JP2000133484A - 放電管駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 輝度調整機能を持たせると共に、小形で低廉
化できる冷陰極放電管用駆動回路を提供すること。 【解決手段】 中間タップを持つ双方向フライバックト
ランスを使用して１次側をプッシュプルまたはブリッジ
構成にし、フライバックトランスに蓄積される磁気エネ
ルギを制御することによって２次側誘起電圧を可変とし
た。フライバック時の逆誘起電圧を直流電源に直列にダ
イオードを挿入することによって、直流電源への逆流を
阻止して動作の安定性に寄与させ、かつトランスの１次
と２次の巻数比を１：５０以内に止めることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ノートパソコンや
デジタルカメラなどの液晶ディスプレイのバックライト
に使用される冷陰極放電蛍光管に適した放電管駆動回路
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来から冷陰極放電管を駆動するため
に、昇圧機能を持たせた自励共振型の駆動回路が使われ
ている。この方式の回路は動作が安定していること、出
力が正弦波であること等の理由から適用された。この自
励共振型では直流電圧を自励共振回路によって数十ｋＨ
ｚの交流電圧に生成した後、トランスによって数百Ｖに
昇圧して放電管に印加発光させるものである。しかし、
トランスの１次側が共振回路を構成するため、原理上共
振周波数から外れた回路動作は不可能であり、そのため
動作時の出力電圧あるいは周波数は実質的に固定されて
しまう。冷陰極放電管の輝度は電極間に印加される電圧
の大きさで調節されるが、上述した自励共振型の発振回
路では出力電圧の制御ができないため輝度一定に設計
し、通常輝度調節の機能を省略していた。そのため、や
むを得ない場合にだけ不完全な電圧制御回路を付加して
対応していた。しかし、高機能化の要請の高まりから高
性能な輝度調整特性を付与する要請が大きくなり、昇圧
回路の前段にＤＣ／ＤＣコンバータを挿入する方法が採
られている。しかし、昇圧回路の追加は回路構成が複雑
となる上に、小型化と低コストに対して大きな障害であ
った。

【０００３】図４および５に従来方式の回路構成とその
主要部における電圧波形を示す。図示の回路は直流電源
部、ＤＣ／ＤＣコンバータ、自励発振回路部、昇圧回路
部および制御回路部から構成される。ＤＣ／ＤＣコンバ
ータは半導体スイッチ５３、インダクタ３２、コンデン
サ７３およびダイオード６３からなる。このＤＣ／ＤＣ
コンバータでは半導体スイッチ５３のチョッピング動作
により直流電源１の電圧Ｖ71を一旦脈流に変え、コンデ
ンサ７３の両端から目標の直流電圧Ｖ73を得る。制御回
路４２に設けられた可変抵抗８１の設定値を変えると、
端子４２３から半導体スイッチ５３に供給される駆動パ
ルスのデューティが変化するためＶ73の設定値を変更で
きる。このように一定である電源電圧Ｖ71は適当な直流
電圧Ｖ73に変換されて自励発振回路と昇圧回路に供給さ
れるため、１次側に可変直流電源が接続されていること
になり、結果的に放電管印加電圧が制御される。制御回
路４２はチョパ用ＩＣが一般的に用いられる。なお、端
子４２４は放電管２の電流検出端子であり、過電流保護
あるいは放電電流時の制御に使用される。

【０００４】次に、自励共振動作について説明する。自
励発振回路はトランス３４の１次巻線、半導体スイッチ
５４および５５、コンデンサ７４等からなり、入力電圧
としてV73がインダクタ３３を通じてトランス３４の中
間タップ端子３４２に供給される。例えば、半導体スイ
ッチ５４が導通を始めると、ベース側に正帰還がかかる
ため急激に半導体スイッチ５４は閉状態に移行し、他方
の半導体スイッチ５５はベース側が負にバイアスされる
ため開状態が確立する。この時、コンデンサ７４の電荷
はトランス３４の１次巻線を通して放電される。所定時
間経過後、放電電流が増加から減少に転じると、トラン
ス３４の端子３４６と３４７間の誘起電圧の位相が反転
するため半導体スイッチ５４のベースは負に、また半導
体スイッチ５５のベースは正にバイアスされる。このた
め、半導体スイッチ５４は急速に閉から開へ、同時に開
であった半導体スイッチ５５は閉にそれぞれ状態が反転
する。

【０００５】さらに、所定時間を過ぎるとそれぞれの半
導体スイッチは再度反転して最初の状態に戻ることにな
る。このような状態変化を１サイクルとした自励発振が
継続することになる。この動作によりトランス３４の２
次側端子３４４と３４５間に正弦波電圧Ｖ72が誘起され
る。以上の説明から明らかなように所定時間は、コンデ
ンサ７４とトランス３４のインダクタンスから決まる共
振周期である。放電管２に印加される電圧は実効値で８
００Ｖ程度とされているため、直流電源１の電圧が１０
Ｖ程度であることからトランス３４の１次と２次の巻数
比は、１：２００程度の高巻数比のトランスを使用する
ことになる。また、放電管２の電流を抵抗８５で検出し
て制御回路４２に入力することより出力電圧Ｖ72の安定
化が図られる。

【０００６】図５は以上説明した動作における主要各部
の波形である。まず、ＤＣ／ＤＣコンバータでは直流電
源１の電圧Ｖ71は半導体スイッチ５３の開および閉動作
時間に応じたパルス状電圧Ｖ63に変換され、平滑回路に
よって平均直流電圧Ｖ73となる。このＶ73は半導体スイ
ッチ５３の閉動作時間(ＴON)と開動作時間(ＴOFF)の比
率（ＴON／(ＴON＋ＴOFF)）により適当に選ぶことがで
きる。これは制御回路４２の可変抵抗８１などによって
設定される。また、自励共振回路ではトランス３４の端
子３４１および３４３間のインダクタンスとコンデンサ
７２で共振回路を形成するため、トランス３４の２次巻
線から正弦波電圧Ｖ72が得られる。Ｖ5４の電圧波形は
半導体スイッチ５４のコレクターエミッタ間電圧であ
る。ベースに接続されている端子３４７がエミッタより
負電位のときは半導体スイッチ５４が開動作期間である
ため、図示するような正弦波の半波波形がコレクターエ
ミッタ間に現れる。しかし、端子３４７がエミッタに対
して正電位に移行して閉動作期間となり、Ｖ54は順方向
飽和電圧が現れ実質的に電圧降下は零の状態となる。一
方、半導体スイッチ５５は半導体スイッチ５４とは全く
逆の動作を行うため、図のようにＶ55はV54と逆位相関
係である。

【０００７】また、Ｖ342はトランス３４の端子３４２
の電圧波形である。コンデンサ７３の直流電圧Ｖ73と端
子３４２の電圧Ｖ342の差電圧がインダクタ３３の端子
間に生じるため、電圧時間積値Ｓ331とＳ332（図中斜線
部分に相当）とは等しくなり、インダクタ３３の電圧脈
動分として観測される。従って、トランス３４の端子３
４２の平均電圧はＶ73と等しくなる。従来のプッシュプ
ル回路はフライバック電圧を活用していないため、フラ
イバック電圧を可能な限り抑制したトランスを設計使用
していた。半導体スイッチは一般的に逆方向の阻止機能
を持たないトランジスタ等が使用されるため、閉状態の
スイッチ動作期間に発生するフライバック電圧を阻止す
ることができず、電源電圧以上にトランスの１次電圧を
高められなかった。このため、高巻数比のトランスを使
用することになり、設計上の問題であった。さらに、２
次側電圧を制御できないため放電管２の放電開始電圧以
上の値に設定して、放電管２の点灯後コンデンサ７５
（バラストコンデンサ）に過電圧を分担させていた。こ
れにより放電管２の電圧上昇を抑制してきた。

【０００８】

【発明が解決しようとしている課題】従来技術では出力
電圧を調整制御できなかったため放電開始時には点灯時
電圧の１５０％〜２００％の過電圧に設定し、放電開始
後その過電圧分をバラストコンデンサ７５に分圧させて
いた。また、点灯時電圧波形が対称性を有していないと
著しく寿命を縮める原因になるため、従来方式の自励共
振型回路はその条件を満足できるように多数の回路部
品、特に巻線部品を多く使用していた。その結果、高価
になると共に小型化に不適な駆動回路構成であった。さ
らに、従来の技術では発光輝度を調整するために昇圧回
路の前段にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を挿入したため、
ＤＣ／ＤＣコンバータでの回路素子等の損失が加わり、
駆動回路の効率を一層低下させる原因を作っていた。し
かしながら、電圧を昇圧するために少なくともインダク
タとトランスがそれぞれ必要であり、軽量化と省スペー
スに対して大きなネックであった。一般的には液晶ディ
スプレイ用バックライトは軽い薄いという特長があり、
用途の多様性からその駆動回路を低廉および小型化する
ことは潜在ニーズが大きい。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は以上述べた従来
技術の問題点を鑑みてなされたものであり、従来の課題
に対して双方向フライバックトランスを適用することに
より一挙に解決できることを見出し、本発明を想到した
ものである。従来技術では出力波形の対称性の要請から
出力電圧として正弦波を放電管に印加しようとするあま
り、フライバックトランスの適用は当初から顧みられな
かった。しかし、双方向フライバックトランスを適用す
れば、出力波形は実用上問題のない範囲で対称波形にで
きると共に、出力電圧の制御も可能となる。具体的に
は、トランスの励磁エネルギをフライバック動作時に共
振条件を満たした自励電圧に変換して放電管に供給印加
できる回路方式としたものである。本発明は、トランス
の励磁電流による磁気エネルギを制御することは容易で
あることに着目し、放電管駆動回路に適した発光輝度調
整特性を付加したものである。さらに、双方向フライバ
ックトランスを適用する際、フライバック時の逆電圧の
処理が問題であったが、その対策としてダイオード等の
回路素子を直流電源に直列接続することによって、フラ
イバック時の不都合を解決できた。この結果、従来技術
で使用されていたＤＣ／ＤＣコンバータ回路を省略する
ことが可能となり、巻線部品であるインダクタあるいは
半導体スイッチ等の回路部品を大幅に削減できるもので
ある。また、高巻数比のトランスを使用する必要が無く
なり、回路設計が容易になった。本発明の技術思想は、
以上述べたところから明らかなように放電管駆動回路を
簡略化することであり、必要最小限の回路素子構成で従
来技術と同程度以上の性能を得る方法である。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明による一実施例を図１に示
す。図示するように本発明の駆動回路は電源部、制御回
路部、プシュプル結線構成のコンバータ回路部および昇
圧回路部からなる。トランス３１の１次側は、端子３１
１と端子３１３間にコンデンサ７２を並列につなげ、さ
らにそれぞれの端子に半導体スイッチ５１および５２、
共通の抵抗器８２を直列に接続してコンバータ回路を構
成する。トランス３１の１次巻線には中間タップが設け
られ、その端子３１２と直流電源１間にはダイオード６
１を図示する極性に挿入する。半導体スイッチ５１と５
２のゲートはそれぞれプシュプル用ＩＣ等を用いた制御
回路４１から制御信号を受け、開および閉動作の期間が
制御される。この開あるいは閉期間はコンデンサ７２と
トランス３１の漏れインダクタンスで決まる共振周期に
制限される。半導体スイッチ５１および５２の開あるい
は閉周期が共振周期より長くなると、動作が不安定に陥
るため放電管２に安定した電圧を印加できない。従っ
て、半導体スイッチ５１と５２の動作設定時にはこの制
限条件を満たすようにする必要がある。動作の詳細な説
明は後述する。

【００１１】図４に示す従来回路と比べると、本発明で
はＤＣ／ＤＣコンバータが省略され、トランス３１にも
帰還用巻線を持たない簡略化された回路構成とすること
ができる。また、直流電源１に並列にリップル電流平滑
用のコンデンサ７１を接続して電源電圧の安定化に配慮
した。また、制御回路４１は抵抗器８５の両端電圧を検
出することによって過電流監視と定電流機能を持たせて
いる。定電流は可変抵抗器８１の設定値を変えることに
よって得られる。一方、端子４１１および４１２は制御
回路４１の電源端子であり、また端子４１３および４１
４は半導体スイッチ５２と５１のベース駆動端子であ
る。さらに、端子４１５ではトランス３１の１次電流
(Ｖ82)検出し、端子４１６によって放電管２の電流を監
視する。

【００１２】図２は本発明を実施した場合の各部の電圧
波形例である。半導体スイッチ５１および５２の開およ
び閉動作のタイムチャートを図に示す。また、Ｖ82は抵
抗器８２の端子間電圧波形であり、半導体スイッチ５１
と５２を通過する電流、即ちトランス１次の電流であ
る。一方、Ｖ72aとＶ72bはコンデンサ７２の電圧波形を
示し、コンデンサ７２の容量を小さくして共振周波数を
高めた場合がＶ72a、コンデンサ容量を増して低い共振
周波数に対する場合がＶ72bである。図１と図２を参照
しながら回路動作を詳細に説明することにする。制御回
路４１によって半導体スイッチ５２のベース電位を正に
すると、電流は端子３１２から入り端子３１３から出て
半導体スイッチ５１通って直流電源１に環流する。この
電流はトランス３１の励磁電流であり、半導体スイッチ
５２が閉と同時に時間と共に直線的に増加する。所定時
間後に半導体スイッチ５２が開動作に移行すると、トラ
ンス３１に蓄積された磁気エネルギはコンデンサ７２に
電気エネルギとして蓄積され、コンデンサ端子電圧Ｖ72
は急速に上昇する。Ｖ72は端子３１３から端子３１２を
通して端子３１１で閉回路を構成するため、一度最大値
まで上昇しその後降下する。この一連の動作はＶ72aの
電圧波形に示すように、端子３１１と端子３１３間のイ
ンダクタンス、コンデンサ７２および放電管２の等価負
荷抵抗で決まる減衰振動となる。

【００１３】次に、半導体スイッチ５１を閉動作にする
と、ダイオード６１を通して端子３１２から端子３１１
方向に励磁電流が流れる。暫くして半導体スイッチ５１
が開動作になっても、トランス３１の励磁電流は端子３
１２から端子３１１の方向にコンデンサ７２を充電する
電流が流れ続ける。そのため、Ｖ72は一度降下してその
後上昇することになる。この充電電流が減少してゼロに
なった瞬間、コンデンサ７２の電圧が最大値になる。そ
の後、端子３１１から端子３１２を通して端子３１３の
方向に振動分電流が流れることになり、コンデンサ７２
の電圧が減少する。この動作は半導体スイッチ５２の動
作と全く同じであるが、逆位相関係にある。

【００１４】次に、ダイオード６１の役割を説明する。
半導体スイッチ５２が開動作に移行直後に、端子３１３
の電圧が直流電源１の２倍以上に上昇する。トランス３
１の端子３１１と３１２間あるいは端子３１２と３１３
間の巻線の巻回数は同一であるため、端子３１１の電位
が直流電源１の負電位より低下してしまう。このため、
ダイオード６１が挿入されていないと、直流電源１に半
導体スイッチ５１の逆導通特性によってソースからドレ
イン方向に電流が流れ、端子３１１から端子３１２を経
由して直流電源１の正極端子に回生電流が流れる。この
ため、半導体スイッチ５２の電圧が２倍電圧以上に上昇
できず、電圧がクランプ状態になる。しかし、ダイオー
ド６１が挿入されていれば、端子３１１の電位は直流電
源１の負電圧値で停止する。端子３１２の電位が直流電
源１の正電位より上昇することによって、端子３１１の
電位が直流電源１の２倍電圧以上に上昇できる。一方、
半導体スイッチ５１が開動作に移行直後においても端子
３１１の電圧が直流電源１の電圧の２倍電圧以上に上昇
する。また、電圧上昇が直流電源１の電圧の２倍値以下
で動作する場合は、ダイオード６１は不要である。ま
た、ダイオード６１は制御回路４１より負荷側に挿入し
た方が、過電圧に対してより好都合である。

【００１５】可変抵抗器８１は抵抗器８２の端子電圧の
閾値を設定する。制御回路４１内で可変抵抗器８１で設
定した基準電圧値と抵抗器８５の端子電圧の平均値(ま
たは実効値)が比較され、その差電圧を増幅した値の大
きさで半導体スイッチ５１または５２の閉時間を制御す
るものである。抵抗器８５の両端電圧が可変抵抗器８１
で設定した基準電圧値と比較され、基準値より低い場合
は半導体スイッチ５１または５２の閉時間を長くしてト
ランス３１の励磁電流を増加させる。一方、トランス３
１の励磁電流が増えると、半導体スイッチ５１または５
２の開動作期間後の電圧が高くなり、放電管２に流れる
電流値増加によって発光輝度が高くなる。この状態は可
変抵抗器８１の設定を低くして放電管への印過電圧を抑
制することにより発光輝度が調整できる。

【００１６】本発明による他の実施例を図３に示す。動
作原理は図１と同様であるが、コンバータ部の構成が異
なる。図１ではプッシュプル構成に対して図３はブッリ
ジ構成である。半導体スイッチ５６と５２および半導体
スイッチ５７と５１はそれぞれ同時に開閉するが、開と
閉の動作は逆位相関係にある。即ち、半導体スイッチ５
６と５２のグループが開の期間は、半導体スイッチ５７
と５１のグループは閉の期間である。直流電源１よりダ
イオード６１を経由して、半導体スイッチ５７→端子３
１２および３１３→半導体スイッチ５１→抵抗８２を通
し励磁電流が流れる。逆に、半導体スイッチ５１と５７
が開の期間になると、トランス３１の逆起電力でコンデ
ンサ７２を充電して電圧が上昇する。このとき、ダイオ
ード６１を挿入しないと、半導体スイッチ５２と５６の
逆導通特性により端子３１３の電位が直流電源１の電圧
より高くなれず、トランス３１に蓄積された磁気エネル
ギーが直流電源１に回生される。

【００１７】励磁電流よる高いフライバック電圧を使用
できるため、確認実験においては印加電圧の６倍程度の
にフライバック電圧に設計した。１０Ｖ直流電源電を使
い、放電開始電圧Ｖs＝１２００Ｖの放電管を点灯させ
ることにした。１次巻線：１４ターン×２巻線、２次巻
線：５６０ターンの４０倍の巻数比のトランスを試作し
た。直流電源電圧をベースにトランスの発生電圧を計算
すると、２次電圧は１０Ｖ×４０＝４００Ｖとなり、放
電開始電圧Ｖs＝１２００Ｖに達しない。従来方式では
この巻数比では放電管を点灯できなかった。しかし、本
発明は、フライバック電圧の働きで、放電開始前は、そ
の６倍以上の２４００Ｖを印加できるため、２次巻数が
少ないトランスが使用できる。

【００１８】これに対して、従来方式ではトランスの巻
線数は、放電開始電圧Ｖs＝１２００Ｖ以上の電圧を発
生させるために、１２００Ｖ＝１０Ｖ×１２０以上の巻
数比のトランスが必要であった。従来方式では１次巻
線：１０ターン×２巻線、２次巻線：１８００ターンで
その巻数比１８０であったのに対して、本発明の方式に
よるトランスの巻数比は４０であり、２次巻数だけを比
較しても１／３以下に低減できた。巻数比だけを比較し
ても本発明によってトランスを小型にできることは容易
に理解できる。さらに、トランスの鉄心の外形寸法を比
べると、従来は１４５mm×２０mm×７mmの２０．３ccの
容積に対して、９５mm×１４mm×６mmの８．０cc、容積
比３９％と大幅に小型化になる。

【００１９】

【発明の効果】以上、本発明はその詳細な説明から明ら
かなようにＤＣ／ＤＣコンバータを省略してもトランス
の２次電圧を可変にできること、即ち輝度調整が可能な
放電管駆動回路を提供できる。従来顧みられなかった双
方向フライバックトランスを適用し、直流電源にダイオ
ードを挿入することによって実現できたものであり、イ
ンダクタなどの巻線部品を必要としない方式である。Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータおよびインダクタをなくして回路構
成も簡略化を図ったため、回路実装上の省スペース化が
得られる。同時に、安価な部品で構成ができ、さらに高
効率運転を可能とするものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施例を示す回路構成である。

【図２】本発明による実施例の電圧波形例である。

【図３】本発明による他の実施例を示す回路構成であ
る。

【図４】従来技術を示す回路構成である。

【図５】従来技術における波形例である。

【符号の説明】

１ 直流電源、２ 放電管、３１，３４ トランス、３
１１〜３１５，３４１〜３４７ 端子、３２，３３ イ
ンダクタ、４１，４２ 制御回路、５１〜５７：半導体
スイッチ、６１，６３ ダイオード、７１〜７５ コン
デンサ、８１ 可変抵抗器、８２〜８５ 抵抗器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの１次巻線に直流電源、コンバ
   ータ回路および制御回路を接続し、前記トランスの２次
   巻線に所要の周波数の交流電圧を誘起させて冷陰極放電
   蛍光管に印加する放電管駆動回路において、前記トラン
   スを双方向フライバックトランスに構成し、前記１次巻
   線に並列にコンデンサを接続すると共に前記直流電源に
   対して順方向にダイオードを挿入することを特徴とする
   放電管駆動回路。
2. 【請求項２】 請求項１において、前記コンバータ回路
   をプッシュプルに構成することを特徴とする放電管駆動
   回路。
3. 【請求項３】 請求項１において、前記コンバータ回路
   をブリッジに構成することを特徴とする放電管駆動回
   路。
4. 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記
   ２次巻線の誘起電圧は実質的に偶数次調波を含まない対
   称波形であることを特徴とする放電管駆動回路。
5. 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかにおいて、前記
   トランスの１次と２次の巻数比は１：５０以下であるこ
   とを特徴とする放電管駆動回路。
6. 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記
   冷陰極放電蛍光管を流れる電流を検出して２次巻線誘起
   電圧を制御することを特徴とする放電管駆動回路。