JP3061050B1 - 圧電トランスインバ―タ - Google Patents
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- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 26
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 26
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000010365 information processing Effects 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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Abstract
【要約】
【課題】 広い入力電圧範囲及び広い出力電流範囲で動
作させることができ、広い調光範囲を実現でき、全ての
動作流域において高効率を維持でき、輝度の安定化を図
り得る圧電トランスインバータを提供する。 【解決手段】 誘導性素子Ｌ１，Ｌ２、スイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３及び位相駆動回路２ａを有し、入力された
交流電圧を該交流電圧よりも低い略一定周波数の交流電
圧に変換し、圧電トランス１に出力する圧電トランス駆
動手段２と、スイッチング素子Ｑ２またはＱ３の制御駆
動信号と、圧電トランス１の出力電流または出力電圧と
の間の位相差を検出し、該位相差に応じた制御電圧を出
力する位相差検出手段４と、制御電圧に基づく周波数の
パルス電圧信号を圧電トランス駆動手段２の位相駆動回
路に出力する周波数制御回路５とを備える、圧電トラン
スインバータ。
作させることができ、広い調光範囲を実現でき、全ての
動作流域において高効率を維持でき、輝度の安定化を図
り得る圧電トランスインバータを提供する。 【解決手段】 誘導性素子Ｌ１，Ｌ２、スイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３及び位相駆動回路２ａを有し、入力された
交流電圧を該交流電圧よりも低い略一定周波数の交流電
圧に変換し、圧電トランス１に出力する圧電トランス駆
動手段２と、スイッチング素子Ｑ２またはＱ３の制御駆
動信号と、圧電トランス１の出力電流または出力電圧と
の間の位相差を検出し、該位相差に応じた制御電圧を出
力する位相差検出手段４と、制御電圧に基づく周波数の
パルス電圧信号を圧電トランス駆動手段２の位相駆動回
路に出力する周波数制御回路５とを備える、圧電トラン
スインバータ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いて負荷を駆動するための圧電トランスインバータに関
し、例えば冷陰極管などの放電管の点灯及び輝度調整に
用いることができる圧電トランスインバータに関する。
いて負荷を駆動するための圧電トランスインバータに関
し、例えば冷陰極管などの放電管の点灯及び輝度調整に
用いることができる圧電トランスインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、バックライト付液晶ディスプレイ
装置が広く用いられている。このバックライトの光源と
しては、冷陰極管などの蛍光管が用いられている。
装置が広く用いられている。このバックライトの光源と
しては、冷陰極管などの蛍光管が用いられている。
【０００３】蛍光管の点灯には、高電圧の交流電圧を印
加する必要がある。また、ノートパソコンなどの携帯型
情報処理装置の入力電源としては、バッテリー及びＡＣ
アダプターの併用が一般的である。従って、上記蛍光管
を点灯するには、低電圧の直流電圧を蛍光管の点灯を可
能とする高圧の交流電圧に変換する必要がある。従来、
このような蛍光管点灯装置として、電磁トランスを用い
たＤＣ／ＡＣインバータが用いられてきた。
加する必要がある。また、ノートパソコンなどの携帯型
情報処理装置の入力電源としては、バッテリー及びＡＣ
アダプターの併用が一般的である。従って、上記蛍光管
を点灯するには、低電圧の直流電圧を蛍光管の点灯を可
能とする高圧の交流電圧に変換する必要がある。従来、
このような蛍光管点灯装置として、電磁トランスを用い
たＤＣ／ＡＣインバータが用いられてきた。
【０００４】しかしながら、近年、小型化、高効率化及
び安全性の向上を図るために、電磁トランスに代えて圧
電トランスを用いた圧電トランスインバータが用いられ
ている。
び安全性の向上を図るために、電磁トランスに代えて圧
電トランスを用いた圧電トランスインバータが用いられ
ている。
【０００５】圧電トランスインバータでは、負荷に対す
る出力電圧や出力電流が所望の値となるように制御する
必要がある。このような制御方法として、圧電トランス
の入出力間の位相差の周波数特性に着目した、位相差一
定制御方式が知られている。
る出力電圧や出力電流が所望の値となるように制御する
必要がある。このような制御方法として、圧電トランス
の入出力間の位相差の周波数特性に着目した、位相差一
定制御方式が知られている。
【０００６】例えば、特開平９−２３７６８４号公報に
は、圧電トランスの入力電圧と、圧電トランスの出力電
圧との間の位相差を検出し、位相差が所定の値となるよ
うに周波数制御し、かつ管電流を検出し、管電流が所望
の値に維持されるように圧電トランスを駆動するため
に、圧電トランスを駆動するパルス電圧信号を制御する
方法が開示されている。
は、圧電トランスの入力電圧と、圧電トランスの出力電
圧との間の位相差を検出し、位相差が所定の値となるよ
うに周波数制御し、かつ管電流を検出し、管電流が所望
の値に維持されるように圧電トランスを駆動するため
に、圧電トランスを駆動するパルス電圧信号を制御する
方法が開示されている。
【０００７】また、特開平８−１４９８５０号公報に
は、同じく、圧電トランスの入力電圧と圧電トランスの
出力電圧との位相差を検出し、位相差が所望の値になる
ように周波数制御する方法が開示されている。上述した
特開平９−２３７６８４号に記載の方法では、圧電トラ
ンスの駆動周波数より高い周波数のデューティ比を制御
してなるパルス電圧が圧電トランス駆動部に供給されて
いるのに対し、特開平９−２３７６８４号公報では、圧
電トランスの駆動周波数よりも低い周波数で圧電トラン
スが間欠的に駆動されている。
は、同じく、圧電トランスの入力電圧と圧電トランスの
出力電圧との位相差を検出し、位相差が所望の値になる
ように周波数制御する方法が開示されている。上述した
特開平９−２３７６８４号に記載の方法では、圧電トラ
ンスの駆動周波数より高い周波数のデューティ比を制御
してなるパルス電圧が圧電トランス駆動部に供給されて
いるのに対し、特開平９−２３７６８４号公報では、圧
電トランスの駆動周波数よりも低い周波数で圧電トラン
スが間欠的に駆動されている。
【０００８】他方、特開平９−２１９２９２号公報に
は、圧電トランスの入力電圧と、管電流を電圧変換して
得られた検出電圧の位相差を検出し、該位相差が所定の
値になるように周波数制御する方法が開示されている。
は、圧電トランスの入力電圧と、管電流を電圧変換して
得られた検出電圧の位相差を検出し、該位相差が所定の
値になるように周波数制御する方法が開示されている。
【０００９】また、特開平９−１９９２８９号公報に
は、圧電トランスの入力電圧と、圧電トランスの出力電
圧の位相差を検出し、該位相差が所望の値になるように
周波数制御する方法が開示されている。特開平９−２１
９２９２号公報及び特開平９−１９９２８９号公報に記
載の制御方法は、いずれも上記周波数制御を行うだけで
あり、圧電トランスを駆動するパルス電圧信号のパルス
幅の制御やバースト制御については開示されていない。
は、圧電トランスの入力電圧と、圧電トランスの出力電
圧の位相差を検出し、該位相差が所望の値になるように
周波数制御する方法が開示されている。特開平９−２１
９２９２号公報及び特開平９−１９９２８９号公報に記
載の制御方法は、いずれも上記周波数制御を行うだけで
あり、圧電トランスを駆動するパルス電圧信号のパルス
幅の制御やバースト制御については開示されていない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の圧電ト
ランスインバータにおける位相差一定制御方式では、い
ずれも、位相差を検出する信号の一方が、圧電トランス
の入力電圧波形である。圧電トランスの入力電圧波形
は、圧電トランスを効率良く駆動するために、通常、正
弦波もしくは正弦波に近い波形である。
ランスインバータにおける位相差一定制御方式では、い
ずれも、位相差を検出する信号の一方が、圧電トランス
の入力電圧波形である。圧電トランスの入力電圧波形
は、圧電トランスを効率良く駆動するために、通常、正
弦波もしくは正弦波に近い波形である。
【００１１】また、上記正弦波は、何らかのＬＣ共振に
より発生されており、圧電トランスの入力容量を共振子
の容量として利用することが多い。図１２は、圧電トラ
ンスの代表的な等価回路を示す。圧電トランスでは、等
価入力容量は、周波数、負荷、入力電圧、温度などの様
々なファクターにより大きく変動する。
より発生されており、圧電トランスの入力容量を共振子
の容量として利用することが多い。図１２は、圧電トラ
ンスの代表的な等価回路を示す。圧電トランスでは、等
価入力容量は、周波数、負荷、入力電圧、温度などの様
々なファクターにより大きく変動する。
【００１２】図１３は、圧電トランスの入力容量及び入
力インピーダンスの周波数依存性を示す図である。図１
３から明らかなように、周波数によって、入力容量が大
きく変化することがわかる。また、前述したように、周
波数だけでなく、負荷、入力電圧及び温度等によっても
上記入力容量は大きく変化する。
力インピーダンスの周波数依存性を示す図である。図１
３から明らかなように、周波数によって、入力容量が大
きく変化することがわかる。また、前述したように、周
波数だけでなく、負荷、入力電圧及び温度等によっても
上記入力容量は大きく変化する。
【００１３】従って、上述した各種パラメータの変動に
より、圧電トランスの入力電圧波形には、歪みが生じが
ちであり、かつ圧電トランスの入力電圧波形では、周期
や波高値が大きく変動する。
より、圧電トランスの入力電圧波形には、歪みが生じが
ちであり、かつ圧電トランスの入力電圧波形では、周期
や波高値が大きく変動する。
【００１４】よって、圧電トランスの入力電圧波形から
純粋な位相差検出信号を取り出すことは非常に困難であ
る。また、バースト調光を行う場合などにおいては、圧
電トランスの駆動周波数以下の周波数でインバータを間
欠動作させる必要があり、このような場合、バーストオ
フの期間では、圧電トランスの入力電圧波形が発生しな
いため、入力電圧波形から位相差検出信号を取り出すこ
とはできない。
純粋な位相差検出信号を取り出すことは非常に困難であ
る。また、バースト調光を行う場合などにおいては、圧
電トランスの駆動周波数以下の周波数でインバータを間
欠動作させる必要があり、このような場合、バーストオ
フの期間では、圧電トランスの入力電圧波形が発生しな
いため、入力電圧波形から位相差検出信号を取り出すこ
とはできない。
【００１５】上記特開平９−２１９２９２号公報や特開
平９−１９９２８９号公報では、位相差が一定となるよ
うに周波数制御が行われている。しかしながら、位相差
が周波数にほぼ依存しているため、位相差が一定になる
ように制御することにより、周波数も一定となり、入力
電圧範囲が、例えば７〜２０Ｖのように広い場合には、
管電流は入力電圧にほぼ比例して増減することになる。
従って、蛍光管の輝度が管電流にほぼ比例しているた
め、上記入力電圧の変動により輝度が不安定になるとい
う問題があった。
平９−１９９２８９号公報では、位相差が一定となるよ
うに周波数制御が行われている。しかしながら、位相差
が周波数にほぼ依存しているため、位相差が一定になる
ように制御することにより、周波数も一定となり、入力
電圧範囲が、例えば７〜２０Ｖのように広い場合には、
管電流は入力電圧にほぼ比例して増減することになる。
従って、蛍光管の輝度が管電流にほぼ比例しているた
め、上記入力電圧の変動により輝度が不安定になるとい
う問題があった。
【００１６】また、特開平９−２３７６８４号公報で
は、入力電圧の変動に対し、圧電トランスを駆動する部
分で出力される発振パルス電圧信号の電力の調整を行う
ことにより、圧電トランス入力電圧の安定化が図られて
いる。しかしながら、調光は、圧電トランス平均入力電
圧の制御により管電流を連続的に制御することにより行
われている。従って、１０〜１００％のように調光範囲
が広い調光を行う場合には、上記制御方法を用いること
はできなかった。すなわち、冷陰極管の管電流規格は、
２〜５ｍＡｒｍｓなどの狭い範囲となっており、輝度が
管電流にほぼ比例するため、管電流を連続的に制御する
調光方法では、調光範囲を広くすることは非常に困難で
ある。
は、入力電圧の変動に対し、圧電トランスを駆動する部
分で出力される発振パルス電圧信号の電力の調整を行う
ことにより、圧電トランス入力電圧の安定化が図られて
いる。しかしながら、調光は、圧電トランス平均入力電
圧の制御により管電流を連続的に制御することにより行
われている。従って、１０〜１００％のように調光範囲
が広い調光を行う場合には、上記制御方法を用いること
はできなかった。すなわち、冷陰極管の管電流規格は、
２〜５ｍＡｒｍｓなどの狭い範囲となっており、輝度が
管電流にほぼ比例するため、管電流を連続的に制御する
調光方法では、調光範囲を広くすることは非常に困難で
ある。
【００１７】また、特開平８−１４９８５０号公報で
は、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で圧電ト
ランスを間欠的に駆動することにより、管電流を可視周
波数以上の周波数でオン／オフすることにより調光が実
現されている。例えば、オン／オフ比を１０〜１００％
とし、それによって１０〜１００％の調光範囲が実現さ
れている。
は、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で圧電ト
ランスを間欠的に駆動することにより、管電流を可視周
波数以上の周波数でオン／オフすることにより調光が実
現されている。例えば、オン／オフ比を１０〜１００％
とし、それによって１０〜１００％の調光範囲が実現さ
れている。
【００１８】しかしながら、特開平８−１４９８５０号
公報に記載の先行技術においても、上記と同様に、入力
電圧が７〜２０Ｖのように広い場合には、管電流オン時
の管電流が入力電圧にほぼ比例して増減する。従って、
入力電圧の変動により輝度が不安定になるという問題が
あった。
公報に記載の先行技術においても、上記と同様に、入力
電圧が７〜２０Ｖのように広い場合には、管電流オン時
の管電流が入力電圧にほぼ比例して増減する。従って、
入力電圧の変動により輝度が不安定になるという問題が
あった。
【００１９】本発明の目的は、上述した従来技術の欠点
を解消し、広い入力電圧範囲及び広い出力電流範囲で動
作させることができ、かつ広い調光範囲を実現すること
ができ、全ての動作領域において高い効率を維持でき、
輝度の安定化を図り得る圧電トランスインバータを提供
することにある。
を解消し、広い入力電圧範囲及び広い出力電流範囲で動
作させることができ、かつ広い調光範囲を実現すること
ができ、全ての動作領域において高い効率を維持でき、
輝度の安定化を図り得る圧電トランスインバータを提供
することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、圧電トランス
を用いて負荷を駆動するための圧電トランスインバータ
であって、入力電極と出力電極とを有し、入力電極間に
印加された交流電圧を昇圧し、出力電極に接続された負
荷に昇圧された交流電圧を供給する圧電トランスと、前
記圧電トランスを駆動するために圧電トランスに接続さ
れており、誘導性素子、スイッチング素子及び該スイッ
チング素子を駆動するパルス電圧信号が入力される位相
駆動回路を有し、入力された交流電圧を該交流電圧より
も低い略一定周波数の交流電圧に変換し、圧電トランス
に出力する圧電トランス駆動手段と、前記スイッチング
素子のオン／オフを制御する駆動信号と、圧電トランス
の出力電流または出力電圧との間の位相差を検出し、該
位相差に応じた制御電圧を出力する位相差検出手段と、
位相差が所望の値となるように、位相差検出手段から与
えられた制御電圧に基づいて、位相差を制御するための
周波数のパルス電圧信号を前記圧電トランス駆動手段の
位相駆動回路に出力する周波数制御手段とを備えること
を特徴とする。
を用いて負荷を駆動するための圧電トランスインバータ
であって、入力電極と出力電極とを有し、入力電極間に
印加された交流電圧を昇圧し、出力電極に接続された負
荷に昇圧された交流電圧を供給する圧電トランスと、前
記圧電トランスを駆動するために圧電トランスに接続さ
れており、誘導性素子、スイッチング素子及び該スイッ
チング素子を駆動するパルス電圧信号が入力される位相
駆動回路を有し、入力された交流電圧を該交流電圧より
も低い略一定周波数の交流電圧に変換し、圧電トランス
に出力する圧電トランス駆動手段と、前記スイッチング
素子のオン／オフを制御する駆動信号と、圧電トランス
の出力電流または出力電圧との間の位相差を検出し、該
位相差に応じた制御電圧を出力する位相差検出手段と、
位相差が所望の値となるように、位相差検出手段から与
えられた制御電圧に基づいて、位相差を制御するための
周波数のパルス電圧信号を前記圧電トランス駆動手段の
位相駆動回路に出力する周波数制御手段とを備えること
を特徴とする。
【００２１】好ましくは、直流電源と前記圧電トランス
駆動手段との間に接続されており、直流電源から供給さ
れる直流電圧を、直流または圧電トランス駆動周波数以
上の周波数でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、
圧電トランス駆動手段に出力される平均電圧が一定値と
なるように制御する駆動電圧制御手段がさらに備えられ
る。
駆動手段との間に接続されており、直流電源から供給さ
れる直流電圧を、直流または圧電トランス駆動周波数以
上の周波数でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、
圧電トランス駆動手段に出力される平均電圧が一定値と
なるように制御する駆動電圧制御手段がさらに備えられ
る。
【００２２】また、本発明の別の特定の局面では、直流
電源と前記圧電トランス駆動手段との間に接続されてお
り、直流電源と前記圧電トランス駆動手段との間に接続
されており、直流電源から供給される直流電圧を、直
流、または圧電トランス駆動周波数以上の周波数でデュ
ーティ比可変のパルス電圧に変換し、圧電トランス駆動
手段へ出力される平均電圧を制御することにより、前記
圧電トランスの出力電流を所望の設定値に制御する駆動
電圧制御手段がさらに備えられる。
電源と前記圧電トランス駆動手段との間に接続されてお
り、直流電源と前記圧電トランス駆動手段との間に接続
されており、直流電源から供給される直流電圧を、直
流、または圧電トランス駆動周波数以上の周波数でデュ
ーティ比可変のパルス電圧に変換し、圧電トランス駆動
手段へ出力される平均電圧を制御することにより、前記
圧電トランスの出力電流を所望の設定値に制御する駆動
電圧制御手段がさらに備えられる。
【００２３】本発明においては、好ましくは、前記駆動
電圧制御手段が、チョッパー部を備え、該チョッパー部
を駆動するパルス信号の周波数を分周した周波数で、前
記圧電トランス駆動手段のスイッチング素子が駆動され
る。
電圧制御手段が、チョッパー部を備え、該チョッパー部
を駆動するパルス信号の周波数を分周した周波数で、前
記圧電トランス駆動手段のスイッチング素子が駆動され
る。
【００２４】また、本発明の特定の局面では、前記圧電
トランス駆動手段の圧電トランス駆動動作を、圧電トラ
ンス駆動周波数よりも低い周波数で間欠駆動とする間欠
駆動制御手段がさらに備えられる。
トランス駆動手段の圧電トランス駆動動作を、圧電トラ
ンス駆動周波数よりも低い周波数で間欠駆動とする間欠
駆動制御手段がさらに備えられる。
【００２５】この場合、好ましくは、駆動電圧制御手段
の出力電圧の周波数が、圧電トランス駆動周波数よりも
低い周波数で上記間欠的な停止動作が行われる。また、
上記圧電トランス駆動手段のスイッチング素子の駆動
が、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で間欠的
に停止されてもよい。
の出力電圧の周波数が、圧電トランス駆動周波数よりも
低い周波数で上記間欠的な停止動作が行われる。また、
上記圧電トランス駆動手段のスイッチング素子の駆動
が、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で間欠的
に停止されてもよい。
【００２６】本発明の別の局面によれば、前記周波数制
御手段が、発振パルスのデッドタイムを設定するデッド
タイムコントロール機能を有するデッドタイム回路を有
し、該デッドタイムを間欠的に１００％とすることによ
りデッドタイムデューティが可変される。
御手段が、発振パルスのデッドタイムを設定するデッド
タイムコントロール機能を有するデッドタイム回路を有
し、該デッドタイムを間欠的に１００％とすることによ
りデッドタイムデューティが可変される。
【００２７】本発明のさらに他の特定の局面では、前記
圧電トランス駆動手段の誘導性素子及びスイッチング素
子が、第１のコイル及び第１のスイッチング素子と、第
２のコイル及び第２のスイッチング素子とを有し、前記
位相駆動回路が、第１のコイル及び第１のスイッチング
素子と、第２のコイル及び第２のスイッチング素子とを
交互に駆動する２位相駆動回路である。
圧電トランス駆動手段の誘導性素子及びスイッチング素
子が、第１のコイル及び第１のスイッチング素子と、第
２のコイル及び第２のスイッチング素子とを有し、前記
位相駆動回路が、第１のコイル及び第１のスイッチング
素子と、第２のコイル及び第２のスイッチング素子とを
交互に駆動する２位相駆動回路である。
【００２８】また、本発明のさらに他の特定の局面で
は、前記スイッチング素子として第１，第２のスイッチ
ング素子を有し、かつ前記圧電トランス駆動手段の誘導
性素子が、第１，第２の端子及び中間タップを有するオ
ートトランスであり、該オートトランスの第１，第２の
端子が圧電トランスに接続されており、中間タップが第
１及び第２のスイッチング素子に接続されている。
は、前記スイッチング素子として第１，第２のスイッチ
ング素子を有し、かつ前記圧電トランス駆動手段の誘導
性素子が、第１，第２の端子及び中間タップを有するオ
ートトランスであり、該オートトランスの第１，第２の
端子が圧電トランスに接続されており、中間タップが第
１及び第２のスイッチング素子に接続されている。
【００２９】もっとも、上記圧電トランス駆動手段は、
１つのコイル、または１つのオートトランス及びスイッ
チング素子を有するものであってもよい。また、上記圧
電トランス駆動手段の誘導性素子は、１次巻線及び２次
巻線を有する絶縁トランスであってもよく、この場合、
絶縁トランスの１次巻線の一端に上記スイッチング素子
が接続され、２次巻線の一端に圧電トランスの入力電極
が接続される。
１つのコイル、または１つのオートトランス及びスイッ
チング素子を有するものであってもよい。また、上記圧
電トランス駆動手段の誘導性素子は、１次巻線及び２次
巻線を有する絶縁トランスであってもよく、この場合、
絶縁トランスの１次巻線の一端に上記スイッチング素子
が接続され、２次巻線の一端に圧電トランスの入力電極
が接続される。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ、本発明
の具体的な実施例を説明することにより、本発明を明ら
かにする。
の具体的な実施例を説明することにより、本発明を明ら
かにする。
【００３１】図１は、本発明の第１の実施例に係る圧電
トランスインバータを説明するための回路図である。こ
の圧電トランスインバータは、大きくは、圧電トランス
１、圧電トランス駆動手段２、駆動電圧制御手段３、位
相差一定制御手段４、周波数制御回路５及び間欠駆動制
御手段６を有する。
トランスインバータを説明するための回路図である。こ
の圧電トランスインバータは、大きくは、圧電トランス
１、圧電トランス駆動手段２、駆動電圧制御手段３、位
相差一定制御手段４、周波数制御回路５及び間欠駆動制
御手段６を有する。
【００３２】本実施例の圧電トランスインバータは、外
部の直流電源７に接続される入力端子８を有する。入力
端子８から、直流電圧が駆動電圧制御手段３に入力され
る。直流電源７としては、従来より携帯型情報処理装置
のバッテリーやＡＣアダプターのように、例えば７〜２
０Ｖの範囲で変動する直流電圧を出力するものが用いら
れる。
部の直流電源７に接続される入力端子８を有する。入力
端子８から、直流電圧が駆動電圧制御手段３に入力され
る。直流電源７としては、従来より携帯型情報処理装置
のバッテリーやＡＣアダプターのように、例えば７〜２
０Ｖの範囲で変動する直流電圧を出力するものが用いら
れる。
【００３３】駆動電圧制御手段３は、ｐ型ＦＥＴＱ１を
有する。ＦＥＴＱ１のソース電極に入力端子８が接続さ
れている。また、ＦＥＴＱ１のドレイン電極は、圧電ト
ランス駆動手段２に接続されている。さらに、ＦＥＴＱ
１のゲート電極は、後述の周波数制御回路５に接続され
ている。また、ＦＥＴＱ１のドレイン電極とアース電位
との間に、アース電位方向が逆方向となるようにダイオ
ードＤ１が接続されている。さらに、ドレイン電極に
は、アース電位との間に、直列に抵抗Ｒ１及びコンデン
サＣ１が接続されている。
有する。ＦＥＴＱ１のソース電極に入力端子８が接続さ
れている。また、ＦＥＴＱ１のドレイン電極は、圧電ト
ランス駆動手段２に接続されている。さらに、ＦＥＴＱ
１のゲート電極は、後述の周波数制御回路５に接続され
ている。また、ＦＥＴＱ１のドレイン電極とアース電位
との間に、アース電位方向が逆方向となるようにダイオ
ードＤ１が接続されている。さらに、ドレイン電極に
は、アース電位との間に、直列に抵抗Ｒ１及びコンデン
サＣ１が接続されている。
【００３４】抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との間の接続点
３ａとアース電位との間に、分圧抵抗Ｒ２及びＲ３が互
いに直列に接続されている。さらに、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ
３間の接続点、すなわち、分圧点３ｂは、周波数制御回
路５に接続されている。
３ａとアース電位との間に、分圧抵抗Ｒ２及びＲ３が互
いに直列に接続されている。さらに、分圧抵抗Ｒ２，Ｒ
３間の接続点、すなわち、分圧点３ｂは、周波数制御回
路５に接続されている。
【００３５】駆動電圧制御手段３では、周波数制御回路
５から与えられるパルス電圧信号により、ＦＥＴＱ１が
スイッチングされる。また、ダイオードＤ１は、電流保
持手段として用いられている。
５から与えられるパルス電圧信号により、ＦＥＴＱ１が
スイッチングされる。また、ダイオードＤ１は、電流保
持手段として用いられている。
【００３６】さらに、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１及び抵
抗Ｒ２，Ｒ３は、駆動電圧制御手段３から出力される平
均電圧を検出する回路を構成している。圧電トランス駆
動手段２は、駆動電圧制御手段３から入力された交流電
圧を該交流電圧よりも低い略一定の周波数の交流電圧に
変換し、圧電トランス１に出力する。
抗Ｒ２，Ｒ３は、駆動電圧制御手段３から出力される平
均電圧を検出する回路を構成している。圧電トランス駆
動手段２は、駆動電圧制御手段３から入力された交流電
圧を該交流電圧よりも低い略一定の周波数の交流電圧に
変換し、圧電トランス１に出力する。
【００３７】圧電トランス駆動手段２では、誘導性素子
として、第１，第２のコイルＬ１，Ｌ２が用いられてい
る。第１，第２のコイルＬ１，Ｌ２の各一端は、駆動電
圧制御手段３の出力端に接続されている。第１のコイル
Ｌ１の他端は、圧電トランス１の第１の入力電極１ａに
接続されており、第２のコイルＬ２の他端が圧電トラン
ス１の第２の入力電極１ｂに接続されている。
として、第１，第２のコイルＬ１，Ｌ２が用いられてい
る。第１，第２のコイルＬ１，Ｌ２の各一端は、駆動電
圧制御手段３の出力端に接続されている。第１のコイル
Ｌ１の他端は、圧電トランス１の第１の入力電極１ａに
接続されており、第２のコイルＬ２の他端が圧電トラン
ス１の第２の入力電極１ｂに接続されている。
【００３８】また、圧電トランス駆動手段２は、第１，
第２のスイッチング素子として、ｎ型ＦＥＴＱ２，Ｑ３
を有する。ＦＥＴＱ２のドレイン電極が、第１のコイル
Ｌ１の出力端側に接続されており、ＦＥＴＱ２のソース
電極がアース電位に接続されている。また、ＦＥＴＱ３
のドレイン電極が、第２のコイルＬ２の出力端側に接続
されており、ＦＥＴＱ３のソース電極がアース電位に接
続されている。また、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の各ゲート電極
は、ＦＥＴＱ２，Ｑ３を交互に駆動する２位相駆動回路
２ａに接続されている。
第２のスイッチング素子として、ｎ型ＦＥＴＱ２，Ｑ３
を有する。ＦＥＴＱ２のドレイン電極が、第１のコイル
Ｌ１の出力端側に接続されており、ＦＥＴＱ２のソース
電極がアース電位に接続されている。また、ＦＥＴＱ３
のドレイン電極が、第２のコイルＬ２の出力端側に接続
されており、ＦＥＴＱ３のソース電極がアース電位に接
続されている。また、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の各ゲート電極
は、ＦＥＴＱ２，Ｑ３を交互に駆動する２位相駆動回路
２ａに接続されている。
【００３９】２位相駆動回路２ａは、周波数制御回路５
に接続されており、周波数制御回路５から、後述の周波
数のパルス電圧信号が入力される。圧電トランス１は、
公知のローゼン型圧電トランスにより構成されており、
第１，第２の入力電極１ａ，１ｂと、出力電極１ｃとを
有する。入力電極１ａ，１ｂ間に交流電圧が印加される
と、圧電トランス１は、該交流電圧を昇圧し、出力電極
１ｃから出力する。
に接続されており、周波数制御回路５から、後述の周波
数のパルス電圧信号が入力される。圧電トランス１は、
公知のローゼン型圧電トランスにより構成されており、
第１，第２の入力電極１ａ，１ｂと、出力電極１ｃとを
有する。入力電極１ａ，１ｂ間に交流電圧が印加される
と、圧電トランス１は、該交流電圧を昇圧し、出力電極
１ｃから出力する。
【００４０】圧電トランス１の出力電極１ｃには、負荷
としての放電管９が接続されている。放電管９の他端
は、アース電位に接続されている。また、放電管９の他
端とアース電位との間の接続点４ａに、負荷電流を検出
するために、位相差検出電圧変換回路４ｂが接続されて
いる。位相差検出電圧変換回路４ｂは、第２のＦＥＴＱ
３のゲート電極に接続された第２の入力端も有する。
としての放電管９が接続されている。放電管９の他端
は、アース電位に接続されている。また、放電管９の他
端とアース電位との間の接続点４ａに、負荷電流を検出
するために、位相差検出電圧変換回路４ｂが接続されて
いる。位相差検出電圧変換回路４ｂは、第２のＦＥＴＱ
３のゲート電極に接続された第２の入力端も有する。
【００４１】位相差検出電圧変換回路４ｂでは、接続点
４ａから入力される負荷電流がパルス電圧に変換され、
該パルス電圧と、ＦＥＴＱ３のゲート電圧との間の位相
差が検出され、該位相差に応じた電圧Ｖphが出力され
る。
４ａから入力される負荷電流がパルス電圧に変換され、
該パルス電圧と、ＦＥＴＱ３のゲート電圧との間の位相
差が検出され、該位相差に応じた電圧Ｖphが出力され
る。
【００４２】位相差検出電圧変換回路４ｂの出力端に
は、積分回路４ｃが接続されている。積分回路４ｃは、
位相差検出電圧変換回路４ｂから電圧Ｖphが入力される
入力端と、所定の基準電圧Ｖref が入力される入力端と
を有し、電圧Ｖphと基準電圧Ｖ ref を比較積分し、位相
差に応じた制御電圧Ｖo を出力する。
は、積分回路４ｃが接続されている。積分回路４ｃは、
位相差検出電圧変換回路４ｂから電圧Ｖphが入力される
入力端と、所定の基準電圧Ｖref が入力される入力端と
を有し、電圧Ｖphと基準電圧Ｖ ref を比較積分し、位相
差に応じた制御電圧Ｖo を出力する。
【００４３】積分回路４ｃから制御電圧Ｖo が与えられ
るように、積分回路４ｃに周波数制御回路５が接続され
ている。周波数制御回路５は、位相差に応じた上記制御
電圧Ｖo が与えられると、該制御電圧Ｖo に応じた周波
数のパルス電圧信号を、２位相駆動回路２ａに出力する
と共に、駆動電圧制御手段３のＦＥＴＱ１を該パルス電
圧信号の周波数によりオン・オフ駆動する。
るように、積分回路４ｃに周波数制御回路５が接続され
ている。周波数制御回路５は、位相差に応じた上記制御
電圧Ｖo が与えられると、該制御電圧Ｖo に応じた周波
数のパルス電圧信号を、２位相駆動回路２ａに出力する
と共に、駆動電圧制御手段３のＦＥＴＱ１を該パルス電
圧信号の周波数によりオン・オフ駆動する。
【００４４】また、本実施例では、上記周波数制御回路
５に、間欠駆動制御手段６が接続されている。すなわ
ち、間欠駆動制御手段６は、比較器６ａ及び三角波発生
回路６ｂを有する。比較器６ａの一方入力端は、調光信
号入力端子６ｃに接続されている。調光信号入力端子６
ｃから、調光するための電圧信号として、調光信号が入
力される。他方、比較器６ａの他方入力端には、三角波
発生回路６ｂが接続されている。三角波発生回路は、圧
電トランス駆動周波数よりも低い周波数、例えば１００
〜５００Ｈｚの三角波を生成する。
５に、間欠駆動制御手段６が接続されている。すなわ
ち、間欠駆動制御手段６は、比較器６ａ及び三角波発生
回路６ｂを有する。比較器６ａの一方入力端は、調光信
号入力端子６ｃに接続されている。調光信号入力端子６
ｃから、調光するための電圧信号として、調光信号が入
力される。他方、比較器６ａの他方入力端には、三角波
発生回路６ｂが接続されている。三角波発生回路は、圧
電トランス駆動周波数よりも低い周波数、例えば１００
〜５００Ｈｚの三角波を生成する。
【００４５】次に、本発明の圧電トランスインバータの
動作を説明する。直流電源７から変動する直流電圧が供
給される。駆動電圧制御手段３において、上記ＦＥＴＱ
１及びダイオードＤ１で構成されるオンデューティ可変
のチョッパー回路により、直流電圧が、圧電トランス駆
動周波数より高い周波数、例えば２４０ｋＨｚであり、
かつ一定の平均電圧の矩形波パルス電圧信号に変換され
る。この矩形波パルス電圧Ｖcho が圧電トランス駆動手
段２に出力される。なお、上記直流電圧のパルス電圧Ｖ
cho への変換は、周波数制御回路５から与えられるパル
ス電圧信号の周波数に基づいて行われる。
動作を説明する。直流電源７から変動する直流電圧が供
給される。駆動電圧制御手段３において、上記ＦＥＴＱ
１及びダイオードＤ１で構成されるオンデューティ可変
のチョッパー回路により、直流電圧が、圧電トランス駆
動周波数より高い周波数、例えば２４０ｋＨｚであり、
かつ一定の平均電圧の矩形波パルス電圧信号に変換され
る。この矩形波パルス電圧Ｖcho が圧電トランス駆動手
段２に出力される。なお、上記直流電圧のパルス電圧Ｖ
cho への変換は、周波数制御回路５から与えられるパル
ス電圧信号の周波数に基づいて行われる。
【００４６】なお、入力電圧Ｖi が低い場合には、図２
のパルス電圧Ｖcho のように、オンデューティを大きく
し、入力電圧Ｖi が高い場合には、図３に示すように、
パルス電圧Ｖcho のオンデューティを小さくすることに
より、結果として、平均電圧を一定とすることができ
る。すなわち、入力電圧Ｖi ×オンデューティ＝平均出
力電圧とすることにより、駆動電圧制御手段３の平均出
力電圧を一定とすることができる。
のパルス電圧Ｖcho のように、オンデューティを大きく
し、入力電圧Ｖi が高い場合には、図３に示すように、
パルス電圧Ｖcho のオンデューティを小さくすることに
より、結果として、平均電圧を一定とすることができ
る。すなわち、入力電圧Ｖi ×オンデューティ＝平均出
力電圧とすることにより、駆動電圧制御手段３の平均出
力電圧を一定とすることができる。
【００４７】なお、図２及び図３は各電圧波形を示す図
であり、上方の波形の電圧が下方の波形の電圧よりも高
いことを意味していない。例えばＶG2＞ＶG3を意味する
ものではない。
であり、上方の波形の電圧が下方の波形の電圧よりも高
いことを意味していない。例えばＶG2＞ＶG3を意味する
ものではない。
【００４８】圧電トランス駆動手段２では、駆動電圧制
御手段３から供給された矩形波パルス電圧が、圧電トラ
ンス１の共振周波数近傍の周波数の正弦波に近い交流に
変換される。
御手段３から供給された矩形波パルス電圧が、圧電トラ
ンス１の共振周波数近傍の周波数の正弦波に近い交流に
変換される。
【００４９】また、２位相駆動回路２ａにより、１８０
度位相がずれた矩形波が、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の駆動信号
入力部であるゲート電極にそれぞれ入力され、ＦＥＴＱ
２，Ｑ３が交互にオン／オフされる。図２に、入力電圧
Ｖinが低い場合の上記ＦＥＴＱ２及びＱ３のゲート電圧
ＶG2及びＶG3の波形を示す。
度位相がずれた矩形波が、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の駆動信号
入力部であるゲート電極にそれぞれ入力され、ＦＥＴＱ
２，Ｑ３が交互にオン／オフされる。図２に、入力電圧
Ｖinが低い場合の上記ＦＥＴＱ２及びＱ３のゲート電圧
ＶG2及びＶG3の波形を示す。
【００５０】なお、入力電圧Ｖinが高い場合には、ゲー
ト電圧ＶG2及びＶG3は、図３に示すとおりとなる。ＦＥ
ＴＱ２がオフであり、ＦＥＴＱ３がオン状態にあると
き、第１のコイルＬ１と、圧電トランス１の入力容量と
によりＬＣ直列共振が起こり、圧電トランス１の入力電
極１ａに半波正弦波が発生される。同様に、ＦＥＴＱ３
がオフ状態にあり、ＦＥＴＱ２がオン状態の場合には、
第２のコイルＬ２のインダクタンスと圧電トランス１の
容量とで、直列共振が起こり、圧電トランス１の第２の
入力電極１ｂに、半波正弦波が発生する。
ト電圧ＶG2及びＶG3は、図３に示すとおりとなる。ＦＥ
ＴＱ２がオフであり、ＦＥＴＱ３がオン状態にあると
き、第１のコイルＬ１と、圧電トランス１の入力容量と
によりＬＣ直列共振が起こり、圧電トランス１の入力電
極１ａに半波正弦波が発生される。同様に、ＦＥＴＱ３
がオフ状態にあり、ＦＥＴＱ２がオン状態の場合には、
第２のコイルＬ２のインダクタンスと圧電トランス１の
容量とで、直列共振が起こり、圧電トランス１の第２の
入力電極１ｂに、半波正弦波が発生する。
【００５１】図２の電圧Ｖd2及びＶd3は、それぞれ、入
力電圧Ｖinが低い場合のＦＥＴＱ２及びＱ３の各ドレイ
ン電圧の波形を示し、図３のＶd2及びＶd3は、入力電圧
Ｖinが高い場合のドレイン電圧Ｖd2及びＶd3の波形を示
す。
力電圧Ｖinが低い場合のＦＥＴＱ２及びＱ３の各ドレイ
ン電圧の波形を示し、図３のＶd2及びＶd3は、入力電圧
Ｖinが高い場合のドレイン電圧Ｖd2及びＶd3の波形を示
す。
【００５２】従って、ＦＥＴＱ２，Ｑ３を交互に駆動す
ることにより、正弦波に近い交流電圧が圧電トランス１
の第１，第２の入力電極１ａ，１ｂに印加される。な
お、圧電トランス１の入力容量とコイルＬ１，Ｌ２とが
共振する場合の共振周波数が、圧電トランス１自体の共
振周波数よりも若干高い周波数となるように、コイルＬ
１，Ｌ２のインダクタンス値を選択することが望まし
い。
ることにより、正弦波に近い交流電圧が圧電トランス１
の第１，第２の入力電極１ａ，１ｂに印加される。な
お、圧電トランス１の入力容量とコイルＬ１，Ｌ２とが
共振する場合の共振周波数が、圧電トランス１自体の共
振周波数よりも若干高い周波数となるように、コイルＬ
１，Ｌ２のインダクタンス値を選択することが望まし
い。
【００５３】上記のようにして、圧電トランス駆動手段
３から、圧電トランス１に正弦波に近い交流、例えば６
０ｋＨｚ及び１０Ｖｒｍｓの電流が印加され、圧電トラ
ンス１は印加された電圧を昇圧し、出力電極１ｃから出
力する。
３から、圧電トランス１に正弦波に近い交流、例えば６
０ｋＨｚ及び１０Ｖｒｍｓの電流が印加され、圧電トラ
ンス１は印加された電圧を昇圧し、出力電極１ｃから出
力する。
【００５４】昇圧された高圧の交流電圧、例えば６０ｋ
Ｈｚ、５００Ｖｒｍｓが、放電管９に供給される。上記
高電圧により、放電管９に、例えば６０ｋＨｚ、３〜５
ｍＡｒｍｓ程度の管電流が流れ、放電管９が点灯する。
Ｈｚ、５００Ｖｒｍｓが、放電管９に供給される。上記
高電圧により、放電管９に、例えば６０ｋＨｚ、３〜５
ｍＡｒｍｓ程度の管電流が流れ、放電管９が点灯する。
【００５５】上記管電流が、位相差検出電圧変換回路４
ｂに入力され、該位相差検出電圧変換回路４ｂにおいて
管電流に応じたパルス電圧に変換される。また、位相差
検出電圧変換回路４ｂには、ＦＥＴＱ３の駆動信号、す
なわちゲート電圧が入力される。位相差検出電圧変換回
路４ｂは、上記管電流に応じたパルス電圧との位相差を
検出し、該位相差に応じた直流電圧Ｖphを出力する。
ｂに入力され、該位相差検出電圧変換回路４ｂにおいて
管電流に応じたパルス電圧に変換される。また、位相差
検出電圧変換回路４ｂには、ＦＥＴＱ３の駆動信号、す
なわちゲート電圧が入力される。位相差検出電圧変換回
路４ｂは、上記管電流に応じたパルス電圧との位相差を
検出し、該位相差に応じた直流電圧Ｖphを出力する。
【００５６】積分回路４ｃは、位相差検出電圧変換回路
４ｂから出力された上記直流電圧Ｖ phと、予め定められ
た基準電圧Ｖref とを比較積分し、制御電圧Ｖo を周波
数制御回路５に出力する。
４ｂから出力された上記直流電圧Ｖ phと、予め定められ
た基準電圧Ｖref とを比較積分し、制御電圧Ｖo を周波
数制御回路５に出力する。
【００５７】すなわち、ＦＥＴＱ３の駆動信号と、管電
流すなわち負荷電流とが、その半周期、位相及び周波数
が同じである矩形波にそれぞれ変換され、両者のＡＮＤ
をとることにより、位相差に応じたデューティの矩形波
が得られ、該矩形波が平滑化されて、上記デューティ比
に比例した制御電圧Ｖo が出力される。この積分回路４
ｃから出力される制御電圧Ｖo は、上記のようにして位
相差検出電圧変換回路４ｂで検出された位相差に比例し
ている（図５参照）。
流すなわち負荷電流とが、その半周期、位相及び周波数
が同じである矩形波にそれぞれ変換され、両者のＡＮＤ
をとることにより、位相差に応じたデューティの矩形波
が得られ、該矩形波が平滑化されて、上記デューティ比
に比例した制御電圧Ｖo が出力される。この積分回路４
ｃから出力される制御電圧Ｖo は、上記のようにして位
相差検出電圧変換回路４ｂで検出された位相差に比例し
ている（図５参照）。
【００５８】制御電圧Ｖo が入力された周波数制御回路
５は、制御電圧Ｖo の値に応じて決定される周波数の矩
形波パルス電圧信号を、圧電トランス駆動手段２の２位
相駆動回路２ａに出力する。
５は、制御電圧Ｖo の値に応じて決定される周波数の矩
形波パルス電圧信号を、圧電トランス駆動手段２の２位
相駆動回路２ａに出力する。
【００５９】従って、２位相駆動回路２ａは、上記周波
数制御回路５から与えられる矩形波パルス電圧信号の周
波数に従って、前述したＦＥＴＱ２，Ｑ３をオン／オフ
駆動する。同様に、周波数制御回路５から出力される上
記周波数の矩形波パルス電圧信号が、駆動電圧制御手段
３のＦＥＴＱ１のゲート電極に供給され、該矩形波の周
波数で、ＦＥＴＱ１がオン／オフされる。
数制御回路５から与えられる矩形波パルス電圧信号の周
波数に従って、前述したＦＥＴＱ２，Ｑ３をオン／オフ
駆動する。同様に、周波数制御回路５から出力される上
記周波数の矩形波パルス電圧信号が、駆動電圧制御手段
３のＦＥＴＱ１のゲート電極に供給され、該矩形波の周
波数で、ＦＥＴＱ１がオン／オフされる。
【００６０】また、上記間欠駆動手段６では、外部から
入力された調光信号電圧が、比較器６ａの一方入力端に
入力される。この調光信号は、図６に示すように、直流
電圧である。
入力された調光信号電圧が、比較器６ａの一方入力端に
入力される。この調光信号は、図６に示すように、直流
電圧である。
【００６１】比較器６ａでは、三角波発生回路６ｂで発
生した三角波（図６（ａ）参照）と、上記調光信号とが
比較され、オンデューティが可変された矩形波であるバ
ースト信号が出力される。このバースト信号の波形を、
図６（ｂ）に示す。
生した三角波（図６（ａ）参照）と、上記調光信号とが
比較され、オンデューティが可変された矩形波であるバ
ースト信号が出力される。このバースト信号の波形を、
図６（ｂ）に示す。
【００６２】上記バースト信号は、周波数制御回路５に
設けられたデッドタイム端子ＤＴに入力される。従っ
て、三角波周波数（例えば２００Ｈｚ）の周波数でＦＥ
ＴＱ１のデッドタイムが間欠的に１００％とされる。す
なわち、駆動電圧制御手段３から圧電トランス駆動手段
２に供給される矩形波出力パルス（図６（ｄ））が、三
角波周波数でオン／オフされることになる。その結果、
圧電トランス１を間欠的に駆動することになり、放電管
９に流れる電流も間欠的にオン／オフされる（図６
（ｅ）参照）。
設けられたデッドタイム端子ＤＴに入力される。従っ
て、三角波周波数（例えば２００Ｈｚ）の周波数でＦＥ
ＴＱ１のデッドタイムが間欠的に１００％とされる。す
なわち、駆動電圧制御手段３から圧電トランス駆動手段
２に供給される矩形波出力パルス（図６（ｄ））が、三
角波周波数でオン／オフされることになる。その結果、
圧電トランス１を間欠的に駆動することになり、放電管
９に流れる電流も間欠的にオン／オフされる（図６
（ｅ）参照）。
【００６３】従って、放電管９として冷陰極管などを用
いた場合、上記オンデューティ制御により、バースト調
光を実現することができる。圧電トランス１の昇圧比、
効率及び入力電圧と、圧電トランス１の出力電圧との位
相差の駆動周波数依存性を図７に示す。図７から明らか
なように、圧電トランス１の効率は、昇圧比が最大とな
る周波数よりも少し高い周波数で最高となる。また、圧
電トランス１の入力電圧と出力電圧との位相差は、以下
の，のいずれかとなる可能性がある。
いた場合、上記オンデューティ制御により、バースト調
光を実現することができる。圧電トランス１の昇圧比、
効率及び入力電圧と、圧電トランス１の出力電圧との位
相差の駆動周波数依存性を図７に示す。図７から明らか
なように、圧電トランス１の効率は、昇圧比が最大とな
る周波数よりも少し高い周波数で最高となる。また、圧
電トランス１の入力電圧と出力電圧との位相差は、以下
の，のいずれかとなる可能性がある。
【００６４】共振周波数よりも低周波側では、位相差
０度近傍、共振周波数よりも高周波側では、位相差１８
０度近傍、効率最高周波数は位相差９０度近傍。 共振周波数よりも低周波側では、位相差０度（３６０
度）近傍、共振周波数よりも高周波側では位相差−１８
０度（１８０度）近傍、効率最高周波数は位相差−９０
度（２７０度）近傍。
０度近傍、共振周波数よりも高周波側では、位相差１８
０度近傍、効率最高周波数は位相差９０度近傍。 共振周波数よりも低周波側では、位相差０度（３６０
度）近傍、共振周波数よりも高周波側では位相差−１８
０度（１８０度）近傍、効率最高周波数は位相差−９０
度（２７０度）近傍。
【００６５】上記またはのいずれになるかは、スイ
ッチング素子駆動制御信号を、いずれのＦＥＴＱ２また
はＦＥＴＱ３から取出すか、あるいは圧電トランス１の
分極方向により決定される。従って、設計事項に応じ
て、またはのいずれかを選択すればよい。
ッチング素子駆動制御信号を、いずれのＦＥＴＱ２また
はＦＥＴＱ３から取出すか、あるいは圧電トランス１の
分極方向により決定される。従って、設計事項に応じ
て、またはのいずれかを選択すればよい。
【００６６】上記のように、本実施例の圧電トランスイ
ンバータでは、圧電トランスの入力電圧波形ではなく、
圧電トランス駆動手段に用いられているスイッチング素
子としてのＦＥＴＱ３の駆動制御信号（図４（ａ）参
照）と、圧電トランス１の出力電流である管電流（図４
（ｂ））との位相差を検出し（図４（ｅ））、該位相差
が、常に圧電トランスの効率最高となる位相差に一定に
保たれるように、駆動周波数が制御される。従って、圧
電トランスの負荷条件や周囲温度が変化した場合であっ
ても、圧電トランスを最も高効率の周波数で駆動するこ
とができる。
ンバータでは、圧電トランスの入力電圧波形ではなく、
圧電トランス駆動手段に用いられているスイッチング素
子としてのＦＥＴＱ３の駆動制御信号（図４（ａ）参
照）と、圧電トランス１の出力電流である管電流（図４
（ｂ））との位相差を検出し（図４（ｅ））、該位相差
が、常に圧電トランスの効率最高となる位相差に一定に
保たれるように、駆動周波数が制御される。従って、圧
電トランスの負荷条件や周囲温度が変化した場合であっ
ても、圧電トランスを最も高効率の周波数で駆動するこ
とができる。
【００６７】上記実施例では、圧電トランス駆動手段に
用いられているスイッチング素子駆動制御信号と、圧電
トランス１の出力電流である管電流との位相差を検出し
たが、上記スイッチング素子駆動制御電圧信号（図４
（ａ））と、圧電トランス１の出力電圧との位相差を検
出してもよい。
用いられているスイッチング素子駆動制御信号と、圧電
トランス１の出力電流である管電流との位相差を検出し
たが、上記スイッチング素子駆動制御電圧信号（図４
（ａ））と、圧電トランス１の出力電圧との位相差を検
出してもよい。
【００６８】図８は、本発明の第２の実施例に係る圧電
トランスインバータを示す回路図である。第２の実施例
では、放電管９に電流電圧変換回路１０が接続されてい
る。電流電圧変換回路１０は、例えば放電管９の端部と
アース電位との間に電流検出抵抗を接続し、該電流検出
抵抗と放電管との間の接続点に交流電圧を直流電圧に変
換する整流回路を接続することにより構成することがで
きる。
トランスインバータを示す回路図である。第２の実施例
では、放電管９に電流電圧変換回路１０が接続されてい
る。電流電圧変換回路１０は、例えば放電管９の端部と
アース電位との間に電流検出抵抗を接続し、該電流検出
抵抗と放電管との間の接続点に交流電圧を直流電圧に変
換する整流回路を接続することにより構成することがで
きる。
【００６９】上記電流電圧変換回路により、管電流が、
該管電流の大きさに応じた直流電圧に変換される。上記
直流電圧が、周波数制御回路５に入力される。周波数制
御回路５では、上記管電流に比例した直流電圧に基づ
き、所定の周波数信号をＦＥＴＱ１に出力し、ＦＥＴＱ
１のオンデューティを変化させる。すなわち、管電流が
所望の値となるように、ＦＥＴＱ１のオンデューティが
上記周波数信号により制御される。従って、入力電圧変
動時の管電流の変動に加え、温度変化や負荷の変動に対
しても、管電流が一定となるように制御することがで
き、放電管９の輝度をより安定に制御することができ
る。
該管電流の大きさに応じた直流電圧に変換される。上記
直流電圧が、周波数制御回路５に入力される。周波数制
御回路５では、上記管電流に比例した直流電圧に基づ
き、所定の周波数信号をＦＥＴＱ１に出力し、ＦＥＴＱ
１のオンデューティを変化させる。すなわち、管電流が
所望の値となるように、ＦＥＴＱ１のオンデューティが
上記周波数信号により制御される。従って、入力電圧変
動時の管電流の変動に加え、温度変化や負荷の変動に対
しても、管電流が一定となるように制御することがで
き、放電管９の輝度をより安定に制御することができ
る。
【００７０】また、第２の実施例では、２位相駆動回路
２ａに代えて、２位相駆動分周回路２ｂが設けられてお
り、該２位相駆動分周回路２ｂにより、周波数制御回路
５から出力されるパルス電圧信号が、１／４の周波数に
分周され、該分周された信号によってＦＥＴＱ２，Ｑ３
が駆動されている。
２ａに代えて、２位相駆動分周回路２ｂが設けられてお
り、該２位相駆動分周回路２ｂにより、周波数制御回路
５から出力されるパルス電圧信号が、１／４の周波数に
分周され、該分周された信号によってＦＥＴＱ２，Ｑ３
が駆動されている。
【００７１】図９は、本発明の第３の実施例に係る圧電
トランスインバータの回路図である。第３の実施例で
は、圧電トランス駆動手段２において、コイルＬ１，Ｌ
２に代えて、オートトランスＴ１，Ｔ２が用いられてい
る。オートトランスＴ１，Ｔ２では、１次巻線と２次巻
線の巻線比は１：Ｎ（Ｎは任意の整数）とされている。
トランスインバータの回路図である。第３の実施例で
は、圧電トランス駆動手段２において、コイルＬ１，Ｌ
２に代えて、オートトランスＴ１，Ｔ２が用いられてい
る。オートトランスＴ１，Ｔ２では、１次巻線と２次巻
線の巻線比は１：Ｎ（Ｎは任意の整数）とされている。
【００７２】オートトランスＴ１，Ｔ２は、それぞれ、
第１，第２の端子と中間タップとを有し、各第１の端子
が、駆動電圧制御手段３に接続されている。また、オー
トトランスＴ１の第２の端子が圧電トランス１の第１の
入力電極１ａに、オートトランスＴ２の第２の端子が圧
電トランス１の第２の入力電極１ｂに接続されている。
さらに、オートトランスＴ１，Ｔ２の中間タップが、そ
れぞれ、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の各ドレイン電極に接続され
ている。
第１，第２の端子と中間タップとを有し、各第１の端子
が、駆動電圧制御手段３に接続されている。また、オー
トトランスＴ１の第２の端子が圧電トランス１の第１の
入力電極１ａに、オートトランスＴ２の第２の端子が圧
電トランス１の第２の入力電極１ｂに接続されている。
さらに、オートトランスＴ１，Ｔ２の中間タップが、そ
れぞれ、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の各ドレイン電極に接続され
ている。
【００７３】その他の構成については、第１の実施例と
同様である。第３の実施例では、オートトランスＴ１，
Ｔ２が用いられており、各オートトランスＴ１，Ｔ２の
１次巻線と２次巻線の巻線比が１：Ｎとされているの
で、第１の実施例に比べて、圧電トランス１に入力され
る印加電圧が、（１＋Ｎ）倍と大きくされる。従って、
圧電トランス１の昇圧比が不足している場合や、入力電
圧Ｖinが低い場合に好適に用いられる。
同様である。第３の実施例では、オートトランスＴ１，
Ｔ２が用いられており、各オートトランスＴ１，Ｔ２の
１次巻線と２次巻線の巻線比が１：Ｎとされているの
で、第１の実施例に比べて、圧電トランス１に入力され
る印加電圧が、（１＋Ｎ）倍と大きくされる。従って、
圧電トランス１の昇圧比が不足している場合や、入力電
圧Ｖinが低い場合に好適に用いられる。
【００７４】図１０は、本発明の第４の実施例に係る圧
電トランスインバータを示す回路図である。第４の実施
例では、圧電トランス駆動手段２において、１個のコイ
ルＬ１と、１個のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ２
のみが用いられている。すなわち、コイルＬ１の一方端
が駆動電圧制御手段３に接続されており、他方端が圧電
トランス１の第１の入力電極１ａに接続されている。圧
電トランス１の第２の入力電極１ｂはアース電位に接続
されている。
電トランスインバータを示す回路図である。第４の実施
例では、圧電トランス駆動手段２において、１個のコイ
ルＬ１と、１個のスイッチング素子としてのＦＥＴＱ２
のみが用いられている。すなわち、コイルＬ１の一方端
が駆動電圧制御手段３に接続されており、他方端が圧電
トランス１の第１の入力電極１ａに接続されている。圧
電トランス１の第２の入力電極１ｂはアース電位に接続
されている。
【００７５】また、ＦＥＴＱ２のソース電極がコイルＬ
１に接続されており、ＦＥＴＱ２のソース電極はアース
電位に接続されている。さらに、圧電トランス駆動手段
２は、１個のＦＥＴＱ２のみを用いるため、位相駆動回
路としての分周回路２ｃが用いられており、該分周回路
２ｃがＦＥＴＱ２のゲート電極に接続されている。ま
た、ＦＥＴＱ２のゲート電極が、位相差検出電圧変換回
路４ｂに接続されている。
１に接続されており、ＦＥＴＱ２のソース電極はアース
電位に接続されている。さらに、圧電トランス駆動手段
２は、１個のＦＥＴＱ２のみを用いるため、位相駆動回
路としての分周回路２ｃが用いられており、該分周回路
２ｃがＦＥＴＱ２のゲート電極に接続されている。ま
た、ＦＥＴＱ２のゲート電極が、位相差検出電圧変換回
路４ｂに接続されている。
【００７６】他方、分周回路２ｃには、周波数制御回路
５からの周波数制御のためのパルス電圧信号が入力され
る。その他の点については、第１の実施例と同様であ
る。
５からの周波数制御のためのパルス電圧信号が入力され
る。その他の点については、第１の実施例と同様であ
る。
【００７７】第４の実施例では、１個のＦＥＴＱ２及び
コイルＬ１のみを用いるため、圧電トランス１の第１の
入力電極１ａと第２の入力電極１ｂとに印加される電圧
は、半波正弦波となる。従って、第１の実施例のように
ほぼ正弦波が入力される場合に比べて、出力電圧は約１
／２となる。よって、昇圧比がそれ程求められない用途
に用いた場合には、部品点数及びコストを低減すること
ができる。
コイルＬ１のみを用いるため、圧電トランス１の第１の
入力電極１ａと第２の入力電極１ｂとに印加される電圧
は、半波正弦波となる。従って、第１の実施例のように
ほぼ正弦波が入力される場合に比べて、出力電圧は約１
／２となる。よって、昇圧比がそれ程求められない用途
に用いた場合には、部品点数及びコストを低減すること
ができる。
【００７８】図１１は、本発明の第５の実施例に係る圧
電トランスインバータを説明するための回路図である。
本実施例では、圧電トランス駆動手段２において、誘導
性素子として、コイルＬ１に代えて、絶縁トランスＴ３
を用いたことを除いては、第４の実施例と同様に構成さ
れている。絶縁トランスＴ３では、１次巻線の一端が駆
動電圧制御手段３に接続されており、他端がＦＥＴＱ２
のドレイン電極に接続されている。また、絶縁トランス
Ｔ３の２次巻線の一端がアース電位に、他端が圧電トラ
ンス１の第１の入力電極１ａに接続されている。
電トランスインバータを説明するための回路図である。
本実施例では、圧電トランス駆動手段２において、誘導
性素子として、コイルＬ１に代えて、絶縁トランスＴ３
を用いたことを除いては、第４の実施例と同様に構成さ
れている。絶縁トランスＴ３では、１次巻線の一端が駆
動電圧制御手段３に接続されており、他端がＦＥＴＱ２
のドレイン電極に接続されている。また、絶縁トランス
Ｔ３の２次巻線の一端がアース電位に、他端が圧電トラ
ンス１の第１の入力電極１ａに接続されている。
【００７９】絶縁トランスＴ３では、１次巻線と２次巻
線の巻線比は１：Ｎとされている。第５の実施例におい
ては、圧電トランス１に入力される印加される電圧は、
ほぼ正弦波となるため、第４の実施例に比べると、効率
を高めることができる。また、上記巻線比の絶縁トラン
スＴ１が用いられているので、圧電トランス１に印加さ
れる電圧はＮ倍とされる。従って、圧電トランス１の昇
圧比が十分でない場合、さらに入力電圧が低い場合に好
適に用いることができる。
線の巻線比は１：Ｎとされている。第５の実施例におい
ては、圧電トランス１に入力される印加される電圧は、
ほぼ正弦波となるため、第４の実施例に比べると、効率
を高めることができる。また、上記巻線比の絶縁トラン
スＴ１が用いられているので、圧電トランス１に印加さ
れる電圧はＮ倍とされる。従って、圧電トランス１の昇
圧比が十分でない場合、さらに入力電圧が低い場合に好
適に用いることができる。
【００８０】
【発明の効果】本発明に係る圧電トランスインバータで
は、圧電トランス駆動手段により圧電トランスが駆動さ
れるが、圧電トランス駆動手段が、誘導性素子、スイッ
チング素子及び該スイッチング素子を駆動するパルス電
圧信号が入力される位相駆動回路を有し、上記スイッチ
ング素子のオン／オフを制御する駆動信号と、圧電トラ
ンスの出力電流または出力電圧との間の位相差が位相差
検出手段により検出され、かつ該位相差に応じた電圧が
出力され、周波数制御手段において、位相差が所望の値
となるように上記位相差検出手段から与えられた電圧に
基づいて位相差を制御するための周波数のパルス電圧信
号が圧電トランス駆動手段の位相差駆動回路に出力され
る。
は、圧電トランス駆動手段により圧電トランスが駆動さ
れるが、圧電トランス駆動手段が、誘導性素子、スイッ
チング素子及び該スイッチング素子を駆動するパルス電
圧信号が入力される位相駆動回路を有し、上記スイッチ
ング素子のオン／オフを制御する駆動信号と、圧電トラ
ンスの出力電流または出力電圧との間の位相差が位相差
検出手段により検出され、かつ該位相差に応じた電圧が
出力され、周波数制御手段において、位相差が所望の値
となるように上記位相差検出手段から与えられた電圧に
基づいて位相差を制御するための周波数のパルス電圧信
号が圧電トランス駆動手段の位相差駆動回路に出力され
る。
【００８１】すなわち、位相差一定制御方式において、
位相差を検出する信号の一方として、スイッチング素子
駆動信号が用いられている。圧電トランス入力電圧は、
周波数、負荷あるいは入力電圧の変動により大きく影響
されるのに対し、上記スイッチング素子駆動信号は、周
波数、負荷あるいは入力電圧の変動により影響を受け難
く、整った矩形波である。従って、スイッチング素子駆
動信号を位相差検出信号とすることにより、確実に周
期、位相差及び周波数を検出することができる。
位相差を検出する信号の一方として、スイッチング素子
駆動信号が用いられている。圧電トランス入力電圧は、
周波数、負荷あるいは入力電圧の変動により大きく影響
されるのに対し、上記スイッチング素子駆動信号は、周
波数、負荷あるいは入力電圧の変動により影響を受け難
く、整った矩形波である。従って、スイッチング素子駆
動信号を位相差検出信号とすることにより、確実に周
期、位相差及び周波数を検出することができる。
【００８２】圧電トランス入力電圧を位相差検出信号と
した場合に比べて、本発明によれば、位相差をより正確
に検出することができる。従って、スイッチング素子駆
動信号と、出力電圧または出力電流の位相差が一定に保
たれるように、駆動周波数を制御することにより、負荷
条件や周囲温度が変化した場合であっても、圧電トラン
スの最も効率が高い周波数で圧電トランスを駆動するこ
とが可能となる。
した場合に比べて、本発明によれば、位相差をより正確
に検出することができる。従って、スイッチング素子駆
動信号と、出力電圧または出力電流の位相差が一定に保
たれるように、駆動周波数を制御することにより、負荷
条件や周囲温度が変化した場合であっても、圧電トラン
スの最も効率が高い周波数で圧電トランスを駆動するこ
とが可能となる。
【００８３】また、請求項２，３に記載の各発明では、
上記駆動電圧制御手段を備えるため、圧電トランス駆動
手段に出力される平均電圧が一定に制御されるので、よ
り広い入力電圧範囲で動作させることができる。
上記駆動電圧制御手段を備えるため、圧電トランス駆動
手段に出力される平均電圧が一定に制御されるので、よ
り広い入力電圧範囲で動作させることができる。
【００８４】請求項４に記載の発明では、上記駆動電圧
制御手段が、チョッパー部を備え、チョッパー部を駆動
するパルス信号の周波数を分周した周波数で圧電トラン
ス駆動手段のスイッチング素子が駆動されるので、圧電
トランス駆動手段において、駆動電圧制御手段から与え
られたパルス電圧を、より正弦波に近い交流電圧に変換
できる。
制御手段が、チョッパー部を備え、チョッパー部を駆動
するパルス信号の周波数を分周した周波数で圧電トラン
ス駆動手段のスイッチング素子が駆動されるので、圧電
トランス駆動手段において、駆動電圧制御手段から与え
られたパルス電圧を、より正弦波に近い交流電圧に変換
できる。
【００８５】請求項５に記載の発明では、圧電トランス
駆動手段の圧電トランス駆動動作が、圧電トランス駆動
周波数よりも低い周波数での間欠的駆動とする間欠駆動
制御手段がさらに備えられているので、該間欠駆動制御
手段によりバースト調光を実現することができ、調光範
囲を広くすることができる。また、バースト調光動作時
のバースト保持に、圧電トランスの入力電圧波形は発生
しないが、本発明では、圧電トランスの入力電圧波形で
はなく、スイッチング素子の駆動信号を位相差検出信号
として用いるため、バースト調光を行う場合であって
も、位相差を確実に制御することができ、広い入力電圧
範囲、広い調光範囲にわたり高効率を維持することがで
きる。
駆動手段の圧電トランス駆動動作が、圧電トランス駆動
周波数よりも低い周波数での間欠的駆動とする間欠駆動
制御手段がさらに備えられているので、該間欠駆動制御
手段によりバースト調光を実現することができ、調光範
囲を広くすることができる。また、バースト調光動作時
のバースト保持に、圧電トランスの入力電圧波形は発生
しないが、本発明では、圧電トランスの入力電圧波形で
はなく、スイッチング素子の駆動信号を位相差検出信号
として用いるため、バースト調光を行う場合であって
も、位相差を確実に制御することができ、広い入力電圧
範囲、広い調光範囲にわたり高効率を維持することがで
きる。
【００８６】間欠駆動制御手段については、請求項６に
記載のように、駆動電圧制御手段の出力を間欠的に停止
してもよく、請求項７に記載のように、スイッチング素
子の駆動を間欠的に停止してもよい。
記載のように、駆動電圧制御手段の出力を間欠的に停止
してもよく、請求項７に記載のように、スイッチング素
子の駆動を間欠的に停止してもよい。
【００８７】請求項８に記載の発明では、周波数制御手
段が、上記デッドタイム回路を有するので、デッドタイ
ムを間欠的に１００％とすることにより、デッドタイム
デューティを可変することにより、バースト調光を実現
することができる。
段が、上記デッドタイム回路を有するので、デッドタイ
ムを間欠的に１００％とすることにより、デッドタイム
デューティを可変することにより、バースト調光を実現
することができる。
【００８８】請求項９に記載の発明では、第１のコイル
及び第１のスイッチング素子とし、第２のコイル及び第
２のスイッチング素子とが、２位相駆動回路で交互に駆
動され、従って圧電トランスに入力される電圧がほぼ正
弦波となり、圧電トランスの出力電圧を高めることがで
きる。
及び第１のスイッチング素子とし、第２のコイル及び第
２のスイッチング素子とが、２位相駆動回路で交互に駆
動され、従って圧電トランスに入力される電圧がほぼ正
弦波となり、圧電トランスの出力電圧を高めることがで
きる。
【００８９】請求項１０に記載の発明では、第１，第２
のスイッチング素子に誘導性素子としてオートトランス
が接続されているので、オートトランスにおいてその１
次巻線と２次巻線との巻線比に従って予備昇圧すること
ができるので、圧電トランスの昇圧比を補うことがで
き、かつ入力電圧が低い場合に好適に用いることができ
る。
のスイッチング素子に誘導性素子としてオートトランス
が接続されているので、オートトランスにおいてその１
次巻線と２次巻線との巻線比に従って予備昇圧すること
ができるので、圧電トランスの昇圧比を補うことがで
き、かつ入力電圧が低い場合に好適に用いることができ
る。
【００９０】請求項１１に記載の発明では、圧電トラン
ス駆動手段が１つのコイル及びスイッチング素子を有す
るので、部品点数の低減及びコストの低減を図り得る。
請求項１２に記載の発明では、圧電トランス駆動手段の
誘導性素子が絶縁トランスであり、絶縁トランスの１次
巻線の一端にスイッチング素子が、２次巻線の一端に圧
電トランスの入力電極が接続されているので、該絶縁ト
ランスの１次巻線と２次巻線との巻線比により、予備昇
圧することができる。従って、圧電トランスの昇圧比を
補うことができ、かつ入力電圧が低い場合に好適に用い
ることができる。
ス駆動手段が１つのコイル及びスイッチング素子を有す
るので、部品点数の低減及びコストの低減を図り得る。
請求項１２に記載の発明では、圧電トランス駆動手段の
誘導性素子が絶縁トランスであり、絶縁トランスの１次
巻線の一端にスイッチング素子が、２次巻線の一端に圧
電トランスの入力電極が接続されているので、該絶縁ト
ランスの１次巻線と２次巻線との巻線比により、予備昇
圧することができる。従って、圧電トランスの昇圧比を
補うことができ、かつ入力電圧が低い場合に好適に用い
ることができる。
【図１】本発明の第１の実施例に係る圧電トランスイン
バータを示す回路図。
バータを示す回路図。
【図２】入力電圧Ｖinが低い場合の第１の実施例に係る
圧電トランスインバータの各部分の電圧波形を説明する
ための図。
圧電トランスインバータの各部分の電圧波形を説明する
ための図。
【図３】入力電圧Ｖinが高い場合の第１の実施例に係る
圧電トランスインバータの各部分の電圧波形を説明する
ための図。
圧電トランスインバータの各部分の電圧波形を説明する
ための図。
【図４】実施例の圧電トランスインバータの各部分にお
ける電圧波形を示す図。
ける電圧波形を示す図。
【図５】位相差検出電圧変換回路の出力電圧と、検出さ
れた位相差との関係を示す図。
れた位相差との関係を示す図。
【図６】間欠駆動制御手段の各部分における信号の波形
を示す図。
を示す図。
【図７】圧電トランスの昇圧比、効率及び位相差の周波
数特性を示す図。
数特性を示す図。
【図８】本発明の第２の実施例に係る圧電トランスイン
バータの回路図。
バータの回路図。
【図９】本発明の第３の実施例に係る圧電トランスイン
バータの回路図。
バータの回路図。
【図１０】本発明の第４の実施例に係る圧電トランスイ
ンバータの回路図。
ンバータの回路図。
【図１１】本発明の第５の実施例に係る圧電トランスイ
ンバータの回路図。
ンバータの回路図。
【図１２】圧電トランスの代表的な等価回路を示す図。
【図１３】圧電トランスの入力容量及び入力インピーダ
ンスの周波数特性を示す図。
ンスの周波数特性を示す図。
１…圧電トランス １ａ，１ｂ…入力電極 １ｃ…出力電極 ２…圧電トランス駆動手段 ２ａ…２位相駆動回路 ２ｂ…２位相駆動分周回路 ２ｃ…分周回路 ３…駆動電圧制御手段 ４…位相差検出手段 ５…周波数制御回路 ６…間欠駆動制御手段 ６ｃ…調光信号入力端子 Ｌ１，Ｌ２…第１，第２のコイル Ｑ２，Ｑ３…第１，第２のスイッチング素子としてのＦ
ＥＴ Ｔ１，Ｔ２…オートトランス Ｔ３…絶縁トランス
ＥＴ Ｔ１，Ｔ２…オートトランス Ｔ３…絶縁トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−220386（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−135573（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−237684（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−219292（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−199289（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−149850（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/89 H05B 41/24 - 41/29 H02M 3/24
Claims (12)
- 【請求項１】 圧電トランスを用いて負荷を駆動するた
めの圧電トランスインバータであって、 入力電極と出力電極とを有し、入力電極に印加された交
流電圧を昇圧し、出力電極に接続されている負荷に、昇
圧された交流電圧を供給する圧電トランスと、 前記圧電トランスを駆動するために圧電トランスに接続
されており、誘導性素子、スイッチング素子及び該スイ
ッチング素子を駆動するパルス電圧信号が入力される位
相駆動回路を有し、入力された交流電圧を該交流電圧よ
りも低い略一定周波数の交流電圧に変換し、圧電トラン
スに出力する圧電トランス駆動手段と、 前記スイッチング素子のオン／オフを制御する駆動信号
と、圧電トランスの出力電流または出力電圧との間の位
相差を検出し、該位相差に応じた制御電圧を出力する位
相差検出手段と、 位相差が所望の値となるように、位相差検出手段から与
えられた制御電圧に基づく周波数のパルス電圧信号を前
記圧電トランス駆動手段の位相駆動回路に出力する周波
数制御手段とを備える、圧電トランスインバータ。 - 【請求項２】 直流電源と前記圧電トランス駆動手段と
の間に接続されており、直流電源から供給される直流電
圧を、直流または圧電トランス駆動周波数以上の周波数
でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、圧電トラン
ス駆動手段に出力される平均電圧が一定値となるように
制御する駆動電圧制御手段をさらに備える、請求項１に
記載の圧電トランスインバータ。 - 【請求項３】 直流電源と前記圧電トランス駆動手段と
の間に接続されており、直流電源から供給される直流電
圧を、直流、または圧電トランス駆動周波数以上の周波
数でデューティ比可変のパルス電圧に変換し、圧電トラ
ンス駆動手段へ出力される平均電圧を制御することによ
り、前記圧電トランスの出力電流を所望の設定値に制御
する駆動電圧制御手段をさらに備える、請求項１に記載
の圧電トランスインバータ。 - 【請求項４】 前記駆動電圧制御手段が、チョッパー部
を備え、該チョッパー部を駆動するパルス信号の周波数
を分周した周波数で、前記圧電トランス駆動手段のスイ
ッチング素子が駆動される、請求項２または３に記載の
圧電トランスインバータ。 - 【請求項５】 前記圧電トランス駆動手段の圧電トラン
ス駆動動作を、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波
数での間欠的駆動とする間欠駆動制御手段をさらに備え
ることを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載の
圧電トランスインバータ。 - 【請求項６】 前記駆動電圧制御手段の出力電圧の周波
数が、圧電トランス駆動周波数よりも低い周波数で間欠
的に停止される、請求項５に記載の圧電トランスインバ
ータ。 - 【請求項７】 前記圧電トランス駆動手段のスイッチン
グ素子の駆動が、圧電トランス駆動周波数よりも低い周
波数で間欠的に停止される、請求項５に記載の圧電トラ
ンスインバータ。 - 【請求項８】 前記周波数制御手段が、発振パルスのデ
ッドタイムを設定するデッドタイムコントロール機能を
有するデッドタイム回路を有し、該デッドタイムを間欠
的に１００％とすることによりデッドタイムデューティ
が可変される、請求項５〜７のいずれかに記載の圧電ト
ランスインバータ。 - 【請求項９】 前記圧電トランス駆動手段の誘導性素子
及びスイッチング素子として、第１のコイル及び第１の
スイッチング素子と、第２のコイル及び第２のスイッチ
ング素子とを有し、前記位相駆動回路が、第１のコイル
及び第１のスイッチング素子と、第２のコイル及び第２
のスイッチング素子とを交互に駆動する２位相駆動回路
である、請求項１〜８のいずれかに記載の圧電トランス
インバータ。 - 【請求項１０】 前記スイッチング素子として第１，第
２のスイッチング素子を有し、かつ前記圧電トランス駆
動手段の誘導性素子が、第１，第２の端子及び中間タッ
プを有するオートトランスであり、該オートトランスの
第１，第２の端子が圧電トランスに接続されており、中
間タップが第１及び第２のスイッチング素子に接続され
ている、請求項１〜８のいずれかに記載の圧電トランス
インバータ。 - 【請求項１１】 前記圧電トランス駆動手段が、１つの
コイル、または１つのオートトランス及びスイッチング
素子を有する、請求項１〜８のいずれかに記載の圧電ト
ランスインバータ。 - 【請求項１２】 前記圧電トランス駆動手段の誘導性素
子が、１次巻線及び２次巻線を有する絶縁トランスであ
り、絶縁トランスの１次巻線の一端に前記スイッチング
素子が接続されており、２次巻線の一端に圧電トランス
の入力電極が接続されている、請求項１１に記載の圧電
トランスインバータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11109040A JP3061050B1 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | 圧電トランスインバ―タ |
| TW089104352A TW463530B (en) | 1999-04-16 | 2000-03-10 | Piezoelectric transformer inverter |
| US09/541,676 US6226196B1 (en) | 1999-04-16 | 2000-03-31 | Piezoelectric transformer inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11109040A JP3061050B1 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | 圧電トランスインバ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3061050B1 true JP3061050B1 (ja) | 2000-07-10 |
| JP2000308356A JP2000308356A (ja) | 2000-11-02 |
Family
ID=14500092
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11109040A Expired - Lifetime JP3061050B1 (ja) | 1999-04-16 | 1999-04-16 | 圧電トランスインバ―タ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6226196B1 (ja) |
| JP (1) | JP3061050B1 (ja) |
| TW (1) | TW463530B (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| TW200425628A (en) * | 2002-11-25 | 2004-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Driving method and driving circuit for piezoelectric transformer, cold-cathode tube light-emitting apparatus, liquid crystal panel and device with built-in liquid crystal panel |
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| JP4219340B2 (ja) | 2004-09-01 | 2009-02-04 | 昌和 牛嶋 | 放電管用の並列点灯用モジュール及びバランサコイル |
| JP4244893B2 (ja) | 2004-09-14 | 2009-03-25 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数制御による放電ランプの点灯 |
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| CN102186283B (zh) | 2011-03-23 | 2013-06-12 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种可控硅调光电路、调光方法以及应用其的一种led驱动电路 |
| CN102143638B (zh) | 2011-04-08 | 2013-07-24 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种可控硅调光电路、调光方法以及应用其的一种led驱动器 |
| US20150247886A1 (en) | 2014-02-28 | 2015-09-03 | International Business Machines Corporation | Transformer Phase Permutation Causing More Uniform Transformer Phase Aging and general switching network suitable for same |
| TWI556203B (zh) * | 2015-01-30 | 2016-11-01 | 友達光電股份有限公司 | 顯示器與控制轉換器的方法 |
| US10008854B2 (en) | 2015-02-19 | 2018-06-26 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for time-domain droop control with integrated phasor current control |
| KR20170006736A (ko) * | 2015-07-09 | 2017-01-18 | 삼성전기주식회사 | 직류-교류 전력 변환 회로 |
| DE102015112410A1 (de) | 2015-07-29 | 2017-02-02 | Epcos Ag | Verfahren zur Frequenzregelung eines piezoelektrischen Transformators sowie Schaltungsanordnung mit einem piezoelektrischen Transformator |
| JP6389945B1 (ja) | 2017-11-01 | 2018-09-12 | 高周波熱錬株式会社 | インバータ用負荷異常検出回路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3271042B2 (ja) | 1994-11-25 | 2002-04-02 | 株式会社トーキン | 圧電トランスを用いた電圧変換装置 |
| JPH09237684A (ja) | 1995-12-26 | 1997-09-09 | Tokin Corp | インバータ回路 |
| JPH09199289A (ja) | 1996-01-23 | 1997-07-31 | Tokin Corp | 電源装置 |
| JPH09219292A (ja) | 1996-02-13 | 1997-08-19 | Tokin Corp | 冷陰極管点灯用インバータ |
| JP2845209B2 (ja) * | 1996-08-23 | 1999-01-13 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスインバータ及びその制御回路並びに駆動方法 |
| JP2000116155A (ja) * | 1998-09-29 | 2000-04-21 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電トランスインバータ |
-
1999
- 1999-04-16 JP JP11109040A patent/JP3061050B1/ja not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-03-10 TW TW089104352A patent/TW463530B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-03-31 US US09/541,676 patent/US6226196B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW463530B (en) | 2001-11-11 |
| US6226196B1 (en) | 2001-05-01 |
| JP2000308356A (ja) | 2000-11-02 |
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