JP3161721B2

JP3161721B2 - 増幅回路及びディスプレイ装置

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Publication number: JP3161721B2
Application number: JP27898690A
Authority: JP
Inventors: 勇司佐野; 通孝大沢
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-10-19
Filing date: 1990-10-19
Publication date: 2001-04-25
Anticipated expiration: 2016-04-25
Also published as: US5304946A; JPH04156001A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は増幅回路に係り、特にCRTディスプレイ用の
ビデオ増幅回路として好適な可変利得回路、広帯域回路
及び利得制御回路に関する。

［従来の技術］カラーCRTディスプレイ用ビデオ増幅回路の従来例を
第３図に示す。第３図に示した回路では、Ｒ（赤）とＧ
（緑）,B（青）の３原色のビデオ信号がそれぞれの信号
源1R,1G,1Bからビデオ増幅回路2R,2G,2Bを介してCRT4の
カソード3R,3G,3Bに加えられている。CRT4においては、
第１グリッド40を３原色RGBで共用している。

従来例では、３原色回路のいずれにおいても同様の構
成となるので、代表としてＲ色回路を動作説明の対象と
する。入力信号電圧V_IRはエミッタ接地増幅回路を構成
するトランジスタ22Rのベースに加えられ、そのコレク
タにおいて反転増幅されて出力信号電圧V_ORとなり、CRT
4のカソード3Rに印加される。その際の出力信号電圧V_OR
の動作点はカットオフ調整用の可変抵抗27Rを用いて調
整し、電圧利得はドライブ調整用の可変抵抗23Rを用い
て調整する。また、上記の出力信号電圧動作点の調整範
囲は抵抗26Rによって制限される。抵抗24Rは抵抗26Rと
同様に上記の電圧利得調整範囲を制限しているが、同時
にビデオ増幅回路2Rの周波数特性の補償も行っている。
ビデオ増幅回路2Rの周波数帯域は主に負荷容量30とコレ
クタ抵抗21Rによって制限され、上記の周波数特性補償
を施さない場合には1/（２πC_LRR_CR）となる。この帯域
制限を抑えるべく付加されたエミッタピーキング用コン
デンサ25Rと上記抵抗24Rとの時定数で決まる周波数以上
において、上記の周波数特性は改善される。但し、上記
の特性改善により拡大される周波数帯域の上限は、信号
振幅の増大に反比例して減少する。

上記の従来例における白バランス調整は、各原色回路
のカットオフ調整、少なくとも２原色のビデオ増幅回路
のドライブ調整を、それぞれ反復して実施することによ
り達成されていた。

次に、従来の広帯域回路例を第14図に示す。第14図に
示す回路はカスコード増幅回路と呼ばれ、初段エミッタ
接地トランジスタ22に生ずるミラー効果が抑えられると
いう特徴がある。つまり、単なるエミッタ接地構成時に
は、トランジスタ22のコレクタ電圧がベース電圧に対し
て、反転方向の電圧利得Av倍に振られる。ここで、一般
に信号源１は信号電圧源1vと信号源抵抗1rの直列回路と
見なせる。従って、上記トランジスタ22のベース端子入
力容量はベース・コレクタ間容量210の値C_BC2を（１＋A
v）倍に増大させた値にほぼ等価となり、この容量値と
信号源抵抗1rの値rsとの間で生ずる入力端子側時定数の
増大を招いて、回路の周波数帯域が狭められる。そこ
で、第14図に示されるようにエミッタ接地回路の負荷を
トランジスタ22から成る入力インピーダンスの低いベー
ス接地回路とすることにより、トランジスタ22のコレク
タに現れる信号電圧は抑制される。そして、上記のベー
ス端子入力容量は、上記のC_BC2と、抵抗23と24とコンデ
ンサ25から成る回路が直列接続されることにより比較的
小さな値に見えるエミッタ側等価容量の和となって、小
さな容量値となる。従って、第14図に示すカスコード増
幅回路は周波数帯域を充分に拡大できる回路として、ビ
デオ増幅回路を初めとして集積回路を含む各種の広帯域
回路に広く適用されている。ここで端子212は出力端子
である。

続いて、広帯域な可変利得増幅回路を第25図に示す。
第25図において、トランジスタ92と抵抗97により電圧電
流変換された信号電流98を、差動対を成すトランジスタ
93と94に設定された一定比で分流させることによって、
利得を可変している。こうして、入力信号源１の信号Vi
は増幅された出力信号Voとなり、出力端子95から出力さ
れる。その際の分流比は、信号電流98の大きさisに依ら
ず一定であり、差動対制御電圧源９の電圧ΔV_Bを調節す
ることで可変できる。また、トランジスタ92から成るエ
ミッタ接地回路に対して、後段のトランジスタ93と94は
共にベース接地回路と見なせるので、カスコード増幅回
路を構成していることとなり広帯域特性が実現できる。

［発明が解決しようとする課題］上記の従来例における白バランス調整過程を、第４図
に示すビデオ増幅回路の入出力特性図を用いて解説す
る。第４図の特性図において、横軸は入力信号電圧V_I、
縦軸は出力信号電圧V_Oを表し、実線で示す特性直線50が
目標とする白バランスが確保された場合の入出力特性と
する。

現行の白バランス調整は、第４図の入力信号電圧がV
_ICとV_IDの状態でそれぞれカットオフ調整とドライブ調
整を行う方式となっている。ビデオ増幅回路の初期状態
を破線51で示す特性であったと仮定すると、初回のカッ
トオフ調整を行うことにより矢印52に示すように、出力
電圧V_Oに主としてレベルシフトが施され、破線53で示す
特性に移行する。次のドライブ調整においては矢印54に
示す電圧利得調整が施され破線55に示す特性となり、第
１回目の白バランス調整が終了する。しかし、第４図の
矢印56からも明らかなように、ドライブ調整によって先
に実施したカットオフ調整がずれてしまう問題点が生ず
る。上記の従来例におけるカットオフ調整とドライブ調
整の間の干渉について定量的に解析してみる。回路例と
して第３図のＲ色回路を取り上げる。カットオフ調整時
の出力電圧をV_OCRとし、V₀＝V_OCR,V₁＝V_CC,V₂＝V_ICR,V₃
＝V_BE22R,V₄＝V_ER,R₁＝R_CR,R₂＝R_ERとすると、次式のよ
うに表すことができる。

但し、 V_BE22R:トランジスタ22Rのベース・エミッタ間電圧 V_ER:エミッタ等価電圧 R_ER:エミッタ等価抵抗 R_ER≒（R₂₃＋R₂₄）｛R₂₆＋（R_1RR_2R）｝（式３）ここでR_1RR_2Rは、抵抗R_1R、R_2Rの並列抵抗値（R_1R・R
_2R/（R_1R＋R_2R））を表わし、以後同様に並列抵抗値を
表記する。

また、ドライブ調整によって設定される電圧利得をA
_VRとすると、（式４）のように表すことができる。

以上の結果から、カットオフ調整時に設定される抵抗
R_1RとR_2R、ドライブ調整時に設定される抵抗R₂₃が上式
のV_ER、R_ER中にそれぞれ共存し、それぞれの効果が相殺
されることなく保存されていることがわかる。従って、
従来例においてはカットオフ調整とドライブ調整の間に
干渉がある故、これらの調整を反復して繰り返さないと
白バランス調整が完了しないという問題がある。

本発明の第１の目的は、利得を可変した場合において
も、入出力信号の関係が保存される動作点が一点は存在
する増幅回路を抵抗することである。従って、本発明を
ビデオ増幅回路に適用することにより、ドライブ調整を
行っても既に設定したカットオフ調整がずれてしまうこ
とはない。

次に、第14図に示したカスコード増幅回路の入力端子
における周波数特性の例を第15図に示す。第15図の特性
図において横軸は信号周波数f_s、縦軸は入力端子である
トランジスタ22のベース端子における信号振幅|V_B|を表
す。特性曲線213に示されるように、信号源抵抗r_sとト
ランジスタ22のベース・コレクタ間容量C_BC2によって決
まる遮断周波数f_CB以下の周波数frにトラップが生じて
いる。このトラップの生ずる原因を解明するため、トラ
ンジスタ208と22のそれぞれを第16図に示すハイブリッ
ドπ形等価回路に置き換えて解析した。但し、r_bb′は
ベース拡がり抵抗,r_Eはエミッタ・バルク抵抗,r_πはベ
ース・エミッタ間動作抵抗,C_πは拡散容量,C_μはベース
・コレクタ間容量,Coはコレクタ・エミッタ間容量,g_mは
相互コンダクタンスとする。

（１）ベース接地トランジスタ208のエミッタ端子から
見た入力インピーダンスZ_Eは、（式５）によって表され
るように誘導性を示す。但し、β_０は低周波電流増幅率
である。

（２）エミッタ接地トランジスタ22の入力インピーダン
スZ_Bは、（式６）に示すように、Ｃ_μとC_Oの並列容量と
そのコレクタ端子に接続される負荷インピーダンスZ_Cと
の直列インピーダンスに比例する。

（３）上記の（１）と（２）より、トランジスタ208の
入力インピーダンスZ_Eのインダクタンス成分と、トラン
ジスタ22のベース・コレクタ間容量210とコレクタ・エ
ミッタ間容量211の並列合成容量の直列共振によって、
上記トラップが生じたと考えられる。実験によって、ト
ラップは（式７）で表される共振周波数fr付近で生じて
いる事が確かめられた。但し、（式７）におけるトラン
ジスタの等価回路パラメータは、全てトランジスタ208
に関する値とする。

上記のトラップの発生する周波数frの付近では波形歪
が生じるので、カスコード増幅回路には、その特徴を殺
して周波数帯域を抑えなければならない場合があるとい
う問題点が存在することになる。

本発明の第２の目的は、カスコード増幅回路の入力周
波数特性に生ずるトラップを排除、あるいは抑制するこ
とである。

続いて、第25図に示した可変利得増幅回路の利得の温
度特性について考える。上記の利得は、差動対を構成す
るトランジスタ93と94への信号電流98の分流比、すなわ
ちエミッタ電流290と291の比ｉ_θ１/i_θ２に比例し、
（式８）のように表すことができる。

但し、q:電子電荷量,k:ボルツマン定数,T_j:トランジ
スタ93と94の接合部温度従って、一定の利得を得るためには、差動対制御電圧
源９の電圧ΔV_Bの温度係数∂ΔV_B/∂T_jを、第25図の左
下図90に示すように、ΔV_Bに応じて変化させなければな
らない。上記の接合部温度T_jの変化量とトランジスタ93
と94の周囲温度変化量は等しい。故に、上記の電圧ΔＶ
Bが周囲温度にかかわらず一定の場合には、周囲温度の
上昇に伴い上記の分流比ｉ_θ１/i_θ２は１に近づく方向
に温度ドリフトしてしまう。

本発明の第３の目的は、可変利得増幅回路の制御に適
した、制御電圧の温度係数が制御電圧に応じて変化する
制御回路を提供することである。

［課題を解決するための手段］上記の第１の目的を達成するため、本発明の増幅回路
においては、増幅の際の利得設定にかかわる可変インピ
ーダンスに動作点固定用の電圧源を直列接続する。

また、上記の第２の目的を達成するため、本発明のカ
スコード増幅回路においては、後段の増幅素子の接地端
子を、周波数特性補償用インピーダンスを介して信号基
準点に交流的に接地する。

さらに、上記の第３の目的を達成するため、本発明の
制御回路においては、出力電圧とその温度係数を同時に
可変できる回路に制御電圧を入力する。

［作用］上記の第１の目的を達成するために用いた上記の利得
設定にかかわる可変インピーダンスは、信号電圧（電
流）を電流（電圧）に変換する際の変換比を可変する働
きをもつ。上記の可変インピーダンスに直列接続する動
作点固定用の電圧源は、動作点の固定される入力信号レ
ベルにおいて上記の可変インピーダンスに電流を流さな
い作用を有する。従って、上記のインピーダンスを可変
しても本発明の増幅回路の動作点は固定できる。

上記の第２の目的を達成するために、上記の後段の増
幅素子の接地端子と信号基準点の間に接続した周波数特
性補償用インピーダンスは、上記の後段の増幅素子の入
力インピーダンスを、必要周波数帯域内において非誘導
性に変換する働きを有する。従って、本発明のカスコー
ド増幅回路の入力端子においては、前述のような周波数
特性の劣化を排除することができる。

上記の第３の目的を達成するために用いた、出力電圧
とその温度係数を同時可変できる回路は、制御対象であ
る可変利得増幅回路の利得を設定し、その温度安定性を
確保し得る出力電圧とその温度係数を発生する。従っ
て、本発明の制御回路を用いることにより、可変利得増
幅回路の温度安定性を向上させることができる。

［実施例］以下、本発明の特徴を表す第１の実施例を第１図によ
り説明する。以下、３原色回路を代表し、Ｒ色回路に着
目して説明する。第１図における信号の流れは従来例を
示す第３図と同様である。しかし、第１図においては、
ビデオ増幅回路2R内のドライブ調整用可変抵抗23Rに直
列に動作点固定用電圧源29が接続されていることが特徴
である。電圧源29を接続することにより、ドライブ調整
用可変抵抗23Rの抵抗値に依らず一定となる動作点を確
保することができる。ただし、電圧源29の電圧V_CRは、
カットオフ調整時のトランジスタ22Rのエミッタ電圧（V
_IC−V_BE22R）にほぼ等しくなるように設定する必要があ
る。上記のように電圧V_CRを設定することにより、カッ
トオフ調整時にトランジスタ22Rのエミッタからドライ
ブ調整用可変抵抗23Rに流れる電流は無視できる程小さ
くなり、この時の回路動作点を上記可変抵抗23Rの抵抗
値に対して独立に調整することができる。

第１図に示した実施例における白バランス調整過程
を、第２図に示すビデオ増幅回路の入出力特性図を用い
て説明する。第２図の特性図においても、第４図の特性
図と同様に、横軸は入力信号電圧V_I、縦軸は出力信号電
圧V₀を表し、実線の特性直線50は目標とする入出力特性
を示す。ビデオ増幅回路の初期状態を破線56に示す特性
であったと仮定する。初回のカットオフ調整を行うこと
により、矢印57に示すレベルシフトが施され、破線58に
示す特性に移行する。次のドライブ調整において矢印59
に示す電圧利得調整を施しても、既に設定したカットオ
フ調整時の出力動作点は一定に維持されているため、ほ
ぼ目標どおりの入出力特性を反復調整せずに実現でき
る。

しかし、実際の回路においては、上記の電圧源29の電
圧V_CRとカットオフ調整時のトランジスタ22Rのエミッタ
電圧（V_IC−V_BE22R）の間に、製品ばらつき等に起因す
る誤差が発生する。この誤差がある程度以上の大きさに
なると、カットオフ調整時の出力動作点における上記の
ドライブ調整からの独立性が失われ、従来例よりは回数
が少ないものの反復調整が必要となる。そこで、上記の
電圧間の誤差の影響を軽減できる調整方法について説明
する。まず、カットオフ調整前に、第１図に示したドラ
イブ調整用可変抵抗23Rを最大抵抗値（可能であれば開
放）に設定しておく。その時、ビデオ増幅回路2Rの初期
状態の入出力特性は、第２図に示す一点破線100のよう
に電圧利得が抑えられた特性となっている。従って、入
力電圧V_Iに多少の誤差があろうともカットオフ調整で設
定された一定の出力信号電圧V₀が確保されている。この
ことは、上記の電圧間に多少の誤差があろうとも、ドラ
イブ調整用の可変抵抗23Rを介してトランジスタ22Rに流
れる電流を削減できるため、上記のカットオフ調整のド
ライブ調整からの独立性が容易に維持できることを意味
している。カットオフ調整時には矢印57に示す方向にレ
ベルシフトが施され、一点破線101に示す特性に移行す
る。最後にドライブ調整によって、目的とする入出力特
性50に設定される。以上の白バランス調整方法を用いる
ことにより、調整時間を従来に対して大幅に短縮するこ
とが可能となる。

また、以上に述べた電圧利得調整時においても回路の
動作点を固定できる効果は、増幅回路中の他の利得設定
用インピーダンス、例えば第１図のＲ色回路の出力抵抗
21Rを可変抵抗として、これと電源20の正電極の間に動
作点固定用の電圧源を直列挿入することによっても得ら
れる。

次に、ツェナーダイオードを用いて上記の動作点固定
用電圧源を実現した場合の実施例を第５図に示す。第５
図においては、ツェナーダイオード109が上記の動作点
固定用電圧源として働き、ツェナーダイオード109のツ
ェナー電圧の温度係数をトランジスタ22のエミッタ電位
の温度係数に近い値とすることで、さらなる白バランス
調整精度の向上が可能となる。また、抵抗107はツェナ
ーダイオード109のバイアス用抵抗である。コンデンサ1
08はツェナーダイオード109に流れる信号電流が大きく
なった場合や高周波においても、ツェナーダイオード10
9が構成する上記電圧源の低インピーダンス性を確保す
るためのバイパスコンデンサである。また、ドライブ調
整用可変抵抗23の摺動子には寄生容量や浮遊容量106が
存在するため、これらの容量を介してトランジスタ22に
生ずる不要なエミッタピーキングをなるべく抑えるよう
に、上記の摺動子は図示したごとく交流的に接地すべき
である。同様に、カットオフ調整用可変抵抗104の摺動
子も交流的接地点と見なせるツェナーダイオード105に
接続する方がよい。しかし、上記可変抵抗104に流れる
電流は一方向であり、摺動子には常に電流が流れ出て込
んでいる。一般に可変抵抗は、その摺動子から電流が流
入し続けると電触現象が生じて、摺動子の接触不良を招
き、可変域に不連続点が発生する等して信頼性が低下す
る。従って、摺動子に寄生する上記容量の影響が無視で
きる場合や摺動子に流入する電流が大きい場合に、第５
図においては、可変抵抗104の摺動子をトランジスタ22
のエミッタ端子側に接続し直す必要がある。また、ツェ
ナーダイオード105は、109と同様に、トランジスタ22の
エミッタ電位の温度ドリフトを補償する作用を有する。
抵抗102とコンデンサ103は、トランジスタ22に対するエ
ミッタピーキング用素子である。これらのエミッタピー
キング用素子102、103がツェナーダイオード105に対し
て並列に接続されているので、ツェナーダイオード109
に付加したコンデンサ108に相当するツェナーダイオー
ド105のカソード・アノード端子間に直接接続するバイ
パスコンデンサは不要となる。

また、上記のツェナーダイオード105、109を用いるこ
との利点は、上記のようにツェナー電圧における温度係
数を正確に設定できることのほかに、ツェナーダイオー
ドのような電圧源素子の有する低い内部インピーダンス
の作用によって、上記の電圧源素子に流すバイアス電流
を必要最小限に抑えることができ、回路の低電力化が図
れるということである。従って、第５図に用いたツェナ
ーダイオード105、109を他種のダイオード、あるいはト
ランジスタ等の能動素子から構成される電圧源回路に置
き換え可能であるということは、言及するまでもない。

続いて、抵抗分圧回路を用いて、上記の動作点固定用
電圧源を等価的に実現した場合の実施例を第６図に示
す。第６図において、破線114から分圧抵抗118、119側
を見た場合の等価回路は、端子113に接続された等価抵
抗116の等価電圧源117の直列接続となる。但し、それら
の抵抗値R_E、電圧値V_E′は（式９）（式10）によって表
すことができる。

従って、上記の等価電圧源117の電圧値V_E′を適当に
設定することにより、本発明の目的である上記の動作点
の保持が可能となる。また、第６図に示すように、上記
の抵抗分圧回路の入力端子115と接地間にコンデンサ112
を接続することによって、上記の等価内部抵抗116との
合成インピーダンスの周波数特性に起因するエミッタピ
ーキングをトランジスタ22に加えることができる。

また、第６図においては、ドライブ調整に可変抵抗11
0を用い、カットオフ調整はクランプ用可変電圧源122を
可変して行っている。第６図に示した回路方式における
カットオフ調整の原理を以下に説明する。信号源１から
ビデオ増幅回路２に入力された波形10で示される入力信
号V_Iは、反転増幅されて波形128で示される出力信号V_O
となる。出力信号V_Oは、結合コンデンサ120とダイオー
ド121,上記の可変電圧源122から成るクランプ回路によ
って直流再生が施された後に、受像管の駆動電極に加え
られる。ブランキング信号源126からのブランキングパ
ルスv_BLKの変換電流I_BLKを、電圧電流変換回路127から
トランジスタ22のエミッタに流すことにより、ブランキ
ング期間にトランジスタ22が遮断される。この事によ
り、ビデオ増幅回路２の出力信号V_Oには波形128に示さ
れるような電位V_BLKをせん頭値とするブランキング信号
が重畳される。この結果、上記のクランプ回路によるせ
ん頭値クランプによって、受像管を駆動する信号波形12
5のせん頭値は、（V_CL＋V_D）に設定される。但し、V_CL
はカットオフ調整に用いられる上記の可変電圧源122の
電圧値、V_Dはダイオード121の順方向電圧である。ここ
で、ブランキング信号の振幅が一定であることから、第
６図に示した実施例においても、ドライブ調整の干渉を
受けることなく、受像管に印加される出力電圧の動作点
を維持することができる。また、上記のクランプ回路の
効果によって、受像管駆動電圧に生じるDCドリフトを抑
えられるだけでなく、受像管駆動電圧の直流成分をビデ
オ増幅回路２で増幅する必要がなくなるので、電源20の
電圧V_CCを低減して回路の消費電力の削減が可能とな
る。以上の低電力化によって、第６図に示した回路は超
高精細ディスプレイ等に用いられる広帯域大出力ビデオ
増幅回路にも適用可能となる。第６図に示されたコイル
129,123とダンピング抵抗124は、負荷容量31の影響を抑
えて広帯域化を図る際に必要となる、直並列のピーキン
グ素子である。

第６図に示したもう一つの特徴は、カットオフ調整を
行っても、トランジスタ22に作用するエミッタピーキン
グの周波数特性が変化しないことである。第３図に示し
た従来例や第５図に示した実施例においては、カットオ
フ調整用の可変抵抗の抵抗値の設定を変えることによ
り、エミッタピーキング用コンデンサの容量値との間の
時定数も変化してしまう。ところが、第６図に示した実
施例においては、カットオフ調整の際に、エミッタピー
キング用コンデンサ112とその周辺の抵抗との間で生じ
る時定数は一定に保たれる。このことは、カットオフ調
整時においても、ビデオ増幅回路２の周波数特性が安定
であることを意味する。

次に、上記のドライブ調整時の出力動作点が固定され
るという特徴に加えて、カットオフ調整時にも周波数特
性が変化しないという特徴を併せ持つ、もう一つの実施
例を第７図に示す。第７図に示す回路においては、ドラ
イブ調整用の可変抵抗23に直列に接続された電圧源132
の電圧V_CRを可変することによってカットオフ調整を行
う。それ故、カットオフ調整時にも、ピーキングコンデ
ンサ131とピーキングにかかわる抵抗130,111,23との間
に生ずる時定数は一定値に維持され、ビデオ増幅回路２
の周波数特性も安定する。また、ドライブ調整時におい
ても、トランジスタ22のエミッタ電圧が可変電圧源132
の電圧V_CRと等しくなる動作点は固定できる。

第７図に示した可変電圧源132をトランジスタを用い
た電圧源回路によって構成した場合の実施例を第８図に
示す。第８図においては、トランジスタ135に対して、
抵抗133と可変抵抗134から成る分圧回路を介して負帰還
を施すことにより、トランジスタ135のコレクタ電圧を
ある一定値に維持している。カットオフ調整の際には上
記の可変抵抗134の抵抗値を調整する。ツェナーダイオ
ード136はトランジスタ135のベース電位の値とその温度
係数を設定するために用いられている素子であるので、
必要精度が確保できる場合には除去（短絡）することも
可能である。抵抗137はトランジスタ135にバイアス電流
を流すためのバイアス抵抗である。この抵抗137は、ト
ランジスタ135とツェナーダイオード136と抵抗133,可変
抵抗134から成る電圧源回路との間で、電源28への接続
位置を交換することも可能である。つまり、抵抗137を
接地側，上記の電圧源回路を電源28の正極側にそれぞれ
接続し、抵抗137の他端子と上記の電圧源回路の他端子
との接続点を上記の可変抵抗23の摺動子側に接続する。
その場合には、第８図に示した構成から得られる上記の
電圧源回路の電圧の温度係数に対して、その温度係数の
符号が反転された電圧を発生できるという効果が得られ
る。また、コンデンサ112は、上記の電圧源回路の内部
インピーダンスを低減するために用いられているバイパ
スコンデンサである。

しかし、以上に述べてきた本発明の実施例において
は、いずれもカットオフ調整時かあるいはドライブ調整
時の少なくとも一方でビデオ増幅回路のエミッタピーキ
ング特性が多少とも変化する。そこで、上記の調整時に
おいてもビデオ増幅回路の周波数特性を安定に維持でき
る実施例について説明する。第９図にビデオ信号回路の
全体ブロック図の例を示す。第９図において、入力され
た３原色のビデオ信号にはコントラスト制御回路7Rと7
G,7Bにより、３原色間で共通の比で利得制御が施され
る。また、３原色において同一のレベルの輝度信号成分
V_BRが、加算器8Rと8G,8Bを介して、各原色ビデオ信号に
加えられる。３原色回路間の高精度なトラッキング性能
の要求されるコントラスト制御回路７は、IC化して同一
チップ上に構成される場合が多い。その後、ビデオ信号
は３原色間において独立に利得制御が可能なドライブ制
御回路6Rと6G,6Bと、ビデオ増幅回路2Rと2G,2Bを介し
て、カットオフ調整用のクランプ回路139Rと139G,139B
に入力される。各原色ビデオ信号は、これらのカットオ
フ調整用のクランプ回路139Rと139G,139Bによって、必
要なレベルに直流再生された後、受像管４のカソード端
子3Rと3G,3Bに加えられる。ここで、ビデオ信号回路全
体の周波数特性は、一般に周波数帯域が最も狭くなるビ
デオ増幅回路2Rと2G,2Bの周波数特性の影響を強く受け
る。そこで、例えばＲ色回路においては、ビデオ増幅回
路2Rのエミッタピーキング動作を決めるピーキング素子
24R,25R,138を一定の素子値に固定したままで白バラン
ス調整を施すことにより、一定のピーキング特性を確保
する。他の原色回路においても同様である。従って、第
９図に示したビデオ信号回路を用いることにより、上記
の白バランス調整時にも安定した周波数特性を維持する
ことができる。

第９図に示したドライブ制御回路に適用可能な本発明
の可変利得増幅回路の実施例を第10図に示す。第10図に
示される可変利得増幅回路６の入力端子60に接続された
信号源１の信号電圧は、エミッタフォロワ動作のトラン
ジスタ61を介して利得設定用インピーダンス62に加えら
れて電圧電流変換される。ここで得られた信号電流がベ
ース接地トランジスタ63を介して利得設定用可変インピ
ーダンス64に流れることにより、増幅された信号電圧が
得られ、回路の出力端子67に出力される。第10図に示し
た回路は、入出力の信号電位が同程度となる利点を有す
る。第10図において、上記のインピーダンス64に接続さ
れた電圧源65は上記の動作点固定用電圧源として働く
が、次に説明する電流源66の作用により出力電圧が負電
圧になる領域まで出力可能となる。それ故、上記の電圧
源65の電圧は、トランジスタ63が飽和したり破壊しない
範囲で任意の値に設定することができる。従って、上記
の電圧源65は短絡して削除することもでき、あるいは、
電圧源65をツェナーダイオード等の定電圧素子に置き換
えることもできる。また、上記の電圧源66の電流値と上
記のトランジスタ63のコレクタ電流の値がほぼ等しくな
った時に、本回路の出力電圧は上記の電圧源65の電圧V
_CRに等しくなり、可変インピーダンス64のインピーダン
スに依らず固定された動作点となる。さらに、上記の電
流源66を利得設定用インピーダンス64と電流源65の直列
接続に対し並列に付加したことにより、トランジスタ63
が飽和しない範囲内であれば、上記の信号電流を全ダイ
ナミックレンジに渡って上記の可変インピーダンスに流
すことができる。このことによって、出力信号ダイナミ
ックレンジの拡大が可能となる。また、第10図において
はトランジスタ61と63が差動回路を構成しているので、
信号電圧は上記のトランジスタ61と63のどちらのベース
に入力しても良い。電流源68は、変換した信号電流を効
率良くトランジスタ63のエミッタに流す作用を有してい
るが、抵抗に置き換えることもできる。

次に、本発明の可変利得増幅回路のもう一つの実施例
を第11図に示す。第11図においては、上記の動作点固定
用電圧源を抵抗145と144と電圧源69から成る分圧回路の
等価電圧源に置き換えるとともに、上記のダイナミック
レンジ拡大用電流源を抵抗146に置き換えている。抵抗1
46を用いた場合においても、上記の等価電圧源の電圧と
等しい出力電圧となる動作点は、利得制御に依らず固定
される。また、信号入力トランジスタ142をエミッタ接
地形式とすることにより、トランジスタ142が飽和しな
い範囲の任意の電圧に、そのコレクタ電圧を設定するこ
とができ、回路設計における自由度が大きくなる。さら
に、出力電圧に所望の温度特性を与える場合には、抵抗
145や144,146等にダイオード等の温度依存性のある素子
を直列あるいは並列に接続する事も可能である。

続いて、本発明の可変利得増幅回路のさらにもう一つ
の実施例を第12図に示す。第12図においては、抵抗156
によって上記の動作点固定用電圧源を実現している。そ
れは、トランジスタ61のコレクタを抵抗156に接続する
ことにより、トランジスタ61と63の間を流れる信号電流
155は抵抗156には流れないことから可能となる。従っ
て、抵抗156の電圧V_CRは抵抗141を流れる電流147の値I
_EEと抵抗156の抵抗値R_CRの積に等しい一定値となり、等
価的に抵抗156は、その抵抗値に等しい内部抵抗をもつ
電圧源と見なせる。また、第12図に示した実施例を用い
ることにより、入力信号の周波数帯域を拡大することも
できるので、その原理について説明する。信号源１から
入力される信号v_iの周波数特性が特性図154の実線153で
示されるように、周波数帯域f_oiに制限されている場合
には、エミッタピーキング素子150と151,152の素子値を
f_oiが補償できるように設計する。すると、信号電流155
の周波数特性は特性図148の直線149で示されるように広
帯域化する。出力信号voの周波数帯域は可変インピーダ
ンス64と抵抗156の直列抵抗値とトランジスタ63のベー
ス・コレクタ間容量630と負荷容量160の並列容量の積で
決まる時定数によって抑えられる。従って、周波数特性
図157に示すように、最大利得時には特性158（帯域
f_CO）、利得制限時には一点破線159に示す特性（帯域f
_CO′）となり、周波数帯域の拡大も可能となる。

次に、本発明のもう一つの実施例を適用したビデオ信
号回路の全体図を第13図に示す。第13図において各原色
信号は、ビデオ処理回路７でコントラスト制御及びブラ
イト制御が施された後、ドライブ調整可能なドライブ制
御回路6Rと6G,6Bとカットオフ調整可能なビデオ増幅回
路2Rと2G,2Bを介して受像管４のカソード3Rと3G、3Bに
加えられる。各原色回路は同一構成となるのでＢ色回路
に着目し、信号経路に沿って回路動作を説明する。信号
源1Bから入力された信号は、ビデオ処理回路7Bにおいて
３原色共通制御であるコントラスト制御（制御端子74）
及びブライト制御（制御端子76）を受けるとともに、差
動信号に変換される。ここで得られた逆相信号は、ビデ
オ増幅回路の広帯域化のために用いられる。次に、正相
の原色信号はドライブ制御回路6Bに入力され、ドライブ
調整用可変抵抗64の可変により振幅調整される。ドライ
ブ制御回路6Bにおいては、上記の動作点固定用の電圧源
を抵抗156とダイオード170,171によって構成し、上記の
ダイナミックレンジ拡大用の抵抗168を共用している。
抵抗168を共用することにより、上記の変換された信号
電流のうち正相成分が抵抗168に漏れて、トランジスタ6
1のコレクタから流れる逆相成分の一部が上記の電圧源
用の抵抗156に流れることにより、利得が若干抑えられ
る。しかし、この逆相信号電流を高周波においてバイパ
スすべくコンデンサ167を付加することにより、高周波
において利得が若干向上し、一種のピーキング効果が得
られる。また、ダイオード162はトランジスタ61に流す
バイアス電流を削減して回路の低電力化を図る働きのほ
かに、温度ドリフトを補償する効果がある。バイパスコ
ンデンサ161は、ダイオード162のインピーダンスの周波
数依存性の影響を抑える作用を有する。トランジスタ63
にベース電圧供給するツェナーダイオード175に適当な
素子を選ぶことにより、トランジスタ63のベース・エミ
ッタ間電圧の温度依存性を補償して、バイアス抵抗147
に流れるバイアス電流の温度ドリフトを抑制することが
できる。また、ダイオード170と171は、後段に接続され
るトランジスタ172と22のベース・エミッタ間電圧の温
度ドリフトを補償する作用を有する。さらに、ダイオー
ド170と171には、上記のようにトランジスタ61とトラン
ジスタ63のそれぞれのコレクタから相補的にあるレベル
以上の値の維持された電流が流入するため、信号ダイナ
ミックレンジ内ではダイオード170と171に流れるバイア
ス電流が激減することを回避できる。従って、ダイオー
ド170と171の安定した電圧源動作が可能となる。そし
て、ドライブ制御された正相信号と上記の逆相信号は、
それぞれトランジスタ172と165から成るエミッタフォロ
ワ回路を介して、ビデオ増幅回路2Bに入力される。次
に、ビデオ増幅回路2Bは、エミッタ接地トランジスタ22
とベース接地トランジスタ186から成るカスコード増幅
回路と、クランプトランジスタ190から成るカットオフ
調整用クランプ回路、トランジスタ180と上記のベース
接地トランジスタ186から成るエミッタ結合の電流切換
回路を用いたブランキング回路によって構成される。上
記のドライブ制御回路6Bから入力された逆相信号電圧は
コンデンサ178と抵抗177の直列インピーダンスにより電
流変換され、ベース接地トランジスタ186において、ト
ランジスタ22によって反転した正相信号電流に対して同
相加算される。ブランキング信号源179からのブランキ
ングパルスV_BLKがトランジスタ180のベースに入力さ
れ、エミッタ接地トランジスタ22のコレクタ電流の全て
がトランジスタ180に流れるため、ブランキング期間に
ベース接地トランジスタ186は遮断される。ブランキン
グ期間終了後のトランジスタ186の立上がりを速くする
目的と、カスコード増幅回路の周波数特性に生ずる前述
のトラップの原因となるトランジスタ186の共振現象の
Ｑを抑制する目的で、抵抗182は付加されている。ま
た、トランジスタ186のベースに接続されたコンデンサ1
84と抵抗185も、上記のトラップの発生を抑えるための
インピーダンス回路を構成している。これらのカスコー
ド増幅回路の入力周波数特性の補償を行う実施例につい
ては、後で詳述する。トランジスタ190から成るクラン
プ回路においては、コンデンサ193と192をクランプした
際に流れる放電電流がコレクタ抵抗21に流れてクランプ
誤差が生じることを抑えている。クランプ時に流れる上
記の放電電流は、ピーククランプ動作のスイッチ用ダイ
オード191を介してトランジスタ190に流れ、そのコレク
タからダイオード189と抵抗187に分流して、上記のコン
デンサ193と192に戻る。非クランプ期間となる通常表示
期間には、上記のダイオード189はオフして、ビデオ増
幅回路の負荷にトランジスタ190のコレクタ寄生容量が
加わることを防いでいる。また、クランプ期間には、上
記の放電電流が流れて抵抗187に生ずる電圧降下を利用
して、上記のダイオード189をオンさせ、放電電流の大
部分をダイオード189を介して上記のコンデンサ193と19
2に戻すことを可能としている。従って、上記の放電電
流が大きくなった場合にもトランジスタ186が遮断して
クランプ精度が低下する心配がない。上記のダイオード
189の作用によって、負荷容量の増加によるビデオ増幅
回路2Bの周波数帯域減少が抑えられる。また、カットオ
フ調整用の可変抵抗200によりトランジスタ190のベース
電圧が制御され、上記のクランプレベルが調整される。
ツェナーダイオード191はトランジスタ190を保護すると
ともに、その大きな寄生容量を介して原色信号電流の両
方向の漏れ成分をバイパスさせている。このことによっ
て、信号電圧の高周波成分がトラジスタ190のベース・
エミッタ間接合で検波されてクランプ電圧が変動すると
いう問題の発生を抑えている。また、ビデオ増幅回路の
出力に直列接続された抵抗204,205とコンデンサ206から
成る回路は、受像管４の放電時に上記のビデオ信号回路
を保護する働きを有する。低い周波数成分から成る放電
電圧は高い抵抗値の抵抗204により遮断し、高い周波数
成分を含む出力信号は低い抵抗値の抵抗205とコンデン
サ206を介してカソード3Bに送られる。同様に、ダイオ
ード186と185,202と203も受像管４の放電時にビデオ信
号回路を保護する作用を有しているが、ビデオ増幅回路
の出力容量を増大させぬように、いずれのダイオードも
直列接続構成として用いられている。また第13図中の各
トランジスタのベースに直列接続されているベース抵抗
は、上記の各トランジスタの発振を抑えるための安定化
抵抗である。これ以後の図面においても各トランジスタ
のベース抵抗は同様の作用を有する。

以上に述べたように、増幅回路の利得設定用インピー
ダンスに直列に電圧源を接続することにより、出力の任
意の動作点を固定することができる。従って、実施例に
示したビデオ信号回路に限らず、入出力のトラッキング
特性を２点調整するシステムであれば、例えば自動制御
システムのような任意の電子制御システムに本発明は適
用できる。また、本発明を適用することにより、ビデオ
回路の白バランス調整の反復回数を大幅に削減できる。
したがって、本発明を自動白バランス調整システムの一
ブロックに適用することにより、自動調整の収束時間を
大幅に短縮したり、調整精度を向上することができる。

また、以上の実施例において用いたトランジスタがFE
Tや真空管等の能動素子に置き換えられることは言及す
るまでもないが、上記の利得設定用インピーダンスや可
変インピーダンスをFET等の電子制御可能な素子に置き
換えることも可能である。

さらに、以上の実施例に用いた少なくとも利得制御あ
るいは動作点制御のうちの一方に関係する抵抗等のイン
ピーダンス素子、あるいは能動素子を集積回路として１
チップ上に構成することにより、各素子間の整合性が確
保でき制御精度の向上が可能となる。

続いて、本発明の第２の目的を達成するための第１の
実施例を第17図に示す。第17図においては、カスコード
増幅回路の入力周波数特性に生ずる上記のトラップを排
除あるいは抑制するため、ベース接地トランジスタのベ
ースを、端子225と226の間に構成される周波数特性補償
用インピーダンス83を介してベースバイアス電圧源207
に接続している。上記の電圧源207は交流的基準点を与
える回路であれば、電圧源でなくても良い。上記の周波
数特性補償用インピーダンス83の値Z_Bに必要な条件につ
いて考えてみる。ベース接地トランジスタ227の入力イ
ンピーダンスZ_Eを解析した前述の（式５）より、式中の
ベース拡がり抵抗r_bb′を（Z_B＋r_bb′）に置き換えた場
合の入力インピーダンスZ_Eを考えると以下の事が言え
る。

（１）信号周波数f_s≫（Ｃ_πｒ_π＋Ｃ_μR_C）／（２π）
において、トランジスタ227のベース側インピーダンス
（Z_B＋r_bb′）の複素ベクトルは、＋90゜進相されると
ともに、1/β_ｏの大きさとなってトランジスタ227の入
力インピーダンスZ_Eに現れる。

（２）従って、上記のトラップが生じる可能性のある周
波数帯域において、上記のトランジスタ227のベース側
インピーダンス（Z_B＋r_bb′）を抵抗性とならないよう
にすることで、本発明の目的は達成される。従って、入
力周波数特性は、第15図に示した一点破線214のように
改善される。

（３）（式５）において、ベース・エミッタ間動作抵抗
ｒ_πを無限大にした場合にも、信号周波数f_sの条件が変
わるものの、上記（１），（２）の考察は成立する。従
って、第17図のトランジスタ227をFETや真空管に置き換
えた場合にも、本発明の実施例は適用できる。

第17図の周波数特性補償用インピーダンス83の構成例
を本発明の実施例として第18図に示す。第18図の（ａ）
と（ｂ）はいずれも、ある周波数範囲で容量性のインピ
ーダンスを示す実施例を示す。また、上記の（ａ）にお
いて抵抗232の値R_B2を、（ｂ）においては抵抗235の値R
_B3をそれぞれ零Ωとすることにより、素子のリード線の
寄生インダクタンスで決まる周波数を上限として、ある
周波数以上の領域全体において容量性インピーダンスを
実現することもできる。第18図の（ｃ）は上記の周波数
特性補償用インピーダンス83を、第17図のトランジスタ
227のベース電流が順方向電流となる向きに接続したダ
イオード237によって実現した実施例である。一般にダ
イオードの線形等価回路は抵抗コンデンサの並列回路と
なるので、ダイオード237にはSiやGeGaAs等から製造さ
れた任意の種類のダイオードのいずれを用いても良い。
また、上記のトラップ周波数frが高い場合にはショッキ
ーバリアダイオード等の高速素子を、トラップ周波数fr
が低い場合には、ダイオード237に並列容量を付加した
り、並列容量の大きなツェナーダイオードにダイオード
237を置き換える事も可能である。上記ダイオード237の
温度特性が悪影響を与える場合には、ダイオード237に
並列抵抗を付加することもできる。但し、この場合には
回路の電源投入時に第17図のベース接地トランジスタ22
7のベース電源207の立上がりが遅れた際にも、トランジ
スタ227を破壊しないよう注意する必要がある。ダイオ
ード237を、第17図に示すトランジスタ227と同等性能の
トランジスタのダイオード接続構成に置き換えることも
可能であることは言及するまでもない。ここで、第17図
に示したトランジスタ227のベース電流の方向は、信号
が高周波大振幅時に反転することもあるが、一般的にダ
イオード237のもつ時定数は比較的大きいので、ダイオ
ード237が遮断することは少ない。たとえ遮断しても、
トランジスタ227が電流駆動されている場合には、大き
な悪影響を及ぼすことは少ない。第18図（ｄ）はFDNR
（Frequency Dependent Negative Resistnce）238を
用いた、上記の周波数特性補償用インピーダンス83の実
施例である。FDNRはインピーダンスが−ω×ω×Ｍとな
るωの２次形の負性インピーダンスである。第17図に示
したように、コンデンサ25と抵抗24を介してエミッタピ
ーキングを施した場合、ピーキングによって利得が上昇
している周波数においてトランジスタ22に流れる信号電
流の位相は、＋90゜以下の範囲で進む。この進相した信
号電流がトランジスタ227のエミッタに流れ込むことに
よって、上記のトランジスタ227の入力インピーダンス
の複素ベクトルがさらに＋90゜以下進相したことに相当
する信号電圧成分がトランジスタ227のエミッタに現れ
る。従って、上記のエミッタピーキングによって利得が
上昇している周波数においては、上記の周波数特性補償
用インピーダンス83を少なくとも容量性とならないよう
にする必要がある。また、上記のエミッタピーキングが
施されていない場合のことも考えると、周波数特性補償
用インピーダンス83としては、ある周波数以上から負性
抵抗成分の表れるインピーダンスを用いることも可能と
なる。従って、第18図（ｄ）に示した実施例も可能とな
る。第18図（ｄ）においては、直流時のインピーダンス
が負性抵抗性となって回路の安定性が崩れることを防ぐ
ため、FDNR238に直列抵抗239を接続する。また、高周波
領域の合成インピーダンスにおいて、FDNR238の方が抵
抗239よりも優勢となった場合に生じる負性抵抗成分
が、何らかの悪影響を招くことも考えられる。その場合
は、FDNR238それ自体か、あるいは端子229と233の間
に、さらにもう一つの並列抵抗を付加する方法も有効と
なる。ここで、FDNR238は高速な能動素子を用いた回路
によっても実現できる。同様に、高周波において負性抵
抗成分が生じるもう一つの実施例を第18図（ｅ）に示
す。第18図（ｅ）に示す実施例に用いられているFDNC
（Frequency Dependent Negative Conductance）240
はインピーダンスが−1/（ω×ω×Ｄ）となる。直流時
のインピーダンスが負性抵抗性となることを防ぐ必要が
ある場合には、FDNC240に並列に抵抗241を付加する。ま
た高周波におけるインピーダンスが負性抵抗性となるこ
とを防ぐ場合にはFDNC240に対してか、あるいは周波数
特性補償用インピーダンス83に対して直列に抵抗を接続
する。第18図の（ｄ）と（ｅ）の両実施例とも負性イン
ピーダンスを実現する点は共通である。しかし、第18図
（ｅ）の方が、その負性インピーダンスと上記の入力イ
ンピーダンスZ_Eの大きさが周波数の上昇に伴って減少
し、上記のミラー効果自体が抑えられる点において実用
に適している。

第19図に本発明のさらにもう一つの実施例を示す。第
19図に示す回路においては、抵抗244と245,247とコンデ
ンサ246から成る回路網によって、ベース接地トランジ
スタ227の等価バイアス電圧源252と周波数特性補償用イ
ンピーダンスを構成する251と249,250を等価的に実現し
ている。第19図に示す回路の周波数特性補償用等価イン
ピーダンスは、第18図の（ｂ）の構成に相当する。

第18図の（ｃ）に示したダイオード237が、ベース接
地トランジスタ227の上記の逆方向ベース電流によって
遮断することがないようにして、安定した周波数特性補
償を可能とした実施例を第20図に示す。第20図において
は、上記の逆方向ベース電流が問題とならない程度の値
となるバイアス電流をダイオード254に流している。抵
抗256は、上記バイアス電流を設定するためのバイアス
抵抗である。そして、このダイオード254を結合コンデ
ンサ255を介してトランジスタ227のベースに接続してい
る。抵抗242はトランジスタ227に直接ベース電流を供給
するとともに、そのベース電位をバイアス電圧源207の
電圧V_BBに設定している。また、ダイオード254を可変容
量ダイオード等に置き換えて、その容量制御を行うこと
によって、上記の周波数特性の制御も可能となる。その
場合の応用例としては、除去すべき任意の不要信号の周
波数に上記のトラップ周波数frを制御して合わせること
等が考えられる。

以上のカスコード増幅回路に関する実施例において
は、ベース接地トランジスタに流れる信号電流の位相が
入力信号電圧の位相に対して90゜以下の範囲にある場合
のみを考慮してきた。上記の信号電流の位相に依らず、
常に周波数特性を補償することができる実施例を第21図
に示す。第21図においては、ベース接地トランジスタ22
7に流れる信号電流i_sに対して位相反転した電流（−
i_s）の流れるベース接地トランジスタ257のエミッタ電
圧によって、上記ベース接地トランジスタ227のベース
をバイアスしている。こうすることにより、トランジス
タ227のエミッタに現れる信号電圧はトランジスタ257の
エミッタに現れた逆相信号電圧によって相殺される。上
記の周波数特性補償用トランジスタ257には、ベース接
地トランジスタと同等の特性をもつ素子を用いることが
最適といえるが、上記の悪影響を及ぼすトラップ周波数
frにおいて誘導性の入力インピーダンスを示す素子であ
れば、全ての素子が適用可能である。従って、上記の逆
相信号電流（−i_s）の大きさや位相には大きな自由度が
あり、必ずしも正確に反転信号を得る必要はない。ま
た、上記の条件を満たす範囲であれば、上記の周波数特
性補償用トランジスタ257のコレクタ電圧源259の電圧値
は自由に設定できる。従って、トランジスタ257のベー
ス・コレクタ間を短絡してダイオード接続構成とするこ
とも可能であり、任意のダイオードに上記の逆相信号を
流して周波数特性補償をすることもできる。

次に、第21図に示した信号電流源260と261を差動増幅
回路を用いて実現した場合の実施例を第22図に示す。第
22図において、入力信号電圧源1vの信号は差動トランジ
スタ22と264のベース間に加えられた後、抵抗266に印加
され、信号電流274に変換されてベース接地トランジス
タ227と周波数特性補償用トランジスタ257に互いに逆相
の関係を保って流れ込む。コンデンサ268と272はエミッ
タピーキング用に用いられ、コンデンサ271と抵抗270は
トランジスタ22と264の熱的時定数に起因する過渡応答
時の歪を補償する。上記のエミッタピーキングによって
得られるピーキング電流も、トランジスタ227と257の間
で逆相とした方が良い事は言及するまでもない。また、
トランジスタ257のベースをバイアスするツェナーダイ
オード262の温度特性を適当に設定することで、トラン
ジスタ227のバイアス電圧を温度補償することができ
る。さらに、差動回路のバイアス抵抗269と265を定電流
化することによって、各トランジスタに流れるバイアス
電流の温度ドリフトを抑制できることも自明である。続
いて、互いに逆相の信号電流を発生する増幅回路を組み
合わせて構成した実施例を第23図に示す。第23図におい
て信号電圧源1vはカスコード増幅回路を構成するエミッ
タ接地トランジスタ22のベースと、逆相信号電流を得る
ためのエミッタフォロワ回路を構成するトランジスタ27
6のベースに接続されている。そして、ピーキング素子2
67と268と269と279のそれぞれを適宜に設定して、トラ
ンジスタ22と276のエミッタピーキング特性を概ねそろ
えることによって、周波数特性補償用のダイオード282
に、トランジスタ227に流れる信号電流を反転した逆相
信号電流を流している。ダイオード282を、抵抗とコイ
ルの直列回路等に置き換えられることは言及するまでも
ない。また、周波数特性補償用素子としてダイオード28
2を用いたことにより、バイアス電圧源259からバイアス
抵抗283を介して流れる電流と比較して、無視出来ない
ほどに大きな上記の逆相信号電流がツェナーダイオード
262に流れようとする。コンデンサ284は、この逆相信号
電流をバイパスする働きを有する。そして、この実施例
における、もう一つの大きな特徴は、逆相信号電流を得
るためのトランジスタ276が、上記のごとくエミッタフ
ォロワ回路を構成するため、トランジスタ276の入力に
おいてもミラー効果を抑えられることである。

以上において説明した、本発明の第２の目的を達成し
得る実施例においては、いずれもトランジスタ等の比較
的高価な半導体素子の追加を必要とした。もう少し安価
な素子を追加することで上記の目的を達成できる実施例
を第24図に示す。第24図においては、ダンピング抵抗28
7と285の少なくとも一方を用いることによって、ベース
接地トランジスタ227の入力インピーダンスに含まれる
インダクタンス成分のＱを抑制している。従って上記の
共振時のＱをダンピングすることができる。また、コン
デンサ288と286はそれぞれ上記のダンピング抵抗287と2
85に直流電流を流さない作用を有している。しかし、上
記の直流電流が比較的に小さく、その阻止が不要の場合
は、上記のコンデンサ288と286を短絡して削除すること
もできる。

第24図に示した構成を用いずに上記のＱダンピングを
施す実施例としては、トランジスタ22に生ずるミラー効
果が問題とならない値に低減された抵抗を、トランジス
タ227のエミッタに直列接続する方法も考えられる。ま
た、ベース接地トランジスタ複数を並列駆動して、ベー
ス接地増幅回路の入力インピーダンスを並列化すること
によって、上記のトラップ周波数frを信号帯域外に排除
することも可能である。

以上、カスコード増幅回路の入力周波数特性に生ずる
トラップを排除、あるいは抑制し得る実施例について説
明した。上記の実施例に用いられていた種々の周波数特
性補償用インピーダンスを可変とすることによって、増
幅回路の、あるいはそれを含めた信号処理システム全体
の周波数特性を可変とすることができる。また、上記の
周波数特性補償用インピーダンスとベース接地トランジ
スタ、あるいはカスコード増幅回路を構成するエミッタ
接地トランジスタ等のうちの少なくとも２素子を集積回
路の１チップ上に構成することにより、両者の整合性が
確保され、上記の周波数特性補償精度が向上することは
言うまでもない。

次に、可変利得増幅回路の制御に適し、制御電圧の温
度係数が制御電圧に応じて変化する制御回路の実施例を
第26図に示す。第26図に示される制御回路299の入力端
子295には制御信号源294が接続され、その出力端子297
と298の間の電圧300が可変利得増幅回路301の利得制御
電圧となる。上記の制御回路299の内部には、入力され
た制御信号に応じて制御電圧を出力し、入力制御信号に
応じて制御電圧の温度係数が変化する制御電圧・温度係
数可変回路296と基準電圧源91が含まれる。また、可変
利得増幅回路301は、信号電流源323と信号電流isの分流
する差動対トランジスタ93と94、i_sの分流比を可変する
ことで振幅制御された信号電流を出力信号電圧に変換す
るための抵抗96によって構成される。コレクタ抵抗292
は差動対を構成するトランジスタ93と94の消費電力の大
きさを出来るだけ等しくして、制御精度の向上を図るた
めに用いられている。第26図に示した実施例を用いるこ
とにより、制御電圧300の値ΔV_Bの温度係数を第25図に
示した特性293のように設定することができ、利得制御
の際の温度安定性が向上する。但し、第26図においては
制御回路299内に示されている基準電圧源91が、制御回
路299の外部に存在していても、あるいは可変利得増幅
回路301内に含まれていても構わない。さらには、可変
利得増幅回路301内の差動対をなすトランジスタ93と94
が、FET等のバイポーラトランジスタ以外の能動素子を
用いて構成されていて、制御電圧300の値ΔV_Bに必要と
なる温度係数が異なっていても、本実施例は適用可能で
ある。また、制御回路299の制御対象が可変利得増幅回
路に限定されないことは、言うまでもない。従って、本
発明の制御回路299から出力される制御電圧300の温度ド
リフト量を検出して、温度検出システムを構成すること
も可能である。

続いて、制御回路299の他の実施例を第27図に示す。
第27図においては基準電圧源91によって、制御回路299
内のトランジスタ303のベースと、可変利得増幅回路301
内の差動対を成すトランジスタ94のベースがバイアスさ
れている。制御電圧源294からの制御信号V_CONによって
制御される電流源306の電流は、トランジスタ303とダイ
オード接続構成のトランジスタ304に分流する。ところ
が、トランジスタ304に流れる電流は電流源305によって
一定化されているため、電流源306の上記電流制御によ
ってトランジスタ303の電流もある一定値に制御され
る。従って、トランジスタ303と304の電流比が一定化さ
れると同時に、トランジスタ94と93の分流比も上記の電
流比と同じ比に制御され、温度ドリフトは相殺される。
また、電流源305の電流を制御することによっても、上
記と同様の制御動作が得られることは言及するまでもな
い。可変利得増幅回路301内のトランジスタ310は、信号
源１の信号電圧を信号電流に変換して、上記トランジス
タ93と94に流す働きをしている。

制御回路299のもう一つの実施例を第28図に示す。第2
8図においては、制御信号V_CONが制御回路299内のトラン
ジスタ303のベースに入力され、トランジスタ303と304
の電流比が制御される。つまり、例えば制御信号V_CONが
高くなった場合には、抵抗313に加わる電圧は小さくな
ってトランジスタ304に流れる電流は減少する。また、
この時に抵抗315に加わる電圧が大きくなることから、
トランジスタ303に流れる電流は増加する。トランジス
タ312とダイオード314は、トランジスタ303と304の消費
電力の差を低減させる働きをしている。従って、トラン
ジスタ303と304のコレクタ電圧の差が比較的に小さく抑
えられ、必要な制御精度が確保できる場合には、ダイオ
ード314を抵抗に置き換えたり、短絡して削除すること
もできる。また、そのような場合には同様に、トランジ
スタ312を削除して、303のコレクタを電源302に接続で
きることは言うまでもない。ツェナーダイオード316
は、トランジスタ303と304の電流に生じる温度ドリフト
に起因して生ずる、これらの電流比の温度ドリフトを補
償する。さらに、上記のツェナーダイオード316の温度
特性を適当に選ぶことにより、上記の電流比に所望の温
度ドリフトを発生させることもできる。例えば、第28図
に示すように可変利得増幅回路301の制御端子が単一
で、差動制御電圧発生回路319を介して、内部の差動対
トランジスタ93と94を制御しなければならない場合は、
トランジスタ93と94の分流比が温度補償されるように、
制御回路299内の増幅回路317の出力動作点と利得を調整
する。その際の調整方法例としては、まず、制御回路29
9内のトランジスタ303と304の電流比を１対１に設定し
て制御電圧の温度係数を零として、可変利得増幅回路30
1内の作動対トランジスタ93と94の分流比も１対１とな
るように上記の増幅回路317の出力動作点を調整する。
次に、可変利得増幅回路301の利得可変量を最大に設定
した点において温度ドリフトが生じないように、上記の
増幅回路317の利得を調整したり、抵抗315や313の抵抗
値を調整する。

以上、可変利得増幅回路の制御に適した制御回路の実
施例について説明したが、本発明の制御回路とこれによ
って制御される可変利得増幅回路のそれぞれの少なくと
も１部分を同一チップ上に構成して集積回路とすること
により、回路の温度安定性がさらに向上することは言う
までもない。

最後に、これまでに説明してきた本発明の実施例に用
いられている全ての能動素子は、トランジスタだけでな
くFETや真空管等に置き換え可能である。また、能動素
子の極性を反転することも可能である。

［発明の効果］（１）本発明によれば、利得を可変した場合において
も、入出力信号の関係が保存される動作点が一点は存在
する増幅回路を提供することができる。従って、本発明
をビデオ増幅回路に適用することにより、白バランス調
整の調整時間を大幅に短絡でき、調整精度を向上でき
る。

（２）本発明によれば、カスコード増幅回路の入力にお
ける周波数特性に発生するトラップを排除あるいは抑制
することができる。従って、本発明を用いることによ
り、カスコード増幅回路の広帯域特性を充分に活用する
ことができる。

（３）本発明によれば、可変利得増幅回路の利得制御の
ために、電圧依存性のある温度係数を有する制御電圧が
必要な場合にも、この制御電圧を供給することができ
る。従って、本発明を可変利得増幅回路の制御回路に適
用することによって、可変利得増幅回路の温度安定性を
向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図は第
１図に示した実施例における入出力特性を示す特性図、
第３図は従来のビデオ増幅回路を示す回路図、第４図は
第３図に示した従来例における入出力特性を示す特性
図、第５図は本発明の第２実施例を示す回路図、第６図
は本発明の第３実施例を示す回路図、第７図は本発明の
第４実施例を示す回路図、第８図は本発明の第５実施例
を示す回路図、第９図は本発明の実施例を適用し得るビ
デオ信号回路を示した全体ブロック図、第10図は本発明
の第６実施例を示す回路図、第11図は本発明の第７実施
例を示す回路図、第12図は本発明の第８実施例を示す回
路図、第13図は本発明の第９実施例を適用したビデオ信
号回路を示した全体回路図、第14図は従来のカスコード
増幅回路を示す回路図、第15図は第14図に示した従来回
路の入力における周波数特性を示す特性図、第16図は解
析に用いたトランジスタの等価回路を示す回路図、第17
図は本発明の第10実施例を示す回路図、第18図は本発明
の第11実施例から第15実施例を列挙して示した回路図、
第19図は本発明の第16実施例を示す回路図、第20図は本
発明の第17実施例を示す回路図、第21図は本発明の第18
実施例を示す回路図、第22図は本発明の第19実施例を示
す回路図、第23図は本発明の第20実施例を示す回路図、
第24図は本発明の第21実施例を示す回路図、第25図は一
般的な可変利得増幅回路を示した回路図、第26図は本発
明の第22実施例を示す回路図、第27図は本発明の第23実
施例を示す回路図、第28図は本発明の第24実施例を示す
回路図である。符号の説明２……ビデオ増幅回路４……受像管６……ドライブ制御回路 23……ドライブ調整用可変抵抗 29……出力動作点固定用電圧源 83……周波数特性補償用インピーダンス

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ベースに入力された信号を増幅してコレク
タから出力するトランジスタを含む可変利得増幅回路
と、能動素子を含む電圧発生手段と、前記トランジスタの利
得を制御するための可変インピーダンス手段とが直列に
接続された回路ブロックとを備え、前記回路ブロックが、所定電圧を与える電圧源と前記ト
ランジスタのエミッタとの間に接続されていることを特
徴とする増幅回路。
【請求項２】前記電圧発生手段は、前記可変利得増幅回
路の動作点固定用の電圧源であることを特徴とする請求
項１に記載の増幅回路。
【請求項３】第１のトランジスタを含み、入力信号を信
号電流に変換する第１変換回路と、第２のトランジスタ
を含み、前記前記第１変換回路からの信号電流を増幅す
る第２変換回路と、該第２変換回路からの出力電流が供
給されることにより増幅された信号電圧を発生して出力
に与える可変インピーダンス手段と、該可変インピーダ
ンス手段に直列に接続された電圧発生手段とを備えるこ
とを特徴とする増幅回路。
【請求項４】前記可変インピーダンス手段と前記電圧発
生手段が直列接続された回路に、インピーダンス素子を
並列接続したことを特徴とする請求項３に記載の増幅回
路。
【請求項５】前記可変インピーダンス手段と前記電圧発
生手段が直列接続された回路に、定電流源回路を並列接
続したことを特徴とする請求項３に記載の増幅回路。
【請求項６】前記第１のトランジスタのベースが入力信
号源に接続され、該第１のトランジスタのコレクタが前
記可変インピーダンス手段と前記電圧発生手段との接続
部に接続され、該第１のトランジスタのエミッタが前記
第２のトランジスタのエミッタに接続され、該第２のト
ランジスタのコレクタが前記可変インピーダンス手段及
び前記出力に接続されていることを特徴とする請求項３
に記載の増幅回路。
【請求項７】前記電圧発生手段が抵抗を含むことを特徴
とする請求項３に記載の増幅回路。
【請求項８】ベース接地のトランジスタを含む増幅回路
において、前記トランジスタのベース端子に、所定の周
波数範囲で容量性インピーダンスを示す周波数特性補償
用インピーダンスを接続し、該周波数特性補償用インピ
ーダンスと直列に、所定電圧を与える回路を接続したこ
とを特徴とする増幅回路。
【請求項９】前記周波数特性補償用インピーダンスは、
負性インピーダンスであることを特徴とする請求項８に
記載の増幅回路。
【請求項１０】ベース接地の第１及び第２のトランジス
タを有し、該第１トランジスタのベースに該第２のトラ
ンジスタのエミッタを接続し、前記第１のトランジスタ
のエミッタに第１の電流源を接続し、前記第２のトラン
ジスタに、該第１の電流源によって前記第１のトランジ
スタのエミッタに流れる電流と逆相の電流を、前記第２
のトランジスタに供給するための第２の電流源を接続し
たことを特徴とする増幅回路。
【請求項１１】前記第２トランジスタはダイオードとし
て配置されていることを特徴とする請求項10に記載の増
幅回路。
【請求項１２】利得と出力直流レベルを変化させること
により入出力伝達特性を制御できるビデオ増幅回路にお
いて、ビデオ信号を入力し、制御信号によって前記ビデオ増幅
回路の利得を変化させることができる可変利得増幅回路
の出力に、前記ビデオ増幅回路の出力直流レベルを変化
させることができるクランプ回路を接続し、前記クランプ回路の出力を受像管に接続し、前記ビデオ増幅回路の目標とする入出力伝達特性を実現
すべく、予め前記クランプ回路を制御して設定した前記
入出力伝達特性上の任意の動作点が、前記可変利得増幅
回路を制御して前記ビデオ増幅回路の利得を変化させた
際にも固定されるように、前記可変利得増幅回路の制御により前記ビデオ増幅回路
の利得を変化させると共に、前記クランプ回路の制御に
より前記ビデオ増幅回路の出力直流レベルを変化させる
ことを特徴とするビデオ増幅回路。
【請求項１３】利得と出力直流レベルを変化させること
により入出力伝達特性を制御して白バランス調整を行う
ことのできると共に、前記利得を可変させた際にも、前
記入出力伝達特性上の任意の動作点が固定されるビデオ
増幅回路において、ビデオ信号を入力し、前記ビデオ増幅回路の利得を変化
させることができる可変利得増幅回路と、前記ビデオ増
幅回路の出力直流レベルを変化させることができるカッ
トオフ調整回路とを備え、前記可変利得増幅回路を制御し前記ビデオ増幅回路の利
得をほぼ零に設定した状態において、前記ビデオ増幅回
路の出力直流レベルを変化させカットオフ調整を行い、次に、前記可変利得増幅回路を制御することによりドラ
イブ調整を行うことによって、前記カットオフ調整と前
記ドライブ調整との反復調整せずとも白バランス調整を
行うことを特徴とするビデオ増幅回路。
【請求項１４】映像信号を増幅する増幅素子を含むビデ
オ増幅回路と、該ビデオ増幅回路の増幅素子の利得を制
御して映像信号の振幅を調整するドライブ調整回路と、
該ドライブ調整回路により振幅が調整された映像信号の
直流レベルを制御するカットオフ調整回路とを備え、前
記ドライブ調整回路及び前記カットオフ調整回路を制御
することにより白バランス調整を行うように構成された
ディスプレイ装置において、前記ドライブ調整回路は、前記ビデオ増幅回路の増幅素
子にその一端が接続され、該増幅素子の利得を調整する
ための可変インピーダンス手段を含み、該可変インピー
ダンス手段の他端に、該増幅素子に所定の動作点を与え
るための電圧発生手段を直列接続したことを特徴とする
ディスプレイ装置。
【請求項１５】前記ビデオ増幅回路の増幅素子は、ベー
スに入力された映像信号を増幅してコレクタから出力す
るトランジスタであって、該トランジスタのエミッタ
に、前記可変インピーダンス手段の一端を接続したこと
を特徴とする請求項14に記載のディスプレイ装置。