を乗算すればよく、次
式のようになる。
d,q軸の漏れインダクタンスが等しいと近似すると、
巻線インダクタンスに含まれる漏れインダクタンスは
(3)式の第2項の両インダクタンスに等分だけ含まれ
ているため、トルク式には一次、二次のどちらのインダ
クタンスを使用してもよいことがわかる。
と直交な電流成分により生じるトルク成分になり、第2
項が突極性によるリラクタンストルクの項になる。
条件) 前記の(3)式によれば、リラクタンストルクの影響に
より、d,q軸の両方の電流成分によってトルクが変化
することになる。これをd,q電流座標上でトルクの等
高線として表すと図8のように双曲線状になる。
変数とする方程式に変形し、(3)式のトルク式を、左
辺がiqとなるように変形すると、下記の(5)式とな
る。
母となっており、トルクー定の等高線を描くと図8のよ
うな双曲線になる。
線に接するように原点を中心とする補助円を描くと、そ
の接点がトルクを発生できる最少電流の条件になる。こ
の点で運転すると銅損が最少な効率の高い運転条件が得
られる。
ベクトルを補助円上を位相のみ回転させた場合のトルク
を、図9のように横軸に電流ベクトルの位相、縦軸にト
ルクとして描くと分かりやすい。ちょうど、図8の電流
最少動作点は、言い替えれば電流振幅が一定の条件で最
大トルクを発生させる条件となっている。このことか
ら、図8の最大トルクの軌跡上に電流ベクトルを制御す
る方式を「最大トルク制御」と呼ぶことが多く、以下の
説明でもこの呼び方を使用する。
流す必要がある。前記の(1)式の電圧電流方程式から
定常状態にて検討するため、pの項を零と近似して、電
圧ベクトルの大きさを求めると、下記の(6)式とな
る。
になり、電流座標上で電圧の等高線は楕円の方程式とな
る。
電圧制限があるときには、その制限範囲は楕円状とな
り、それよりも外に出る電流ベクトルでは電圧が制限値
を越えてしまう。そのため、(3)式のトルクの式と
(7)式の電圧との2つの条件を満足する必要がある。
図11のように、電圧とトルクの等高線の交点が定出力
範囲における動作点となる。
(7)式とを連立して解かねばならず代数的にはかなり
複雑となる。演算時間的に制約があり、また実際にはイ
ンダクタンスなどの非線形要素などもあるため、収束計
算により計算しなければならない。
た場合の、IPMの特性についての説明である。
各電流成分に展開することが論じられている。
イブ」、柴田尚武、出光利明、亀山健(安川電機)、電
気学会論文誌、MID−98−12」
ルク指令と電圧条件(電圧飽和による電圧限界)が与え
られ、それら満たすようなq,d軸の電流指令を求めて
いるが、これらの電圧・電流・トルクの関係は線形な関
係式とならないため、三角関数や平方根を使用したり、
収束計算を行って近似解を得るようになっている。この
収束演算をどのように構築すれば良いかが第1の問題点
である。
ときに、減磁電流を流して端子電圧を制御する必要があ
る。電機子反作用磁束による電圧成分により端子電圧が
増加して、変換器の出力可能電圧を越えて電圧飽和状態
となることがある。こうなると電流制御が不可能とな
り、不安定になってしまう。
低めに設定する方法もあるが、電圧を低減した分だけ電
流定格が増加し、ドライバに必要な容量が増加してしま
う。
ておいて定格電流を高めに設定しておき、直流電源電圧
や出力電圧を監視しておき、電圧飽和に達しそうになっ
たら、減磁電流を流して端子電圧の飽和を防止する制御
が必要になる。
ものである。前述の文献では前提条件として、モータの
インダクタンスは一定であると仮定している。しかし、
実際のIPMの鉄心内部では、永久磁石の磁束と電機子
反作用磁束とが合成されるため、磁束変化による鉄心の
磁気飽和が発生して負荷電流等によってインダクタンス
成分が変化してしまう。
d,q軸の各磁束成分尾の等高線として示したものが、
図12、図13の例である。
束の等高線は各軸に平行かつ等間隔になる。ところが、
実際には鉄心内部の磁気飽和などの影響により、d,q
軸成分の電流が干渉することにより、磁束が非線形に変
化するため曲がった特性となっている。等間隔でないの
は、インダクタンスの値が磁気飽和などにより変化して
いるためであり、軸に平行でないのはd軸電流によりq
軸磁束が発生しているなど、軸間の干渉磁束が存在して
いることを意味している。これを、式的に表現すると次
のようになる。
qのみ存在しており、電流と磁束の関係は次式と考えら
れていた。ここで、一方の対角成分は零とみなしてい
た。
り、2行2列のインダクタンスは次のような形となる。
さらに、各インダクタンス成分は電流により非線形に変
化してしまう。
通りに出力トルクが制御できないほか、電圧も制御でき
ず電圧飽和が発生して、電流制御系自体も制御不能に陥
るため不安定になったりする。
を行うために、下記の文献3では電圧とトルク成分をフ
ィードバックする制御系を提案している。
クフィードバック制御方式、近藤圭一浪、松岡孝一(鉄
道総研)、中沢洋介、清水秀幸(東芝)電気学会論文詩
D,119刊10号、p.1115、平成11年」しか
し、この論文でも次のような問題点がある。
算する部分に、PI演算を使用している。このPI演算
が固定のままではインダクタンスの変動に対応していな
いために、収束性が最適に制御されていない。そのた
め、トルク指令の変化に対して、実際の出力トルクの応
答を低めに設定しなくてはならない。
d軸、トルクのフィードバックはq軸にのみ影響するよ
うに構成されているため、d軸のフィードバック成分の
影響により生じるトルク変動は直接演算によって補正さ
れておらず、間接的に次回以降のトルクフィードバック
演算で補正する形態となっている。そのため、さらに応
答性が遅くなることが想定される。
トルク応答性能が要求されておらず、そのような用途の
場合にはこのような方式でも適用可能であるが、産業用
の可変速システムとして使用するためにはトルク制御の
応答性の改善が要望される。
た同期電動機の制御方式を提供することにある。
磁源とする同期電動機をトルク指令に応じてトルク制御
し、該トルク指令に対して最大トルク条件などによって
d軸電流指令を演算する手段と、該トルク指令とd軸電
流指令からq軸電流指令を演算する手段を有する同期電
動機の制御方式であって、前記q軸電流指令を演算する
手段は、界磁に同期して回転する回転座標系の電流に応
じた磁束成分を関数またはテーブル近似等で推定する磁
束推定部と、前記電流と磁束推定結果からその電流状態
で発生するトルクを推定する推定トルク演算部と、前記
推定したトルクをトルク指令に一致させるよう該推定ト
ルクとトルク指令との誤差成分を補正するq軸電流成分
を求める電流変化量演算部と、前記q軸電流成分を現在
のq軸電流と加算して新たなトルク電流指令として出力
する電流加算部とを備えたことを特徴とする。
化量演算及び電流加算の一連の演算は、トルク推定がト
ルク指令に収束するように、複数回繰り返して収束演算
した結果を電流指令として出力することを特徴とする。
及びq軸の自己インダクタンスを演算し、この自己イン
ダクタンスを前記電流変化量演算部によるq軸電流演算
に使用する自己インダクタンス演算部を備えたことを特
徴とする。
圧制限値以上に増加した場合は減磁電流を発生させる電
圧飽和防止制御手段を設け、最大トルク条件などのパタ
ーンによって出力されるd軸電流指令と加算したもの
を、新たなd軸電流指令とすることを特徴とする。
した電流指令になるように、d軸電流に応じてq軸電流
の制限値を可変で減少させることを特徴とする。
流制限値に達してそれ以上に減磁電流を増加できないと
き、まだ電圧制限値よりも高いときには、q軸電流指令
をさらに減少させる手段を備えたことを特徴とする。
て、速度制御系を構成した場合の制御ブロックを図1に
示す。各部は次の要素で構成されている。
が追従するように、PI(比例・積分)演算などによ
り、トルク指令を演算する。トルク−電流指令変換部2
は、トルク指令と後に示す電圧飽和防止制御部からの減
磁電流指令からd,q軸の電流指令に変換する。電流制
御アンプ3は電流指令に応じた実電流を発生させるため
電圧を演算する。電力増幅器4は、電流制御アンプ3の
出力電圧をPWM変調などによって電力増幅する。IP
M5は実際に負荷を駆動するためのモータである。位置
センサ6はIPM5の回転位置(位相)を検出する。位
相検出器7は、位置センサ6が出力する信号を、実際の
位相角度θに変換する。速度検出器8は位置検出データ
(θ)を微分して速度を演算する。絶対値変換部9は、
電力増幅器4の出力電圧、または、電流制御アンプ3が
出力する電圧指令より、IPM5の端子電圧を演算す
る。電圧飽和防止制御部10は端子電圧が電力増幅器の
出力電圧限界に達しないように、減磁電流を制御する。
指令変換部2と電圧飽和防止制御部10の部分につい
て、新しい制御方法を提案するものである。それ以外の
部分は従来と同様な制御方式が適用できる。また、速度
制御用途以外に、トルク制御系や位置制御系など他の用
途にも展開が可能である。
和防止制御部10の各部について詳細に説明する。
る磁束として非線形関数を定義 まず、図2の磁束テーブル11に相当する磁束の非線形
性の取り扱い方法を説明する。
は磁束テーブルとして、取り扱うことにする。界磁に同
期して回転する回転座標系(d,q座標)の電流(i
d,iq)を入力とし、その時のdq座標上の磁束成分
(Λd(id,iq)、Λq(id,iq))を出力と
する「非線形磁束関数」を使用する。実際には、下記の
ような様々な非線形性の表現方法がある。
て関数近似して非線形性を近似する方法。
の2種類用意し、それらを補間して非線形を近似する方
法。
式を適用しても同等の機能が実現できるため、抽象的に
「非線形磁束関数」と呼んでこれらを表すことにする。
束とを区別出来るように、テーブルデータの関数として
は大文字のΛを使用して、次式の関数表現で取り扱う。
は、式(10)の関数を電流成分で微分した、自己イン
ダクタンス成分を演算する部分である。
渉項である相互インダクタンス成分は、他の自己インダ
クタンス成分よりも値が小さいため、図2の例では自己
インダクタンスのみ使用している。次項で説明するよう
にこの関数を平均的な固定値と大胆に近似してしまって
も、本発明が意図する機能は実現できるが、ここでは、
「インダクタンス演算」を利用する例について説明す
る。
計算式 前項の電流を入力とする非線形磁束関数を使用すると、
トルクを計算することができる。図2の出力トルク演算
部13は、このトルク演算を行うブロックである。ま
ず、トルク式を導出する。式(10)非線形磁束関数を
使用すると(1)式の電圧電流方程式は(11)式とな
る。
ンダクタンスによる電圧降下分であり、2項が永久磁石
と電機子反作用磁東による電圧成分である。2項では非
線形性を考慮しているため、軸間の干渉項も非線形磁東
関数の中に含まれている。
は、機械的エネルギーを第2項を用いて求め、それを角
速度ωで割ればよい。そうすると、次式になる。
有するシステムであっても、磁束を直接使えばトルク演
算が可能である。出力トルク演算部13ではこのトルク
演算を実行する。
ルク条件) 電流が既知である場合には、前記の(11)式でトルク
を求めることができるようになったが、実際の制御で
は、与えられるのはトルク指令であり、これからid,
iqをどのように計算するかが問題となっている。そこ
で、次に電流指令演算方法を説明する。
について説明する。d軸電流は、トルク指令を入力とし
て図11の定トルク範囲の電流軌跡に相当するd軸電流
を出力する関数を定義しておく。この関数は、磁束の非
線形性が分っていれば、オフラインで事前に計算してお
くことができる。
考察してみると、最大トルク条件からずれた結果を出力
したとしても、実際には図9のように、最大トルク付近
のトルク特性はなだらかな頂点を構成していることか
ら、理想的な点とほぼ同等のトルクを得ることができ
る。
れほど要求されない。多少の誤差が含まれても最大トル
ク条件とほぼ同等な効率を実現できるため、インダクタ
ンスや磁束を線形と近似して計算しておいてもよい。
能になるため、トルクよりも電圧抑制制御側の順位を高
く設定するため、トルク電流演算より前に指令を演算
し、その結果からトルク電流を計算する構成とする。
部18によってこのd軸電流の関数演算を行う。なお、
過大な減磁電流を流すと永久磁石自体が消磁してしまう
ようなモータの場合は、減磁電流リミッタ19で電磁電
流の最大値を制限することによりモータの保護を行って
もよい。
方法(収束演算の適用) d軸電流に対して、q軸電流成分は直接トルクを制御す
る必要が有るため、トルク制御精度が要求される。ま
た、電圧飽和防止のため減磁電流が最大トルク条件より
も増加させる必要も生じる。そこで、トルク電流指令の
演算方法は、d軸電流の変化に対応できなくてはならな
い。
線形性も存在するため、ここでは収束演算を用いた演算
方法を適用する。
ていたが、本実施形態ではインダクタンスを使用して磁
束の変化を予測してトルクを出力するために必要な電流
を演算、さらにそれを繰り返して収束させる方式とし
た。
の微分をつかって収束演算を行うので、一種のニュート
ンラプソン法的な方法であるともいえる。
あくまでも電流変化時の磁束を予測するためにのみ使用
しており、最終的なトルク精度は、前述の磁束テーブル
11を基準としている。つまり、インダクタンスの精度
が悪いときには、収束性は劣ってくるものの、最終的な
収束時のトルク精度には影響を与えない。また、q軸間
の干渉インダクタンス成分は計算を簡単にするために無
視することにした。
あり、また、その時の磁束成分Λd(id,iq),Λ
q(id,iq)も計算されており、さらに前回の電流
指令によって発生するトルクTも前記の(12)次式で
計算済みであるとする。そして、これに対して、新たな
トルク指令T’とd軸電流指令id’(減磁電流指令)
が与えられた場合のq軸電流iq’を求めるものとす
る。
化したと仮定した場合、この電流変化分Δid,Δiq
によって磁束Λd’(id,iq),Λq’(id,i
q)がどのように変化するかをインダクタンスを用いて
線形近似した次式で適用して推定する。
するが、これを考慮すると以降で求めるトルク電流推定
式が2次式となってしまうこと、また、干渉インダクタ
ンスの値が小さく影響が小さいことから、ここでは零と
近似している。
と,(12)式のトルク式より新たなq軸電流iq’を
求める式が以下のように得られる。
ルクに置き換えると、下記のように、電流の変化項で表
すことができる。
と、
変化量として求めることが出来るため、前回値のq軸電
流指令と加算すると次回のiq’を得ることができる。
化を予測してトルク電流成分が得られるので、得られた
電流指令を用いて、再度非線形磁束関数による磁束演算
と、それを用いたトルク演算を行い、指令値と一致する
ことを確認する。
ている場合には、再度現在の電流を用いて同じ手順で計
算を繰り返す。そうすると、最終的にはトルク指令と一
致する電流・磁束条件に収束していくようになる。これ
が、本実施形態で適用する収束演算法であり、図2のト
ルク電流演算部14に相当する。
求める収束法は高速ではあるが、インダクタンスの誤差
などにより、真値よりも過大となり行きすぎ量が発生す
ることもある。そうすると、収束時にハンチングした
り、収束できなかったりするため、実際には図2のロー
パスフィルタ15によって電流出力に緩和ゲインをかけ
たりして、安定化を図ることにする。
演算の繰返し数が多くなると、演算時間の制限が問題と
なる。場合によっては、1回しか収束演算ができないこ
ともある。このときには図2のローパスフィルタ16に
よってトルク指令自体にも一次遅れやクッション等を加
えて急激な変化を抑制することも有効である。これによ
り、大幅に電流変化(磁束変化)が生じないため、電流
指令もゆっくりと変化するようになり、収束演算回数が
少なくても誤差が少なくなる。
応答性能自体も制限されてしまうため、サーボモータの
ように高速な応答性が要求される場合は、収束演算回数
を多くする方法を採用する必要がある。トルク指令に一
次遅れを挿入するのは、省エネ用途のようなそれほど応
答性を要求されない用途に適している。
インダクタンスの非線形性を考慮して各電流状態におけ
るインダクタンス値を用いる例を示した。こうすると最
適な収束性が得られる。しかし、インダクタンスの変動
が少ない場合には、インダクタンスを平均値などの適当
な固定値としてもよい。インダクタンスは収束のための
電流予測演算のみに使用されており、トルク演算自体に
は使用されていない。つまり、インダクタンスは収束性
には影響するものの、トルク精度には関係しない。
を一定値とするものである。図3にそのブロック図を示
す。同図が図2と異なる部分は、インダクタンスを演算
するインダクタンステーブル12を省略した構成にな
る。
和防止制御を付加した場合である。
圧を一定に保つ必要があるため、IPMの場合は減磁電
流を流す必要がある。
以上に出力電圧が上昇した場合には、負側のd軸電流
(減磁電流)を増加させて端子電圧の上昇を抑制する電
圧飽和防止制御機能を追加する。そのブロック図を図4
に示す。
御部20を追加する例として示している。制御部20か
らの減磁電流出力はid電流指令への加算分として得
る。制御部20では、出力電圧V1より、端子電圧の絶
対値成分を計算し、この成分が電圧飽和設定値Vlim
itを越えた場合には、PI演算により、減磁電流を増
加させる。
電圧飽和を防止するため減磁電流フィードバックを追加
したが、減磁電流の追加分だけ出力電流が増加してしま
う。通常の電力増幅器4は電流の制限があるため、減磁
電流が増加しても、この電流制限以内になるように電流
指令にもリミッタ処理を行う必要が有る。
と電圧飽和が発生して、電流制御自体が不安定となるた
め適用できない。
当するq軸側の電流を減少させることにする。図5に制
御ブロック図を示す。同図は、第3の実施形態のブロッ
ク図に、電流制限機能を追加するものとしてトルク電流
リミッタ値演算部21を設けている。
Id_refの絶対値をとり、その後次式でq軸電流の
制限値を計算する。
流を制限しておけば、電流の絶対値がI1_limを越
えることは無くなる。
石が消磁しないように減磁電流の制限が設定されている
場合が有る。この場合は、減磁電流を利用して電圧低下
を行うことは出来なくなるため、その場合は、q軸電流
の方を減少させて、q軸電流とインダクタンスによる電
圧成分を低減させて端子電圧を抑制する。
流制御部20の減磁電流制限値以上にd軸電流が増加し
た場合は、21aの出力であるq軸電流制限値をさら
に、低減させている。
したd軸電流制限値は絶対値であるため、負値にならに
ように制限している。
制限値(絶対値)に従って、実際に、q軸電流指令の正
及び負側をそれぞれ制限している。
機子反作用によりインダクタンスが変化して非線形性を
有していることが多い。そこで、本発明では、電流と磁
束の関係を非線形関数として制御器内部に持たせる、こ
の磁束関数を用いてトルクを計算することにより、トル
ク精度を改善することができる。
流との関係式より、収束性のよい電流指令演算が実現で
き、その結果、トルク指令に対する応答性を改善でき
る。
フィードバック制御機能を追加し、定出力範囲でも動作
可能である。
流指令自体にも適切な制限がかかるように構成したこと
により、出力トルクは減少するものの、電流制御は常に
制御状態を維持できるようになり、飽和状態による不安
定現象などが発生しない。
図。
ロック図。
ロック図。
ブロック図。
付加したブロック図。
図。
Claims (6)
- 【請求項1】 永久磁石を界磁源とする同期電動機をト
ルク指令に応じてトルク制御し、該トルク指令に対して
最大トルク条件などによってd軸電流指令を演算する手
段と、該トルク指令とd軸電流指令からq軸電流指令を
演算する手段を有する同期電動機の制御方式であって、 前記q軸電流指令を演算する手段は、 界磁に同期して回転する回転座標系の電流に応じた磁束
成分を関数またはテーブル近似等で推定する磁束推定部
と、 前記電流と磁束推定結果からその電流状態で発生するト
ルクを推定する推定トルク演算部と、 前記推定したトルクをトルク指令に一致させるよう該推
定トルクとトルク指令との誤差成分を補正するq軸電流
成分を求める電流変化量演算部と、 前記q軸電流成分を現在のq軸電流と加算して新たなト
ルク電流指令として出力する電流加算部とを備えたこと
を特徴とする同期電動機の制御方式。 - 【請求項2】 前記磁束推定とトルク演算と電流変化量
演算及び電流加算の一連の演算は、トルク推定がトルク
指令に収束するように、複数回繰り返して収束演算した
結果を電流指令として出力することを特徴とする請求項
1に記載の同期電動機の制御方式。 - 【請求項3】 前記回転座標系の電流変化時のd軸及び
q軸の自己インダクタンスを演算し、この自己インダク
タンスを前記電流変化量演算部によるq軸電流演算に使
用する自己インダクタンス演算部を備えたことを特徴と
する請求項1または2に記載の同期電動機の制御方式。 - 【請求項4】 同期電動機に印加する出力電圧が電圧制
限値以上に増加した場合は減磁電流を発生させる電圧飽
和防止制御手段を設け、最大トルク条件などのパターン
によって出力されるd軸電流指令と加算したものを、新
たなd軸電流指令とすることを特徴とする請求項1〜3
のいずれか1に記載の同期電動機の制御方式。 - 【請求項5】 前記d軸電流の絶対値制限値以下にした
電流指令になるように、d軸電流に応じてq軸電流の制
限値を可変で減少させることを特徴とする請求項4に記
載の同期電動機の制御方式。 - 【請求項6】 前記減磁電流が同期電動機の減磁電流制
限値に達してそれ以上に減磁電流を増加できないとき、
まだ電圧制限値よりも高いときには、q軸電流指令をさ
らに減少させる手段を備えたことを特徴とする請求項4
または5に記載の同期電動機の制御方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP33888099A JP4042278B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | 同期電動機の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP33888099A JP4042278B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | 同期電動機の制御方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001161099A true JP2001161099A (ja) | 2001-06-12 |
JP4042278B2 JP4042278B2 (ja) | 2008-02-06 |
Family
ID=18322266
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP33888099A Expired - Fee Related JP4042278B2 (ja) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | 同期電動機の制御方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4042278B2 (ja) |
Cited By (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003088195A (ja) * | 2001-09-06 | 2003-03-20 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のインバータ装置 |
JP2006074933A (ja) * | 2004-09-03 | 2006-03-16 | Toshiba Mach Co Ltd | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
JP2007336674A (ja) * | 2006-06-14 | 2007-12-27 | Toyota Industries Corp | 発電機の制御装置 |
JP2008017577A (ja) * | 2006-07-04 | 2008-01-24 | Denso Corp | 同期モータ制御装置 |
JP4045307B1 (ja) * | 2006-09-26 | 2008-02-13 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 |
JP2008141835A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Denso Corp | モータの制御方法及びそれを利用するモータ制御装置 |
JP2009136085A (ja) * | 2007-11-30 | 2009-06-18 | Hitachi Ltd | 交流モータの制御装置 |
JP2010124527A (ja) * | 2008-11-17 | 2010-06-03 | Jtekt Corp | モータ制御装置および電気式動力舵取装置 |
JP2010213512A (ja) * | 2009-03-12 | 2010-09-24 | Hitachi Car Eng Co Ltd | 永久磁石同期電動機のトルク制御装置 |
US7845459B2 (en) | 2006-06-06 | 2010-12-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric power steering apparatus and method for controlling the electric power steering apparatus |
CN102326329A (zh) * | 2009-03-30 | 2012-01-18 | 株式会社日立制作所 | 交流电机的控制装置及交流电机驱动*** |
JP4912874B2 (ja) * | 2004-02-23 | 2012-04-11 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
JP2012228083A (ja) * | 2011-04-20 | 2012-11-15 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
US20130099705A1 (en) * | 2011-10-25 | 2013-04-25 | Fanuc Corporation | Motor driving device having reactive current instruction generating unit |
EP1914879A3 (en) * | 2006-10-19 | 2015-08-19 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | System and method for universal adaptive torque control of permanent magnet motors |
WO2015199302A1 (ko) * | 2014-06-27 | 2015-12-30 | 한국생산기술연구원 | 영구자석 전동기의 제어 장치 및 방법 |
JP2016100982A (ja) * | 2014-11-21 | 2016-05-30 | スマック株式会社 | モータ制御装置 |
WO2017104871A1 (ko) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | 한양대학교 산학협력단 | 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정기 및 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정방법, 그 방법을 수행하기 위한 프로그램이 기록된 기록매체 |
CN107508503A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-22 | 北京车和家信息技术有限公司 | 电机扭矩修正方法、电机扭矩修正装置、电机及车辆 |
JP2020065416A (ja) * | 2018-10-19 | 2020-04-23 | 株式会社ケーヒン | ベクトル制御装置 |
CN112003508A (zh) * | 2020-09-18 | 2020-11-27 | 蔚然(南京)动力科技有限公司 | 电机无位置传感器控制方法、装置 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108809185B (zh) * | 2018-06-27 | 2020-05-05 | 安徽江淮汽车集团股份有限公司 | 一种电动汽车的电机扭矩控制的方法及*** |
-
1999
- 1999-11-30 JP JP33888099A patent/JP4042278B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003088195A (ja) * | 2001-09-06 | 2003-03-20 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機のインバータ装置 |
JP4912874B2 (ja) * | 2004-02-23 | 2012-04-11 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
JP2006074933A (ja) * | 2004-09-03 | 2006-03-16 | Toshiba Mach Co Ltd | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
JP4555640B2 (ja) * | 2004-09-03 | 2010-10-06 | 東芝機械株式会社 | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
US7845459B2 (en) | 2006-06-06 | 2010-12-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Electric power steering apparatus and method for controlling the electric power steering apparatus |
JP2007336674A (ja) * | 2006-06-14 | 2007-12-27 | Toyota Industries Corp | 発電機の制御装置 |
JP4670746B2 (ja) * | 2006-06-14 | 2011-04-13 | 株式会社豊田自動織機 | 発電機の制御装置 |
JP2008017577A (ja) * | 2006-07-04 | 2008-01-24 | Denso Corp | 同期モータ制御装置 |
JP4045307B1 (ja) * | 2006-09-26 | 2008-02-13 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石同期電動機のベクトル制御装置 |
US8148926B2 (en) | 2006-09-26 | 2012-04-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Permanent magnet synchronization motor vector control device |
EP1914879A3 (en) * | 2006-10-19 | 2015-08-19 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | System and method for universal adaptive torque control of permanent magnet motors |
JP2008141835A (ja) * | 2006-11-30 | 2008-06-19 | Denso Corp | モータの制御方法及びそれを利用するモータ制御装置 |
JP2009136085A (ja) * | 2007-11-30 | 2009-06-18 | Hitachi Ltd | 交流モータの制御装置 |
US8044618B2 (en) | 2007-11-30 | 2011-10-25 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for AC motor |
JP2010124527A (ja) * | 2008-11-17 | 2010-06-03 | Jtekt Corp | モータ制御装置および電気式動力舵取装置 |
JP2010213512A (ja) * | 2009-03-12 | 2010-09-24 | Hitachi Car Eng Co Ltd | 永久磁石同期電動機のトルク制御装置 |
US8305019B2 (en) | 2009-03-12 | 2012-11-06 | Hitachi Car Engineering Co., Ltd. | Torque controller for permanent magnet synchronous motor |
CN102326329A (zh) * | 2009-03-30 | 2012-01-18 | 株式会社日立制作所 | 交流电机的控制装置及交流电机驱动*** |
DE112010001465T5 (de) | 2009-03-30 | 2012-05-16 | Hitachi, Ltd. | Wechselstrommotor-Steuervorrichtung und Wechselstrommotor-Treibersystem |
US8742704B2 (en) | 2009-03-30 | 2014-06-03 | Hitachi, Ltd. | AC motor control device and AC motor driving system |
US9041325B2 (en) | 2011-04-20 | 2015-05-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Control device for alternating current motor |
JP2012228083A (ja) * | 2011-04-20 | 2012-11-15 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
JP2013093957A (ja) * | 2011-10-25 | 2013-05-16 | Fanuc Ltd | 無効電流指令作成部を有するモータ駆動装置 |
US9048733B2 (en) * | 2011-10-25 | 2015-06-02 | Fanuc Corporation | Motor driving device having reactive current instruction generating unit |
US20130099705A1 (en) * | 2011-10-25 | 2013-04-25 | Fanuc Corporation | Motor driving device having reactive current instruction generating unit |
WO2015199302A1 (ko) * | 2014-06-27 | 2015-12-30 | 한국생산기술연구원 | 영구자석 전동기의 제어 장치 및 방법 |
JP2016100982A (ja) * | 2014-11-21 | 2016-05-30 | スマック株式会社 | モータ制御装置 |
WO2017104871A1 (ko) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | 한양대학교 산학협력단 | 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정기 및 영구자석 동기 전동기의 인덕턴스 추정방법, 그 방법을 수행하기 위한 프로그램이 기록된 기록매체 |
CN107508503A (zh) * | 2017-09-07 | 2017-12-22 | 北京车和家信息技术有限公司 | 电机扭矩修正方法、电机扭矩修正装置、电机及车辆 |
JP2020065416A (ja) * | 2018-10-19 | 2020-04-23 | 株式会社ケーヒン | ベクトル制御装置 |
JP7125887B2 (ja) | 2018-10-19 | 2022-08-25 | 日立Astemo株式会社 | ベクトル制御装置 |
CN112003508A (zh) * | 2020-09-18 | 2020-11-27 | 蔚然(南京)动力科技有限公司 | 电机无位置传感器控制方法、装置 |
CN112003508B (zh) * | 2020-09-18 | 2022-06-10 | 蔚然(南京)动力科技有限公司 | 电机无位置传感器控制方法、装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4042278B2 (ja) | 2008-02-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2001161099A (ja) | 同期電動機の制御方式 | |
US6809492B2 (en) | Speed control device for AC electric motor | |
Ren et al. | Direct torque control of permanent-magnet synchronous machine drives with a simple duty ratio regulator | |
US8519648B2 (en) | Temperature compensation for improved field weakening accuracy | |
US9595897B2 (en) | Motor control device for controlling current phase on dq/three-phase coordinates | |
Lu et al. | A review of flux-weakening control in permanent magnet synchronous machines | |
JP5957704B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
US6407531B1 (en) | Method and system for controlling a synchronous machine over full operating range | |
JP5156352B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
JP5257365B2 (ja) | モータ制御装置とその制御方法 | |
Stojan et al. | Novel field-weakening control scheme for permanent-magnet synchronous machines based on voltage angle control | |
US10833613B2 (en) | Inverter control apparatus and motor drive system | |
JP6171095B2 (ja) | 可変磁化マシン制御装置 | |
Zhang et al. | An improved robust field-weakeaning algorithm for direct-torque-controlled synchronous-reluctance-motor drives | |
JP5281339B2 (ja) | 同期電動機の駆動システム、及びこれに用いる制御装置 | |
US8823300B2 (en) | Electric motor control device | |
JP5920671B2 (ja) | モータ制御装置 | |
JPH11299297A (ja) | 永久磁石同期電動機の制御装置 | |
CN111277182A (zh) | 一种车用永磁同步电机深度弱磁***及其控制方法 | |
Foo et al. | Robust constant switching frequency-based field-weakening algorithm for direct torque controlled reluctance synchronous motors | |
KR20200046692A (ko) | 전동기의 센서리스 제어 방법 | |
JP4053511B2 (ja) | 巻線界磁式同期機のベクトル制御装置 | |
JP5050387B2 (ja) | モーター制御装置 | |
JP7194320B2 (ja) | モータ制御装置 | |
CN113169695A (zh) | 马达控制装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041117 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070219 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070320 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070420 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071023 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071105 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101122 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101122 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111122 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111122 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121122 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131122 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |