JP3427280B2 - 同期制流方式のリンギングチョークコンバータ - Google Patents
同期制流方式のリンギングチョークコンバータInfo
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
あるリンギングチョークコンバータに関する。
は、入出力電圧が一定の条件の下では、オン期間とオフ
期間の比は一定で、出力電流の変化に対して発振周期を
変えることにより出力電圧が一定に保たれている。出力
電流が小さければ発振周期も短くなり、従ってオン期間
もオフ期間も各々短くなる。
荷条件ではオン期間が広い範囲に渡って変化するが、出
力電流がゼロに近づくに従って短くなり制御不能となり
やすい。そのため間欠発振や過電圧発生の問題を起こす
ことがある。
電流を流すことができるリンギングチョークコンバータ
を提供した(特願平6−294051)。図3はこの回
路を示すものである。
cには出力電圧に比例する電圧が発生し、この電圧がM
OSFET14のスレッショルド電圧を越すと、MOS
FETは2次巻線11bによるフライバック電流が放出
した後も引き続きオン状態を保ち、逆にコンデンサ13
の電圧が2次巻線11bに加わる。そのため2次巻線1
1bにはフライバック電流の方向と反対向きの電流が流
れる。この電流はトランス11を逆方向に励磁する電流
となる。
トランス11に蓄積される励磁エネルギーは1次巻線1
1aに直列に接続されているスイッチング素子21が次
のサイクルでターンオンしたときに1次巻線11aを通
るフライバック電流となり、これがコンデンサ20に充
電エネルギーとして戻るので損失はほとんどない。
補助巻線11cの電圧がMOSFET14のスレッショ
ルド電圧より小さくなるまで続く。そのため、出力電圧
はこのスレッショルド電圧に巻線11bと11cの巻線
比をかけた値にほぼ等しくなる。
力電圧はMOSFET14のスレッショルド電圧によっ
て決まる。そのため1次巻線11aに直列に接続されて
いるMOSFET21の制御回路22は1次巻線を流れ
る励磁電流の最大値またはMOSFET21の最大オン
期間を制限するだけで良く出力電圧検出値によって帰還
制御機能を持つ必要はない。
圧のごく近くでオン状態を保つためMOSFETのオン
抵抗を十分小さくすることができない。
SFETのゲートに加わるパルスの幅を制御することに
より、出力電圧を一定に保つと同時にMOSFETのゲ
ートに加わるパルスの振幅をスレッショルド電圧より十
分高めに設定することを可能にしMOSFETのオン期
間の抵抗値を小さくし効率を改善することを目的として
いる。
め、請求項1記載の発明において、補助巻線から2次側
整流ダイオードに並列接続されているMOSFETのゲ
ート・ソース間に加わるパルスの幅を抵抗と可飽和イン
ダクタとリセット信号制御回路によって制御する。
和するまでの期間がMOSFETのオン期間にほぼ等し
く、またこのオン期間の間に2次巻線にはフライバック
電流と励磁電流が流れる。
圧は可飽和インダクタに直列に接続されているダイオー
ドによって一方向だけであるため、この可飽和インダク
タが一度飽和すると、他の回路によってリセット信号が
加えられない限り、ほぼ短絡に近い状態を維持し、補助
巻線にパルス電圧が発生しても、抵抗によって降圧し、
MOSFETのゲート・ソース間にスレッショルド電圧
を越える電圧は加わらず、MOSFETはオン状態にな
り得ない。
可飽和インダクタが飽和した直後にわずかな期間ではあ
るが補助巻線から可飽和インダクタに流れる突入電流を
制限する。
ってリセット信号が加えられると、MOSFETもリセ
ット信号の強さに応じた期間だけオン状態を保つ。
のオン期間が制御されるので、リセット信号の強さを出
力電圧検出値に応じて変えることにより出力電圧を一定
に保つことができる。
オン抵抗が十分小さく、2次巻線の電流によるドロップ
電圧が整流ダイオードの順方向電圧より小さければ、こ
の整流ダイオードを除くことができる。そして、過負荷
時または短絡時において、補助巻線の電圧が下がった状
態でMOSFETがオン状態にならない場合はMOSF
ETの寄生ダイオードが整流の働きをする。
路図である。従来の例を示す図3の回路と同一または同
等な部分には同一の符号を与えた。
回路図である。従来の例を示す図3の回路と同一または
同等な部分には同一の符号を与えた。
両端の電圧波形とMOSFET14のドレイン電流とダ
イオード12の電流の和の電流波形を同じ時間軸で測定
したものである。
路15は出力電圧を検出し、その値が設定値より高い場
合はダイオード15fより出力される電流を大きくし、
またその値が設定値より低い場合はダイオード15fよ
り出力される電流を小さくする。ダイオード15fより
出力される電流は補助巻線11cの電圧がMOSFET
14を逆バイアスする方向に変わったときに可飽和イン
ダクタ17を通り、抵抗16及び補助巻線11cと2次
巻線11bを通って流れる。この電流が可飽和インダク
タ17をリセットする。すなわち、出力電圧が設定値よ
り高くなるとリセット電流が大きくなる。
1cの電圧がMOSFET14を順バイアスする方向に
変わったときに、可飽和インダクタ17が補助巻線11
cの電圧によって飽和に達するまでの時間が長くなり、
MOSFET17のオン期間も長くなる。
分だけ2次巻線11bを逆方向に流れる励磁電流が大き
くなる。この電流はコンデンサ13の放電によってまか
なわれるため出力電圧は下がる。このようにして出力電
圧は一定に保たれる。
電流波形の正の部分はフライバック電流であり、負の部
分は励磁電流である。出力電流がゼロとき、これら2つ
の電流の面積はほぼ半々になり、出力電流が最大のとき
は、励磁電流の面積がほぼゼロになる。
は出力電流がゼロから最大値まで変化する間は一定であ
り、各々の期間の合計も一定である。従って発振の周期
もほぼ一定となる。
般的なリンギングチョークコンバータと異なる。
る整流回路はMOSFET17だけである。MOSFE
T17のオン抵抗が十分小さければ、コンバータの効率
を上げることが可能である。
タ17に供給するリセット信号を検出電圧と異なる出力
電圧より得ているが、このような応用は検出電圧が比較
的高いときに、リセット電流による電力損失を節約する
ときに有効である。
波数がほぼ一定となる動作の安定した、かつ効率の高い
コンバータが簡素な構成でできた。
Claims (2)
- 【請求項1】 1次巻線と2次巻線を有するトランス
と、前記トランスの2次巻線に直列に接続されたダイオ
ードを備えたリンギンクチョークコンバータにおいて、
前記ダイオードにMOSFETを並列接続し、前記トラ
ンスに補助巻線を付加し端子を前記MOSFETのゲー
トとソースに各々接続し、前記補助巻線と前記MOSF
ETのゲートとソースを結ぶ回路に抵抗を直列に挿入
し、前記MOSFETのゲート・ソース間に可飽和イン
ダクタとダイオードからなる直列回路を接続し、かつ出
力電圧検出値に応じたリセット信号を前記可飽和インダ
クタに供給するリセット信号制御回路を接続したことを
特徴とする同期整流方式のリンギングチョークコンバー
タ。 - 【請求項2】 前記2次巻線に直列に接続されたダイオ
ードを削除したことを特徴とする請求項1記載の同期整
流方式のリンギングチョークコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15663295A JP3427280B2 (ja) | 1995-05-19 | 1995-05-19 | 同期制流方式のリンギングチョークコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15663295A JP3427280B2 (ja) | 1995-05-19 | 1995-05-19 | 同期制流方式のリンギングチョークコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH08317639A JPH08317639A (ja) | 1996-11-29 |
JP3427280B2 true JP3427280B2 (ja) | 2003-07-14 |
Family
ID=15631931
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15663295A Expired - Fee Related JP3427280B2 (ja) | 1995-05-19 | 1995-05-19 | 同期制流方式のリンギングチョークコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3427280B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1120896B1 (en) * | 2000-01-28 | 2005-03-23 | Densei-Lambda K.K. | Resonant power converter |
FI113916B (fi) * | 2000-10-06 | 2004-06-30 | Salcomp Oy | Tasasuuntauksen ohjauskytkentä |
US7372710B2 (en) | 2003-09-30 | 2008-05-13 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power source device of the type capable of controlling power loss in generating output voltage from a secondary winding of a transformer |
US10754366B2 (en) | 2018-06-06 | 2020-08-25 | L3 Cincinnati Electronics Corporation | Power switching circuits having a saturable inductor |
-
1995
- 1995-05-19 JP JP15663295A patent/JP3427280B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08317639A (ja) | 1996-11-29 |
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