KR20040101063A - 직류-교류 변환 장치, 및 교류 전력 공급 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직류 전압이 공급되는 센터탭 부착 1차 코일을 갖는 변압기를 이용하여 간소한 구성으로 부하로의 전력 공급을 치밀하게 조정할 수 있는 인버터를 제공하는 것이다.
센터탭에 직류 전원 전압이 공급되고, 그 1차 코일의 각 단부와 공통 전위 점 사이에 번갈아 온으로 되는 제1, 제2 반도체 스위치를 설치하고, 부하에 흐르는 전류를 귀환하여 각 반도체 스위치를 PWM 제어한다. 또, 1차 코일의 센터탭과 양 단부 사이에 콘덴서와 반도체 스위치와의 직렬 회로를 각각 접속하고, 이들 반도체 스위치를 제1, 제2 반도체 스위치와 동기시켜서 온으로 함으로써, 전환시에 비정상의 고전압이 발생하는 것을 방지한다.

Description

직류-교류 변환 장치, 및 교류 전력 공급 방법 {DC/AC INVERTER AND METHOD OF SUPPLYING AC ELECTRIC POWER}
본 발명은 상기 기기 부속의 전원 어댑터나 배터리 등의 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 직류-교류 변환 장치(이하, 인버터라 함) 및 교류 전력 공급 방법에 관한 것이다.
노트 퍼스널 컴퓨터의 액정 모니터나 액정 텔레비전 수상기 등의 액정 디스플레이의 백라이트 광원으로서 냉음극 형광등(CCFL)이 사용되고 있다. 이 CCFL은 통상의 열음극 형광등보다 일반적으로 효율이 높고 수명이 길며, 열음극 형광등이 갖고 있는 필라멘트를 생략하고 있다.
이 CCFL을 시동 및 동작시키기 위해서는 높은 교류 전압을 필요로 한다. 예를 들면, 시동 전압은 약 1000V이고, 동작 전압은 약 600V이다. 이 높은 교류 전압은 인버터를 이용하여 노트 퍼스널 컴퓨터나 액정 텔레비전 수상기 등의 직류 전원으로 발생시킨다.
이에 따라, CCFL용 인버터로서 로이어(Royer)회로가 일반적으로 사용되고 있다. 이 로이어 회로는 가포화 자심(磁芯) 변압기, 제어 트랜지스터 등으로 구성되고, 그리고 가포화 자심 변압기의 비선형 투자율, 제어 트랜지스터의 비선형 전류게인 특성에 의해 자기 발진한다. 로이어 회로 자체는 외부 클록이나 드라이버 회로를 필요로 하지 않는다.
그러나, 로이어 회로는 기본적으로 일정 전압 인버터이고, 입력 전압이나 부하 전류가 변화하는 경우에 일정 출력 전압을 유지할 수 없다. 따라서, 로이어 회로에 전력을 공급하기 위한 레귤레이터를 필요로 한다. 이에 따라, 로이어 회로를 이용한 인버터는 소형화가 어렵고, 또 전력 변환 효율도 낮다.
센터탭에 직류 전압이 공급되는 1차 코일과 교류 전압 출력용의 2차 코일을 갖는 센터탭형 변압기를 이용한 인버터가 제안되고 있다(특허 문헌 1 및 특허 문헌 2 참조).
특허 문헌 1의 인버터는 1차 코일의 센터탭에 직류 전압이 공급되고, 1차 코일의 각 단부와 그라운드 사이에 각각 반도체 스위치를 갖고 있고, 이 반도체 스위치가 번갈아 온ㆍ오프로 된다. 그 인버터에 공급하는 직류 전압을 PWM 제어하는 PWM 제어 장치를 설치하고 있다. 그리고, PWM 제어 장치에 의한 직류 전류의 제어에 의해 인버터에서 부하로 공급하는 전력의 제어를 행한다.
특허 문헌 2의 인버터는 센터탭에 직류 전원이 접속된 1차 코일, 교류 전압 출력용의 2차 코일, 피드백용의 3차 코일을 갖는 승압 트랜스와, 그 승압 트랜스의 1차 코일의 양 단부 사이에 접속되고, 이 1차 코일의 인덕턴스와의 사이에서 LC 공진 회로를 구성하는 공진 콘덴서와, 한 단부측은 그 공진 콘덴서의 다른 단부에 각각 접속되고 다른 단부측은 어스되어 3차 코일의 출력 전압에 의해 번갈아 온, 오프로 되는 한 쌍의 반도체 스위치와, 이 LC 공진 회로내에 접속된 가변 인덕터를구비하고 있다. 그리고, 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어함으로써 인버터의 출력 전압을 제어한다.
[특허 문헌 1]
특표 2002-500427호 공보
[특허 문헌 2]
특개평 6-14556호 공보
종래의 로이어 회로를 이용하면 소형화가 어렵고, 또 변환 효율도 낮다고 하는 문제가 있다. 특허 문헌 1에서는 인버터와 별도로 그 인버터에 공급하는 직류 전압을 PWM 제어하기 위한 PWM 제어 장치를 필요로 하기 때문에, 직류-교류 변환 장치 전체의 구조가 복잡하게 되고, 또 소형화가 어렵게 된다. 또, 특허 문헌 2에서는 LC 공진 회로내에 접속된 가변 인덕터를 구비하고, 이 인덕턴스를 제어하여 출력 전압을 제어하기 때문에, 구조가 복잡하게 되고, 또 소형화도 어렵게 된다.
그래서, 본 발명은 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하기 위한 인버터로서, 직류 전압이 공급되는 탑부착 1차 코일을 갖는 변압기를 이용하여 간소한 구성으로 부하로의 전력 공급을 치밀하게 조정할 수 있는 인버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성도.
도 2는 도 1을 위한 인버터 제어용 IC의 내부 구성도.
도 3은 도 1의 인버터의 제1 예의 타이밍 차트.
도 4는 도 3의 각 타이밍에 있어서 동작 상태를 나타내는 도면.
도 5는 본 발명의 작용을 종래와 대비하여 설명하기 위한 파형도.
도 6은 도 1의 인버터의 제2 예의 타이밍 차트.
도 7은 도 6의 각 타이밍에 있어서 동작 상태를 나타내는 도면.
도 8은 도 1의 인버터의 주회로 구성을 변경한 다른 예를 나타내는 도면.
도 9는 도 1의 인버터의 주회로 구성을 변경한 또다른 예를 나타내는 도면.
도 10은 도 1의 인버터의 주회로 구성을 변경한 별도의 또다른 예를 나타내는 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
TR : 센터탭 부착 변압기 FL : 냉음극 형광등
BAT : 직류 전원 101∼104 : 제1∼제4 반도체 스위치
P1, P2, N1, N2 : 게이트 구동 신호 200 : 인버터 제어용 IC
CT : PWM용 삼각파 신호 Fb : 귀환 전압
IS : 검출 전압 BCT : 버스트용 삼각파 신호
DUTY : 버스트용 듀티 신호
청구항 1에 기재된 인버터는 센터탭 부착 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 가지며 상기 센터탭이 직류 전원의 제1 전위점에 접속되는 변압기와, 상기 1차 코일의 한 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 접속되고, 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제1 반도체 스위치와, 상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 제2 전위점과의 사이에 접속되고, 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제2 반도체 스위치와, 상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 센터탭 사이에 직렬로 접속된 제1 콘덴서와 제3 반도체 스위치와, 상기 1차 코일의 한 단부와 상기 센터탭 사이에 직렬로 접속된 제2 콘덴서 및 제4 반도체 스위치와, 상기 2차 코일에 접속된 부하에 흐르는 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와, 상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와, 상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 켜는 제1 스위치 구동 신호, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 켜는 제2 스위치 구동 신호, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 켜는 제3 스위치 구동 신호, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 켜는 제4 스위치 구동 신호를 발생하는 스위치 구동 신호 출력용의 로직 회로를 구비하고,
상기 제1∼제4 스위치 구동 신호는 상기 삼각파 신호열의 삼각파 신호의 하나 건너에 상기 제1 반도체 스위치와 상기 제3 반도체 스위치의 제1조 반도체 스위치군과, 상기 제2 반도체 스위치와 상기 제4 반도체 스위치의 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지고, 또한 상기 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지는 동안에 상기 제1 내지 제4 반도체 스위치가 모두 오프로 꺼지는 오프 기간을 설정하는 타이밍으로 발생되는 것을 특징으로 한다.
청구항 2에 기재된 인버터는 청구항 1에 기재된 인버터에 있어서, 상기 제1 및 제3 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제2 및 제4 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 및 제3 반도체 스위치가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하는 것을 특징으로 한다.
청구항 3에 기재된 인버터는 청구항 1에 기재된 인버터에 있어서, 상기 제1 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제2 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고, 상기 제3 반도체 스위치는 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜지기 전에, 또한 상기 제2 반도체 스위치가 온을 종료하고 나서 소정 시간 후에 온으로 하고, 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜진 동안은 온을 계속하고, 상기 제4 반도체 스위치는 상기 제2 반도체 스위치가 온으로 켜지기 전에, 또한 상기 제1 반도체 스위치가 온을 종료하고 소정 시간 후에 온으로 하고, 상기 제2 반도체 스위치가 온으로 켜진 동안은 온을 계속하는 것을 특징으로 한다.
청구항 4에 기재된 인버터는 청구항 1 내지 3에 기재된 인버터에 있어서, 상기 제1 반도체 스위치 내지 제4 반도체 스위치는 MOS 전계 효과 트랜지스터인 것을 특징으로 한다.
청구항 5에 기재된 인버터는 청구항 1 내지 4에 기재된 인버터에 있어서, 온시간과 오프시간과의 비를 조정할 수 있는 펄스열 형상의 버스트 제어 신호를 형성하고, 이 버스트 제어 신호에 의해 상기 제1∼상기 제4 스위치 구동 신호를 발생 또는 정지시키는 것을 특징으로 한다.
청구항 6에 기재된 교류 전력 공급 방법은 센터탭 부착 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에, 직류 전원의 전원 전압을 변환한 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로서,
상기 센터탭을 상기 직류 전원의 제1 전위점에 접속하고,
상기 1차 코일의 한 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제1 반도체 스위치를 접속하고,
상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제2 반도체 스위치를 접속하고,
상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 센터탭 사이에 제1 콘덴서와 제3 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
상기 1차 코일의 한 단부와 상기 센터탭 사이에 제2 콘덴서와 제4 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
전류 검출 회로에 의하여 상기 2차 코일에 접속된 부하로 흐르는 전류를 검출하고,
상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 그 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고,
상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 켜는 제1 스위치 구동 신호, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 켜는 제2 스위치 구동 신호, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 켜는 제3 스위치 구동 신호, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 켜는 제4 스위치 구동 신호를 발생하고,
상기 제1∼제4 스위치 구동 신호는 상기 삼각파 신호열의 삼각파 신호의 하나 건너에 상기 제1 반도체 스위치와 상기 제3 반도체 스위치의 제1조 반도체 스위치군과, 상기 제2 반도체 스위치와 상기 제4 반도체 스위치의 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지고, 또한 상기 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지는 동안에 상기 제1 내지 제4 반도체 스위치가 모두 오프로 꺼지는 오프 기간을 설정하는 타이밍으로 발생되는 것을 특징으로 하는 교류 전력 공급 방법
[발명의 실시형태]
이하, 도면을 참조하여 본 발명에 따른 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하는 인버터 및 교류 전력 공급 방법의 실시형태를 설명한다.
도 1은 센터탭 부착 1차 코일과 2차 코일을 갖는 절연 변압기, 반도체 스위치 회로를 이용하여 PWM 제어하는 본 발명의 실시형태에 따른 인버터의 전체 구성을 나타내는 도면이다. 도 2는 그를 위한 인버터 제어용 IC의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 1에 있어서, 변압기 TR은 1차 코일(107)이 센터탭 T와 한 단부의 단자(이하, 제1 단자) A와 다른 단의 단자(이하, 제2 단자) B를 가지며, 부하로 교류 전력을 공급하는 2차 코일(108)을 갖는 절연 변압기이다. 이 변압기 TR의 센터탭 T에 직류 전원 전압 VCC가 공급된다. 이 직류 전원 전압 VCC는 공통 전위점인 그라운드와의 사이의 전압이며, 전지 전원 BAT로부터 공급되고 있다.
제1 반도체 스위치인 N형 MOSFET(이하, NMOS)(101)은 변압기 TR의 1차 코일(107)에의 제1 방향으로 전류 경로를 형성하기 위한 스위치이다. 또, 제2 반도체 스위치인 NMOS(102)는 변압기 TR의 1차 코일(107)에의 제2 방향으로 전류 경로를 형성하기 위한 스위치이다. 이 NMOS(101)와 NMOS(102)가 번갈아 온으로 켜짐으로써 변압기 TR의 1차 코일(107)에 교체 전류가 흐른다.
또, 1차 코일(107)의 센터탭 T와 제2 단자 B와의 사이에 제1 콘덴서(105)와 제3 반도체 스위치인 P형 MOSFET(이하, PMOS)(103)과의 직렬 회로가 접속된다. 이 PMOS(103)는 기본적으로 NMOS(101)에 동기하여 온으로 켜지도록 제어된다. 동일하게, 1차 코일(107)의 센터탭 T와 제1 단자 A와의 사이에 제2 콘덴서(106)와 제4 반도체 스위치인 PM0S(104)와의 직렬 회로가 접속된다. 이 PM0S(104)는 기본적으로 NMOS(102)에 동기하여 온으로 켜지도록 제어된다.
이러한 NMOS(101), NMOS(102), PMOS(103), PMOS(104)는 각각 바디 다이오드(즉, 백게이트 다이오드)를 갖고 있다. 이 바디 다이오드에 통해 본래의 전류 경로와 역방향의 전류를 흐르게 할 수 있다. 또한, 바디 다이오드와 동일한 기능을 수행하는 다이오드를 별도로 설치해도 된다.
직류 전원 BAT의 전원 전압 VCC가 NMOS(101), NMOS(102)를 통해 변압기 TR의 1차 코일(107)에 공급되고, 그 2차 코일(108)에 코일비에 따른 고전압이 유기된다. 이 유기된 고전압이 부하인 냉음극 형광등 FL에 공급되어 냉음극 형광등 FL이 점등한다. 또한, PMOS(103), PMOS(104)는 콘덴서(105, 106)과 함께 비정상의 피크 과전압을 억제하고, 프라이백 에너지를 회수하는 등의 역할을 수행한다.
콘덴서(111), 콘덴서(112)는 저항(117), 저항(118)과 함께 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압을 검출하고, 컨트롤러 IC(200)에 피드백한다. 저항(114), 저항(115)은 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류를 검출하고, 컨트롤러 IC(200)에 피드백한다. 또, 콘덴서(111)는 그 캐패시턴스와 변압기 TR의 인덕턴스 성분으로 공진시키기 위한 것이고, 이 공진에는 냉음극 형광등 FL의 기생 캐패시턴스도 기여한다. 113, 116, 119, 120은 다이오드이다. 또, 151, 152는 전원 전압 안정용의 콘덴서이다.
컨트롤러 IC(200)는 복수의 입출력 핀을 갖고 있다. 제1 핀 1P는 PWM 모드와 간헐 동작(이하, 버스트)모드의 전환 단자이고, 외부로부터 모드의 전환 및 버스트 모드시의 듀티비를 결정하는 듀티 신호 DUTY가 입력된다. 제2 핀 2P는 버스트모드 발진기(BOSC)의 발진 주파수 설정용량 접속단자이고, 설정용 콘덴서(131)가 접속되어 버스트용 삼각파 신호 BCT가 발생한다.
제3 핀 3P는 PWM 모드 발진기(OSC)의 발진 주파수 설정용량 접속단자이고, 설정용 콘덴서(132)가 접속되고, PWM용 삼각파 신호 CT가 발생한다. 제4 핀 4P는제3 핀 3P의 충전 전류 설정저항 접속단자이고, 설정용 저항(133)이 접속되고, 그 전위 RT와 저항치에 따른 전류가 흐른다. 제5 핀 5P는 접지 단자이고, 그라운드 전위 GND에 있다.
제6 핀 6P는 제3 핀 3P의 충전 전류 설정저항 접속단자이고, 설정용 저항(134)이 접속되고, 내부 회로의 제어에 의하여 이 저항(134)이 설정용 저항(133)에 병렬로 접속되거나 또는 분리되고, 그 전위 SRT는 그라운드 전위 GND나, 제4 핀 4P의 전위 RT로 된다. 제7 핀 7P는 타이머 래치 설정용량 접속단자이고, 내부의 보호 동작용의 동작시한를 결정하기 위한 콘덴서(135)가 접속되고, 콘덴서(135)의 전하에 따른 전위 SCP가 발생한다.
제9 핀 9P는 저항(140)을 통해 냉음극 형광등 FL에 흐르는 전류에 따른 전류 검출 신호(이하, 검출 전류) IS가 입력되고, 제1 오차 증폭기에 입력된다. 제8 핀 8P는 제1 오차 증폭기 출력 단자이고, 이 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에 콘덴서(136)가 접속된다. 제8 핀 8P의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 제어를 위한 제어 전압으로 된다. 이하, 각 전압은 특별한 이의가 없는 한, 그라운드 전위를 기준으로 하고 있다.
제10 핀 1OP는 저항(139)을 통해 냉음극 형광등 FL에 인가되는 전압에 따른 전압 검출 신호(이하, 검출 전압) VS가 입력되고, 제2 오차 증폭기에 입력된다. 제10 핀 10P에는 콘덴서(137)가 제8 핀 8P와의 사이에 접속된다.
제11 핀 11P는 시동 및 시동시간 설정 단자이고, 저항(143)과 콘덴서(142)에 의해 시동 신호 ST가 지연되고 노이즈가 억제된 신호 STB가 인가된다. 제12 핀 12P는 슬로우스타트 설정용량 접속단자이고, 콘덴서(141)가 그라운드와의 사이에 접속되며, 시동시에 서서히 상승하는 슬로우스타트용의 전압 SS가 발생한다.
제13 핀 13P는 동기용 단자이고, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 이와 접속된다. 제14 핀 14P는 내부 클록 입출력 단자이고, 다른 컨트롤러 IC와 협동시키는 경우에 이와 접속된다.
제15 핀 15P는 외부 부착 FET 드라이브 회로의 그라운드 단자이다. 제16 핀 16P는 NMOS(101)의 게이트 구동 신호 N1을 출력하는 단자이다. 제17 핀 17P는 NMOS(102)의 게이트 구동 신호 N2를 출력한 단자이다. 제18 핀 18P는 NMOS(104)의 게이트 구동 신호 P2를 출력하는 단자이다. 제19 핀 19P는 NMOS(103)의 게이트 구동 신호 Pl을 출력하는 단자이다. 제20 핀 20P는 전원 전압 VCC를 입력하는 전원 단자이다.
컨트롤러 IC(200)의 내부 구성을 나타내는 도 2에 있어서, OSC 블록(201)은 제3 핀 3P에 접속된 콘덴서(132)와 제4 핀 4P에 접속된 저항(133, 134)에 의하여 결정되는 PWM 삼각파 신호 CT를 발생하고, PWM 비교기(214)에 공급하는 동시에, 내부 클록을 발생시켜서 로직 블록(203)에 공급한다.
BOSC 블록(202)은 버스트용 삼각파 신호 발진 회로이고, 제2 핀 2P에 접속된 콘덴서(131)에 의해 결정되는 버스트용 삼각파 신호 BCT를 발생한다. BCT 주파수는 CT 주파수보다 현저하게 낮게 설정된다(BCT 주파수<CT 주파수). 제1 핀 1P에 공급되는 아날로그(직류 전압)의 듀티 신호 DUTY와 삼각파 신호 BCT를 비교기(221)로 비교하고, 이 비교 출력으로 OR 회로(239)를 이용하여 NPN 트랜지스터(이하,NPN)(234)를 구동한다. 또한, 제1 핀 1P에 디지털(PWM 형식)의 듀티 신호 DUTY가 공급되는 경우에는 제2 핀 2P에 저항을 접속하고 BOSC 블록(202)으로부터 버스트용 소정 전압을 발생시킨다.
로직 블록(203)은 PWM 제어 신호 등이 입력되고, 소정의 로직에 따라 스위치 구동 신호를 생성하고, 출력 블록(204)을 통해 게이트 구동 신호 P1, P2, Nl, N2를, PMOS(103, 104), NMOS(101, 102)의 게이트에 인가한다.
슬로우스타트 블록(205)은 시동 신호 ST가 입력되고, 콘덴서(142), 저항(143)에 의하여 완만하게 상승하는 전압 STB인 비교기(217)로의 입력이 그 기준 전압 Vref6을 넘으면, 비교기(217)의 출력에 의하여 시동한다. 비교기(217)의 출력은 로직 블록(203)을 구동할 수 있게 한다. 또한, 249는 반전 회로이다. 또, 비교기(217)의 출력에 의하여 OR 회로(243)를 통해 플립플롭(FF)회로(242)를 리셋한다. 스타트 블록(205)이 시동하면, 슬로우스타트 전압 SS가 서서히 상승하고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로 입력된다. 따라서 시동시에는 PWM 제어가 슬로우스타트 전압 SS에 따라 행해진다.
또한, 시동시에 비교기(216)는 입력이 기준 전압 Vref5를 넘은 시점에서, OR 회로(247)를 통해 NMOS(246)를 오프로 한다. 이로 인해, 저항(134)을 분리하고, PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수를 변경한다. 또, OR 회로(247)에는 비교기(213)의 출력도 입력된다.
제1 오차 증폭기(211)에는 냉음극 형광등 FL의 전류에 비례한 검출 전류 IS가 입력되고, 기준 전압 Vref2(예, 1.25V)와 비교되고, 그 오차에 따른 출력에 의해 정전류원 I1에 접속된 NPN(235)을 제어한다. 이 NPN(235)의 컬렉터는 제8 핀 8P에 접속되고, 이 접속점의 전위가 귀환 전압 FB로 되고, PWM 비교기(214)에 비교 입력으로 입력된다.
PWM 비교기(214)에서는 삼각파 신호 CT와, 귀환 전압 FB 또는 슬로우스타트 전압 SS가 낮은 쪽의 전압을 비교하여 PWM 제어 신호를 발생하고, AND 회로(248)를 통해 로직 블록(203)에 공급한다. 시동 종료 후의 정상 상태에서는 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB가 비교되어, 설정된 전류가 냉음극 형광등 FL에 흐르도록 자동적으로 제어된다.
또한, 제8 핀 8P와 제9 핀 9P와의 사이에는 콘덴서(136)가 접속되어 있기 때문에, 귀환 전압 FB는 원활하게 증가 또는 감소한다. 따라서 PWM 제어는 쇼크없이 원활히 행해진다.
제2 오차 증폭기(212)에는 냉음극 형광등 FL의 전압에 비례한 검출 전압 VS가 입력되고, 기준 전압 Vref3(예, 1.25V)과 비교되고, 그 오차에 따른 출력에 의해 더블 컬렉터의 한쪽이 정전류원 I1에 접속된 더블 컬렉터 구조의 NPN(238)을 제어한다. 이 NPN(238)의 컬렉터는 역시 제8 핀 8P에 접속되어 있기 때문에, 검출 전압 VS에 의해서도 귀환 전압 FB가 제어된다. 또한, 귀환 전압 FB가 기준 전압 Vref1(예, 3V)을 넘으면, PNP 트랜지스터(이하, PNP)(231)가 온으로 켜져서 귀환 전압 FB의 지나친 상승을 제한한다.
비교기(215)는 전원 전압 VCC를 저항(240, 241)에서 분압한 전압과 기준 전압 Vref7(예, 2.2V)를 비교하여, 전원 전압 VCC가 소정치에 이른 시점에서 그 출력을 반전하고, OR 회로(243)를 통해 FF 회로(242)를 리셋한다.
비교기(218)는 슬로우스타트 전압 SS를 기준 전압 Vref8(예, 2.2V)과 비교하고, 전압 SS가 커지면 AND 회로(244) 및 OR 회로(239)를 통해 NPN(234)를 온으로 한다. NPN(234)가 온으로 켜짐으로써, 다이오드(232)가 전류원 I2에 의하여 역바이어스되고, 그 결과 제1 오차 증폭기(211)의 통상 동작을 가능하게 한다.
비교기(219)는 더블 컬렉터의 다른 쪽이 정전류원 I3에 접속된 NPN(238)이 제2 오차 증폭기(212)에 의하여 온으로 되면, 그 전압이 기준 전압 Vref9(예, 3.0V)보다 저하되어 비교 출력이 반전한다. 비교기(220)는 귀환 전압 FB를 기준 전압 Vref10(예, 3.0V)와 비교하여 귀환 전압 FB가 높아지면 비교 출력이 반전한다. 비교기(219, 220)의 출력 및 비교기(218)의 출력의 반전 신호에 대해서는 OR 회로(245)를 통해 타이머 블록(206)에 인가하고, 소정 시간을 계측하여 출력한다. 이 타이머 블록(206)의 출력에 따라 FF(242)를 세트하고, 이 FF 회로(242)의 Q 출력으로 로직 블록(203)의 동작을 정지한다.
다음에, 이상과 같이 구성되는 인버터의 동작을 PWM 제어 및 그 버스트 제어에 대하여 설명한다.
듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 넘는 동안(ON DUTY)은 PWM 제어가 행해진다. 한쪽, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 동안(OFF DUTY)은 PWM 제어가 정지되고, 냉음극 형광등 FL로의 전력 공급은 정지된다.
PWM용 삼각파 신호 CT의 주파수는 예를 들어 50kHz이고, 이를 주파수가 예를들어 150Hz의 삼각파 신호 BCT로 버스트 제어하기 때문에, 시각상 아무런 문제가 없다. 그리고, 듀티 신호 DUTY의 크기를 제어함으로써, PWM 제어만에 의해 냉음극 형광등 FL에 공급 가능한 범위를 초과하여, 더욱 광범위하게 전력 공급, 즉 광량의 제어를 할 수가 있다.
구체적으로 회로 동작을 보면, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 밑돌고 있는 동안에, 비교기(221)의 출력은 저(L) 레벨에 있고, NPN(234)은 오프로 하고 있다.
이로 인해, 다이오드(232)가 정전류원 I2에 의하여 순차적으로 바이어스되고, 제1 오차 증폭기(211)의 입력은 높은 값으로 되어 NPN 트랜지스터(235)가 온으로 되고, 귀환 전압 FB는 낮은 전압으로 규제된다.
PWM 비교기(214)는 2개의 부(-)입력중 보다 낮은 쪽의 전압과, 정(+)의 삼각파 신호 CT가 비교된다. 따라서, 이 경우에 PWM 제어 신호는 출력되지 않는다.
다음에, 듀티 신호 DUTY가 버스트용 삼각파 신호 BCT를 상회하면, NPN(234)는 온으로 켜지고, 다이오드(232)는 역바이어스되어 오프로 꺼진다. 이 때, 검출 전압 IS는 낮은 값에 있기 때문에, 제1 오차 증폭기(211)는 입력되는 검출 전압 IS에 따라 출력을 발생하고, NPN(235)의 도통도를 제어한다. 그 NPN(235)의 컬렉터 전압, 즉 귀환 전압 FB는 제8, 제9 핀 사이에 접속되어 있는 콘덴서(136)의 작용에 의해 완만하게 상승하고, 본래의 귀환에 따른 정상치에 이른다. 이에 따라, PWM 제어 신호가 PWM 비교기(214)에서 로직 블록(203)으로 공급되고, 게이트 구동 신호 P1∼N2가 출력되어 NMOS(101, 102)가 PWM 제어된다. 이와 동기하여 PMOS(103, 104)가 제어된다.
PWM 제어시의 로직 블록(203), 출력 블록(204)에 있어서 게이트 구동 신호 P1∼N2의 형성 로직을 도 3의 제1 예의 타이밍 차트를 참조하고, 도 4의 각 타이밍에 있어서 동작 상태를 참조하여 상세하게 설명한다. 또, 본 발명의 작용을 도 5의 파형도를 참조하여 설명한다.
펄스폭 변조 신호, 즉 PWM용 삼각파 신호 CT와 귀환 전압 FB에 근거하여 제1 반도체 스위치인 NMOS(101)을 구동하는 제1 게이트 구동 신호 N1과, 제2 반도체 스위치인 NMOS(l02)를 구동하는 제2 게이트 구동 신호 N2와, 제3 반도체 스위치인 PMOS(103)를 구동하는 제3 게이트 구동 신호 P1과, 제4 반도체 스위치인 PMOS(104)를 구동하는 제4 게이트 구동 신호 P2가 출력 블록(204)으로부터 출력된다.
이러한 게이트 구동 신호 P1∼N2는 삼각파 신호열 CT의 삼각파 신호의 하나 건너에 NMOS(101)와 PMOS(103)의 제1조 반도체 스위치군과 NMOS(102)와 PMOS(104)의 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지고, 또한 제1조 반도체 스위치군과 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지는 동안은 NMOS(101)∼PMOS(104)가 모두 오프로 꺼지는 오프 기간을 설정하는 타이밍으로 발생된다.
구체적으로, NMOS(101) 및 PMOS(103)는 삼각파 신호열 CT의 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점(단, 귀환 신호 FB보다 낮은 측)의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다. 또, NMOS(102) 및 PMOS(104)는 삼각파 신호열 CT의 NMOS(101) 및 PMOS(103)가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점(단, 귀환 신호FB보다 낮은 측)의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다.
도 3의 구간 i에 있어서, 게이트 구동 신호 N1은 H 레벨이고, NMOS(101)가 온으로 켜지고, 1차 코일(107)에는 센터탭 T로부터 제1 단자 A를 통과하여 제1 방향으로 직류 전원 BAT(전원 전압 VCC)로부터 전류가 흐르고 있다. 이 상태가 도 4 (a)에 도시되어 있다. 또, 게이트 구동 신호 P1은 L 레벨에 있고, PMOS(103)가 온으로 켜지기 때문에, 센터탭 T로부터 다른 단부측 단자(이하, 제2 단자) B의 1차 코일(107)과, 제1 콘덴서 C1과 PMOS(103)에 의한 루프가 형성되고, 도시 화살표 방향으로 전류가 흐른다. 제1 단자 A의 전압(이하, A점 전압) Va는 그라운드 전압 GND이다.
구간 ii로 되면, 게이트 구동 신호 N1이 L 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 P1이 H 레벨로 되고, NMOS(101)∼PMOS(104)는 모두 오프로 된다. 이 상태가 도 4 (b)에 도시되어 있다. 이 구간 ii에서는 변압기 TR의 축적 에너지에 의해 제1 방향의 전류가 NMOS(102)의 바디 다이오드, 제2 단자 B, 센터탭 T를 통해 직류 전원 BAT(전원 전압 VCC)으로 흐른다. 한편, 동일하게 변압기 TR의 축적 에너지에 의해 제2 콘덴서(106), PMOS(104)의 바디 다이오드, 센터탭 T, 제1 단자 A의 루프를 통해 전류가 흐른다. 이 상태에서는 A점 전압 Va는 전원 전압 VCC의 2 배로 바디 다이오드에 의한 강하 전압 Vf를 가산한 전압, 2×VCC+Vf로 된다.
구간 ii의 후반이 되어 변압기 TR의 축적 에너지에 의한 제1 방향의 전류가 제로로 되면, 구간 ii'로서 파선으로 도시된 바와 같이 A점 전압 Va는 전원 전압VCC로 된다. 이와 같이 전류가 제로로 되는 상태는 펄스폭 변조 신호의 듀티 팩터가 작을 때, 즉 게이트 구동 신호 P1∼N2의 온 신호 기간이 짧을 때에 발생하는 경우가 있다. 이 경우에는 1차 코일(107)의 전류의 방향을 전환하기 이전에, 1차 코일(107)에 흐르는 전류가 제로의 상태가 형성된다.
구간 iii에 있어서, 게이트 구동 신호 N2는 H 레벨이고, NMOS(102)가 온으로 켜지고, 1차 코일(107)에는 센터탭 T로부터 제2 단자 B를 통과하여 제2 방향으로 직류 전원 BAT (전원 전압 VCC)로부터 전류가 흐르고 있다. 이 상태가 도 4 (c)에 도시되어 있다. 또, 게이트 구동 신호 P2는 L 레벨에 있고, PMOS(104)가 온으로 켜짐으로써, 센터탭 T로부터 제1 단자 A의 1차 코일(107)과, 제2 콘덴서(106)와 PMOS(104)에 의한 루프가 형성되고, 도시 화살표 방향으로 전류가 흐른다. A점 전압 Va는 전원 전압 VCC의 2배(2×VCC)이다.
구간 iv로 되면, 게이트 구동 신호 N2가 L 레벨로 되고, 게이트 구동 신호 P2가 H 레벨로 되고, NMOS(101)∼PMOS(104)는 모두 오프로 된다. 이 상태가 도 4 (d)에 나타나 있다. 이 구간 iv에서는 변압기 TR의 축적 에너지에 의해 제2 방향의 전류가 NMOS(101)의 바디 다이오드, 제1 단자 A, 센터탭 T를 통해 직류 전원 BAT(전원 전압 VCC)에 흐른다. 한쪽, 동일하게 변압기 TR의 축적 에너지에 의하여 제1 콘덴서(105), PMOS(103)의 바디 다이오드, 센터탭 T, 제2 단자 B의 루프를 전류가 흐른다. 이 상태에서 A점 전압 Va는 그라운드 전압보다 바디 다이오드에 의한 강하 전압 Vf만큼 낮은 전압 -Vf로 된다.
구간 iv의 후반으로 되면, 변압기 TR의 축적 에너지에 의한 제2 방향의 전류가 제로로 되고, 구간 ii'에서와 동일하게 구간 iv'로서 파선으로 도시된 바와 같이 A점 전압 Va는 전원 전압 VCC로 된다. 또한, 제2 단자 B의 B점 전압은 각 구간 i∼iv에 있어서 A점 전압 Va와 반대로 된다.
도 5는 A점 전압 Va와, 냉음극 형광등 FL에 흐르는 부하 전류 Io의 특성을 측정한 것이다. 도 5(a)는 도 1의 제1 실시형태에 있어서, A점 전압 Va와 부하 전류 Io이고, 도 5(b)는 PMOS(103)와 제1 콘덴서(105)와의 직렬 회로 및 PMOS(104)와 제2 콘덴서(106)와의 직렬 회로를 도 1에 설치하지 않는 경우의 A점 전압 Va와 부하 전류 Io이다.
본 발명의 특성을 나타내는 도 5 (a)에서는 A점 전압 Va의 상한은 전원 전압 VCC의 2배의 전압에 바디 다이오드에 의한 강하 전압 Vf를 가한 전압(2×VCC+Vf)으로 되어 있다. 이에 대하여, PMOS(103, 104)와 콘덴서(105, 106)와의 직렬 회로를 설치하지 않는 경우의 특성을 나타내는 도 5(b)에서는 A점 전압 Va는 구간 ii에 진입했을 때에, 상당히 높은 스파이크 형상의 이상 전압 Vpeak가 발생한다. 이 이상 전압 Vpeak는 전원 전압 VCC의 5∼6배 정도인 것으로 측정되고 있다.
이 이상 전압 Vpeak가 발생하는 경우에는 그 이상 전압 Vpeak에 견딜 수 있는 고내압 설계의 소자를 사용할 필요가 있고, 또 그 이상 전압 Vpeak가 주위의 노이즈 발생원이 된다.
본 발명에서는 1차 코일(107)의 센터탭 T와 양 단부 A, B 사이에 PMOS(103, 104)와 콘덴서(105, 106)와의 직렬 회로를 설치한다. 그리고, PMOS(103, 104)를 NMOS(101, 102)와 소정의 관계로 동기시켜서 온으로 한다. 이로 인해, 간이한 구성으로 부하로의 전력 공급을 치밀하게 조정하는 동시에, 전환시의 비정상의 고전압의 발생을 방지하고, 내압이 낮은 회로 소자를 사용하여 인버터를 구성할 수 있다. 또, 프라이백 에너지의 회수도 행해지기 때문에 전력 변환 효율도 향상한다.
도 6은 도 1의 본 발명의 실시형태에 따른 인버터에 있어서, PMOS(103, 104)의 온으로 켜지는 타이밍을 도 3의 타이밍 차트와는 다르게 설정한 제2 예의 타이밍 차트이다. 도 7은 도 6의 각 타이밍에 있어서 동작 상태를 나타내는 도면이다.
이 도 6은 도 3과 PMOS(103, 104)의 온으로 되는 타이밍이 다를 뿐, 이외는동일하다.
도 6에 있어서, 게이트 구동 신호 N1로 구동되는 NMOS(101)는 삼각파 신호열 CT의 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다.
게이트 구동 신호 N2로 구동되는 NMOS(102)는 NMOS(101)가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 귀환 신호 FB가 같아질 때까지 온을 계속한다.
PMOS(103)는 NMOS(101)가 온으로 켜지기 전에, 또한 NMOS(102)가 온을 종료하고 나서 소정 시간 Toff 후에 온으로 하고, NMOS(101)가 온으로 켜진 동안은 온을 계속한다.
PMOS(104)는 NMOS(102)가 온으로 켜지기 전에, 또한 NMOS(101)이 온을 종료하고 나서 소정 시간 Toff 후에 온으로 하고, NMOS(102)가 온으로 켜진 동안은 온을 계속한다.
소정 시간 Toff는 NMOS(101, 102), PMOS(103, 104)가 모두 오프로 꺼지는 기간을 확보하기 위해 설정되어 있다. 구간 ii에 있어서는 소정 시간 Toff가 경과한 후에 PMOS(104)가 온으로 켜진다. 또, 구간 iv에 있어서는 소정 시간 Toff가 경과한 후에 PMOS(103)가 온으로 켜진다.
이 상태는 도 7(b),(d)에 있어서 PMOS(104, 103)는 초기 단계의 기간 Toff에서 오프로 되고 그 바디 다이오드를 통해 전류가 흘러 기간 Toff의 후에 온으로 되는 것을 나타내고 있다.
이처럼 NMOS(101, 102)의 온에 선행하여 PMOS(103, 104)를 온으로 켬으로써, 전류가 PMOS(103, 104)의 바디 다이오드를 흐르는 기간을 단축하고, 그 강하 전압 Vf 만큼의 손실을 절감할 수 있다.
도 8∼도 9는 도 1에 있어서 인버터의 주회로 구성을 변경한 다른 실시형태를 나타내는 도면이다.
도 8은 제3 반도체 스위치인 PMOS(103)와 제1 콘덴서(105)와의 직렬 회로의 접속의 순서 및 제4 반도체 스위치인 PMOS(104)와 제2 콘덴서(106)와의 직렬 회로의 접속의 순서를 도 1와 반대로 한 것이다. 이 도 8의 주회로 구성에 의해서도 동일하게 인버터 동작을 행한다.
도 9는 도 8에 있어서 제3 반도체 스위치(103), 및 제4 반도체 스위치(104)로서 NMOS를 이용한 것이다. 이와 같이 구성함으로써, 제1∼제4 반도체 스위치(101∼104)를 모두 NMOS로 할 수 있기 때문에, 가격, 면적 등의 측면에서 보다 유리한 인버터를 구성할 수 있다. 이 경우에는 제3 반도체 스위치(103), 제4 반도체 스위치(104)를 NMOS로 하는 것에 수반하여, 인버터 제어용 IC(200)로부터 제3 및 제4 반도체 스위치(103, 104)를 도 3 및 도 6에 있어서와 동일한 타이밍으로 적절하게 구동하기 위한 게이트 구동 신호 N3, N4를 공급한다.
도 10은 변압기 TR의 센터탭 T가 공통 전위 점인 그라운드에 접속된다. 전지 전원 BAT로부터 공급되고 있는 직류 전원 전압 VCC는 제1 반도체 스위치인 NMOS(101)를 통해 제1 단자 A에 접속되고, 변압기 TR의 1차 코일(107)에의 제1 방향의 전류 경로를 형성한다. 또, 직류 전원 전압 VCC는 제2 반도체 스위치인 NMOS(102)를 통해 제2 단자 B에 접속되고, 변압기 TR의 1차 코일(107)에의 제2 방향의 전류 경로를 형성한다.
또, 1차 코일(107)의 센터탭 T와 제2 단자 B와의 사이에 제1 콘덴서(105)와 제3 반도체 스위치인 NMOS(103)와의 직렬 회로가 접속된다. 동일하게, 1차 코일(107)의 센터탭 T와 제1 단자 A와의 사이에 제2 콘덴서(106)와 제4 반도체 스위치인 NMOS(104)와의 직렬 회로가 접속된다.
이들 제1∼제4 반도체 스위치(101∼104)는 도 1에 있어서 제1∼제4 반도체 스위치(101∼104)와 동일하게 온 및 오프로 된다. 또한, 이 도 10에 있어서, 제1, 제2 반도체 스위치(101, 102)를 각각 PMOS로 할 수 있다.
이 도 10의 경우에도, 제1∼제4 반도체 스위치(101∼104)를 도 3 및 도 6에 있어서와 동일한 타이밍으로 적절하게 구동하기 위한 게이트 구동 신호 N3, N4를 인버터 제어용 IC(200)로부터 공급한다.
이상의 설명에서는 제1∼제4 반도체 스위치로서 MOSFET를 이용하는 것으로설명하였다. 이 제1∼제4 반도체 스위치로는 구동 신호에 의해 온, 오프로 되며, 바디 다이오드를 갖는 것이면 되며, 또는 스위치에 바디 다이오드와 동일한 기능을 수행하는 다이오드를 별도로 설치한 것이라도 무방하다.
본 발명에 의하면, 직류 전원으로 부하를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하기 위한 인버터에 있어서, 직류 전원 전압이 공급되는 센터탭 부착 1차 코일을 갖는 변압기를 이용하고, 그 1차 코일의 각 단부와 공통 전위점 사이에 번갈아 온으로 켜지는 제1, 제2 반도체 스위치를 설치하고, 부하에 흐르는 전류를 귀환하여 각 반도체 스위치를 펄스폭 변조(PWM) 제어함으로써, 간이한 구성으로 부하로의 전력 공급을 치밀하게 조정할 수 있다.
또, 1차 코일의 센터탭과 양 단부 사이에 제1 콘덴서와 제3 반도체 스위치와의 직렬 회로 및 제2 콘덴서와 제4 반도체 스위치와의 직렬 회로를 접속하고, 이들 제3, 제4 반도체 스위치를 제1, 제2 반도체 스위치와 동기시켜서 온으로 켬으로써, 전환시의 비정상의 고전압의 발생을 방지한다. 이로 인해, 내압이 낮은 회로 소자를 사용하여 인버터를 구성할 수 있다.
또, 반도체 스위치를 M0S 트랜지스터로 함으로써, 그 바디 다이오드(즉, 백게이트 다이오드)의 작용을 유효하게 이용할 수 있다.
또, 제1, 제2 반도체 스위치의 온에 선행하여, 제3, 제4 반도체 스위치를 온으로 켬으로써, 전류가 반도체 스위치의 바디 다이오드를 흐르는 기간을 단축하고, 그 강하 전압만큼의 손실을 절감할 수 있다.
또, 펄스폭 변조 제어와 함께, 온시간과 오프시간과의 비를 조정할 수 있는 버스트 제어를 행함으로써, 펄스폭 변조 제어의 한계를 넘어 부하로의 공급 전력을 광범위하게 조정할 수 있다.

Claims (6)

  1. 센터탭 부착 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 가지며, 상기 센터탭이 직류 전원의 제1 전위점에 접속되는 변압기와,
    상기 1차 코일의 한 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 접속되고, 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제1 반도체 스위치와,
    상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 제2 전위점과의 사이에 접속되고, 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제2 반도체 스위치와,
    상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 센터탭 사이에 직렬로 접속된 제1 콘덴서와 제3 반도체 스위치와,
    상기 1차 코일의 한 단부와 상기 센터탭 사이에 직렬로 접속된 제2 콘덴서와 제4 반도체 스위치와,
    상기 2차 코일에 접속된 부하로 흐르는 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로와,
    상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 형성된 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하는 펄스폭 변조 회로와,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 켜는 제1 스위치 구동 신호, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 켜는 제2 스위치 구동 신호, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 켜는 제3 스위치 구동 신호, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 켜는 제4 스위치 구동 신호를 발생하는 스위치 구동 신호 출력용의 로직 회로를 구비하고,
    상기 제1∼제4 스위치 구동 신호는 상기 삼각파 신호열의 삼각파 신호의 하나 건너에 상기 제1 반도체 스위치와 상기 제3 반도체 스위치의 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2 반도체 스위치와 상기 제4 반도체 스위치의 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지고, 또한 상기 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지는 동안에 상기 제1 내지 제4 반도체 스위치가 모두 오프로 꺼지는 오프 기간을 설정하는 타이밍으로 발생되는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 및 제3 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제2 및 제4 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 및 제3 반도체 스위치가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 하나 건너의 삼각파 신호의한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제2 반도체 스위치는 상기 삼각파 신호열의 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜진 삼각파 신호와는 다른 하나 건너의 삼각파 신호의 한쪽 정점의 시점에서 온으로 하고, 그 직후의 삼각파 신호와 상기 귀환 신호가 같아질 때까지 온을 계속하고,
    상기 제3 반도체 스위치는 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜지기 전에, 또한 상기 제2 반도체 스위치가 온을 종료하고 나서 소정 시간 후에 온으로 하고, 상기 제1 반도체 스위치가 온으로 켜진 동안은 온을 계속하고,
    상기 제4 반도체 스위치는 상기 제2 반도체 스위치가 온으로 켜지기 전에, 또한 상기 제1 반도체 스위치가 온을 종료하고 나서 소정 시간 후에 온으로 하고, 상기 제2 반도체 스위치가 온으로 켜진 동안은 온을 계속하는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 반도체 스위치 내지 제4 반도체 스위치는 MOS 전계효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    온시간과 오프시간과의 비를 조정할 수 있는 펄스열 형상의 버스트 제어 신호를 형성하고, 이 버스트 제어 신호에 의하여 상기 제1∼상기 제4 스위치 구동 신호를 발생 또는 정지시키는 것을 특징으로 하는 직류-교류 변환 장치.
  6. 센터탭 부착 1차 코일과 적어도 하나의 2차 코일을 갖는 변압기의 2차 코일에 접속된 부하에 직류 전원의 전원 전압을 변환한 교류 전력을 공급하는 전력 공급 방법으로서,
    상기 센터탭을 상기 직류 전원의 제1 전위점에 접속하고,
    상기 1차 코일의 한 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 상기 1차 코일에 제1 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제1 반도체 스위치를 접속하고,
    상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 직류 전원의 제2 전위점과의 사이에 상기 1차 코일에 제2 방향으로 전류를 흐르게 하기 위한 제2 반도체 스위치를 접속하고,
    상기 1차 코일의 다른 단부와 상기 센터탭 사이에 제1 콘덴서와 제3 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
    상기 1차 코일의 한 단부와 상기 센터탭 사이에 제2 콘덴서와 제4 반도체 스위치를 직렬로 접속하고,
    전류 검출 회로에 의해 상기 2차 코일에 접속된 부하로 흐르는 전류를 검출하고,
    상기 전류 검출 회로의 검출 전류에 근거하여 귀환 신호를 형성하고, 그 귀환 신호와 삼각파 신호열을 비교하여 펄스폭 변조 신호를 발생하고,
    상기 펄스폭 변조 신호에 근거하여 상기 제1 반도체 스위치를 온으로 켜는제1 스위치 구동 신호, 상기 제2 반도체 스위치를 온으로 켜는 제2 스위치 구동 신호, 상기 제3 반도체 스위치를 온으로 켜는 제3 스위치 구동 신호, 상기 제4 반도체 스위치를 온으로 켜는 제4 스위치 구동 신호를 발생시키고,
    상기 제1∼제4 스위치 구동 신호는 상기 삼각파 신호열의 삼각파 신호의 하나 건너에 상기 제1 반도체 스위치와 상기 제3 반도체 스위치의 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2 반도체 스위치와 상기 제4 반도체 스위치의 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지고, 또한 상기 제1조 반도체 스위치군과 상기 제2조 반도체 스위치군이 번갈아 온으로 켜지는 동안에 상기 제1 내지 제4 반도체 스위치가 모두 오프로 꺼지는 오프 기간을 설정하는 타이밍으로 발생되는 것을 특징으로 하는 교류 전력 공급 방법.
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